專利名稱：具有最佳適用于mmic的輸入網(wǎng)絡(luò)的多赫蒂放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種包括在頻帶中使用的多赫蒂放大器(Doherty amplifier)的電子 電路。
背景技術(shù)：
經(jīng)典多赫蒂放大器具有兩個(gè)并聯(lián)布置并具有相同功率容量的放大器件。第一個(gè)器 件(主級(jí))以AB類放大器方式工作，而第二個(gè)器件(峰級(jí))以C類放大器方式工作。這些 器件在其輸入端以及其輸出端都以90°相移網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行分隔。輸出相移網(wǎng)絡(luò)具有必須等于主 級(jí)的最優(yōu)負(fù)載阻抗Rta的特定的特性阻抗Ztlt5相移輸出網(wǎng)絡(luò)也被稱為“阻抗變換器”或“多 赫蒂組合器”。多赫蒂組合器進(jìn)行如下工作a)組合兩個(gè)輸出信號(hào)，b)校正兩個(gè)輸出信號(hào)之 間的相位差，和c)向主級(jí)的輸出端提供一個(gè)任何時(shí)刻都具有多赫蒂放大器輸出端處存在 的負(fù)載阻抗的倒數(shù)值的負(fù)載阻抗。當(dāng)多赫蒂輸入功率水平保持在最大值的0. 25以下(或 比最大值低6dB)時(shí)，峰級(jí)保持不啟動(dòng)。由于阻抗互為倒數(shù)，所以主級(jí)工作在比最優(yōu)負(fù)載高 一倍且等于Rta = 2Z0的負(fù)載之下。這允許更高的主級(jí)功率效率，并且也就允許更高的多赫 蒂放大器功率效率。在主級(jí)輸出端處的雙倍負(fù)載有可能為多赫蒂放大器的輸出負(fù)載R111的 適當(dāng)布置，在經(jīng)典的情況下，為R111 = 1/2Z0 = l/2RLffl,并且被輸出相移網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換為= 2RLffl =41^。當(dāng)多赫蒂放大器的輸入信號(hào)達(dá)到特定功率水平(對(duì)于經(jīng)典多赫蒂放大器而言理想 的是比峰值功率水平低6dB)時(shí)，主級(jí)的輸出電壓達(dá)到帶來最大功率效率的最大RF電壓幅 度，并且隨后峰級(jí)被啟動(dòng)并負(fù)責(zé)放大。在該閾值功率水平以上，從主級(jí)方面來看負(fù)載阻抗開 始隨增加的功率水平而逐漸地降低，直到達(dá)到其最優(yōu)值Ztl，該最優(yōu)值出現(xiàn)在多赫蒂放大器 的峰值功率水平處。多赫蒂放大器由于其簡(jiǎn)單以及其操作僅涉及模擬信號(hào)處理技術(shù)這一事實(shí)而成為 用于半導(dǎo)體器件集成的非常有吸引力的候選。但導(dǎo)致以下代價(jià)多赫蒂放大器的開發(fā)需要 非常精確的設(shè)計(jì)，并且即使對(duì)于RF(射頻)電路的資深設(shè)計(jì)者也是真正的挑戰(zhàn)。多赫蒂放 大器中包括的部件的電參數(shù)，例如陶瓷電容器和它們?cè)谟∷㈦娐钒?PCB)上的位置，必須 以遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)功率放大器所需的容差來精確地限定。同樣，由于機(jī)械容差，主器件的地觸點(diǎn) 和峰器件封裝的地觸點(diǎn)、以及它們?cè)赑CB的輸入微波傳輸帶線路與輸出微波傳輸帶線路之 間的位置，都復(fù)制不夠精確，并且增加了兩個(gè)放大支路之間的相移不一致性和阻抗匹配不 一致性。結(jié)果，多赫蒂放大器參數(shù)值的準(zhǔn)確度受到不利影響，導(dǎo)致生產(chǎn)線的較低產(chǎn)量。這個(gè) 問題可以通過幾個(gè)途徑解決。第一個(gè)傳統(tǒng)方法是在生產(chǎn)線上對(duì)多赫蒂放大器緩慢調(diào)節(jié)，這 很費(fèi)時(shí)并且需要資深的電氣工程師和工作員，因此成本高。第二個(gè)方法是涉及良好電氣建 模的精確設(shè)計(jì)和采用具有低容差的部件來實(shí)施，這也增加了生產(chǎn)成本。相應(yīng)地，如果集成， 上述涉及電氣和機(jī)械容差的問題將會(huì)減小，多赫蒂放大器的優(yōu)勢(shì)在于大批量生產(chǎn)中更一致 的性能和更低價(jià)格。于是，集成的多赫蒂放大器的質(zhì)量主要取決于使部件的參數(shù)值擴(kuò)展最 小化的適當(dāng)設(shè)計(jì)以及取決于其部件之間的寄生電磁耦合。保證良好多赫蒂性能的非常普遍的要求是精確的輸入功率控制，其包括對(duì)提供到主器件和峰器件的輸入端的輸入信號(hào)的幅度和相位的控制。由于工作為C類放大器的峰級(jí) 的非線性，結(jié)果使這一要求變得復(fù)雜，C類放大器可以描述為具有輸入阻抗和輸出阻抗與功 率相關(guān)的特征。主器件或峰器件的輸入阻抗Zin對(duì)功率的相關(guān)性可以表達(dá)為圖2a的公式 (201)。在公式(201)中，gm(Vgs)是作為RF柵源電壓Vgs的函數(shù)的器件的跨導(dǎo)；Cgs是作為 RF柵源電壓Vgs的函數(shù)的器件的輸入電容；LS是器件的共源級(jí)電感；Rg是柵極電阻?？紤]到 器件的跨導(dǎo)，注意在C類器件工作中跨導(dǎo)從零變化到其最大值，從而對(duì)Zin的總值有強(qiáng)大影 響。輸入阻抗對(duì)功率的相關(guān)性要求輸入網(wǎng)絡(luò)的準(zhǔn)確設(shè)計(jì)，或者主器件的輸入端口與峰器件 的輸入端口之間的良好隔離。為此，通常使用混合耦合器(hybrid coupler)。然而，這種通 過分布傳輸線路或通過集總電容器和電感器元件的方式而實(shí)現(xiàn)的混合耦合器，由于所需空 間的缺乏以及尤其由于在例如硅LDMOS(橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體)技術(shù)中的導(dǎo)致高功 率損失的半導(dǎo)體基底的屬性，而難于在MMIC(單片微波集成電路)中實(shí)現(xiàn)。圖1是以LDMOS工藝制造的已知多赫蒂單元100的電路圖。可以通過多個(gè)這樣的 單元并聯(lián)布置的陣列來將這樣的單元用作產(chǎn)生高功率多赫蒂放大器的構(gòu)件塊。單元100包 括并聯(lián)布置在輸入端106與輸出端108之間的主器件(或放大器，或級(jí))102和峰器件 (或放大器，或級(jí))104。輸入端106經(jīng)由包括了電容110、電感112、電容114和主器件 102的輸入電容115的輸入網(wǎng)絡(luò)耦接到主放大器102的輸入端。輸入端106經(jīng)由包括了電 感116、電感118、電容120和峰器件104的輸入電容121的輸入網(wǎng)絡(luò)耦接到峰放大器104 的輸入端。電容115和121由器件102和104各自的柵源電容形成。這些輸入網(wǎng)絡(luò)的組合 作為低通濾波器來工作，并且為需要90°相移信號(hào)的主器件和峰器件提供輸入匹配，以及 提供功率分配。輸入網(wǎng)絡(luò)的組合也被稱為“輸入組合器”，本文以數(shù)字119稱呼。該已知輸 入組合器的缺點(diǎn)是窄帶相位特性，其中相移必須處在70° -110°范圍內(nèi)?？梢酝ㄟ^引入損 耗來將該頻帶增加10% _15%，但代價(jià)是多赫蒂放大器100的總功率增益。主放大器102和峰放大器104的輸出端經(jīng)由包括了電容122、電感124和電容126 的輸出網(wǎng)絡(luò)(或“輸出組合器”)125耦接到輸出端108。電容122和126分別由放大器102 和放大器104的寄生漏源電容Cds形成。主器件102的輸出端經(jīng)由電感123和電容127的 串聯(lián)布置耦接到信號(hào)地。類似地，峰器件104的輸出端經(jīng)由電感129和電容131的串聯(lián)布 置耦接到信號(hào)地。這些串聯(lián)布置便于對(duì)主器件102和峰器件104進(jìn)行DC偏壓，允許寬帶視 頻解耦，或者所謂的“扼流器(chock)”。這種視頻解耦通過在調(diào)制頻率處提供非常低或者 可忽略的阻抗并且在載波/RF頻率處提供非常高的阻抗，或?qū)嶋H上的“開路”，防止了 RF信 號(hào)泄漏到電源網(wǎng)絡(luò)。以當(dāng)前半導(dǎo)體技術(shù)制造的集成多赫蒂放大器非常適合用于在1900MHz范圍中工 作的PCS (個(gè)人通信服務(wù))以及處于1. 8GHz-2. 2GHz范圍內(nèi)的W-CDMA(寬帶碼分多址)的 頻率范圍內(nèi)的移動(dòng)通信裝置。通過考慮電容122和126以及電感124的低通C-L-C輸出網(wǎng) 絡(luò)可以看出這一點(diǎn)。該輸出網(wǎng)絡(luò)用作集成對(duì)稱多赫蒂放大器的輸出組合器。對(duì)多赫蒂輸出 網(wǎng)絡(luò)的公知基本要求是，其提供特定的特性阻抗Ztl的四分之一波長(zhǎng)傳輸線路的功能。將Ztl 的值選擇為多赫蒂放大器的主放大器級(jí)的最優(yōu)負(fù)載電阻禮。集總C-L-C網(wǎng)絡(luò)如果適當(dāng)?shù)貥?gòu) 建則等價(jià)于阻抗變換器，以遵從圖2b的表達(dá)式(202)、(204)、(208)和(210)。適當(dāng)?shù)貥?gòu)建 之后，C-L-C網(wǎng)絡(luò)提供90°相移的信號(hào)并具有特性阻抗Ztl，允許達(dá)到高于多赫蒂放大器工 作帶寬20%的帶寬。這要求電容值Cds和電感值Ltl必須滿足圖2的表達(dá)式(202)，其中ω是載波或RF信號(hào)的角頻率。為了在GHz范圍內(nèi)工作，以合適的半導(dǎo)體技術(shù)(例如LDM0S) 來制造多赫蒂放大器。例如，在LDMOS中，電源電壓Vds大約在28V-32V ；對(duì)于所選尺寸的主 級(jí)器件，寄生漏源電容Cds的值等于1. 86pF，具有1. 2A的最大漏極電流Id ；并且拐點(diǎn)電壓Vk 為4V。于是根據(jù)表達(dá)式(204)，最優(yōu)負(fù)載電阻Rtl為40歐姆。工作頻率&以表達(dá)式(206) 給出并且在2GHz上下。所需的電感值Ltl以表達(dá)式(208)給出，并且對(duì)于2. 14GHz其等于 2.95nH，或者在1.8GHz處略高。在一個(gè)實(shí)例實(shí)施例中，輸入網(wǎng)絡(luò)的電感112和118集成在 硅基底中，并且以接合線形成電感116和124.因此，對(duì)于2GHz范圍內(nèi)的應(yīng)用，比如PCS和W-CDMA，多赫蒂放大器的這種實(shí)現(xiàn)可以 用在硅LDMOS中。然而，由于在IGHz下工作的現(xiàn)代移動(dòng)通信系統(tǒng)對(duì)相對(duì)更大的頻帶的要求 以及對(duì)于WiMax (全球互通微波接入)對(duì)2. 5GHz-2. 7GHz以及3. 4GHz_3. 8GHz的要求，該多 赫蒂放大器沒有進(jìn)一步的修改就不太適用。該缺點(diǎn)在于，輸入網(wǎng)絡(luò)的90°相移需要更少地 取決于頻率和功率。

發(fā)明內(nèi)容
如上所述，LDMOS器件的輸入阻抗以及按C類工作的任何其它類型的功率器件的 輸入阻抗取決于輸入功率水平。傳統(tǒng)設(shè)計(jì)的多赫蒂放大器使用具有端口隔離功能的輸入功 率分配器以減小C類峰器件的可變輸入阻抗的負(fù)面效應(yīng)。由于基底損失和有限的可用空 間，在匪IC中實(shí)現(xiàn)高質(zhì)量功率分配器是困難的。根據(jù)測(cè)量值，LDMOS器件的輸入阻抗的虛部 比它的實(shí)部隨輸入功率水平變化更大。沒有進(jìn)行端口隔離，這會(huì)導(dǎo)致輸入網(wǎng)絡(luò)的相移取決 于功率，并且同樣地功率分配比也取決于功率。結(jié)果，在多赫蒂系統(tǒng)的輸出端出現(xiàn)非最優(yōu)的 輸出功率組合，這接著導(dǎo)致了補(bǔ)償效率和/或線性度的損失以及峰值功率容量的損失。這 將會(huì)嚴(yán)重限制多赫蒂放大器在如下方面的性能，比如效率、線性度和/或功率容量之類的 特性不能各自被最優(yōu)化而不會(huì)相互造成負(fù)面影響。例如，主級(jí)和峰級(jí)的輸入與輸出之間的相位差會(huì)根據(jù)輸入和輸出功率水平而達(dá)到 30°的值。多赫蒂放大器的輸入與輸出之間30°的相位失配引起大約0.3dB的功率損失以 及大約3%的效率損失。實(shí)質(zhì)的相位差尤其發(fā)生在峰級(jí)啟動(dòng)的期間(即峰級(jí)開啟時(shí))。而 且，輸入網(wǎng)絡(luò)的相位特性比輸出低通C-L-C多赫蒂組合器的相位特性對(duì)頻率相關(guān)性更大， 因此限制了多赫蒂工作頻率帶寬。通過在多赫蒂放大器的輸入端引入損失，使得輸入相移 對(duì)功率和頻率的相關(guān)性不太顯著，可以以對(duì)多赫蒂放大器的增益進(jìn)行折中的代價(jià)來將該參 數(shù)改善到一定的水平。本發(fā)明人執(zhí)行的蒙特卡羅分析法顯示，主級(jí)和峰級(jí)的輸入端處部件的參數(shù)值的擴(kuò) 展是降低多赫蒂性能的主要因素。如果多赫蒂系統(tǒng)的輸入網(wǎng)絡(luò)沒有在主器件與峰器件之間 提供隔離，則這個(gè)問題尤為重要。這樣的網(wǎng)絡(luò)必須適當(dāng)?shù)乜刂扑鰞蓚€(gè)器件之間的信號(hào)相 位和幅度。通常對(duì)多赫蒂系統(tǒng)中的最優(yōu)功率分配問題的研究已經(jīng)表明，分配給主器件的輸入 功率與分配給峰器件的輸入功率的最優(yōu)比取決于按C類工作的峰器件的柵偏壓或?qū)ń?(如本領(lǐng)域所公知的，術(shù)語(yǔ)“導(dǎo)通角”是指輸入正弦波周期期間有負(fù)載電流流過晶體管的那 個(gè)部分)。峰器件的C類特征越強(qiáng)或?qū)ń窃叫。谥髌骷c峰器件之間分配的輸入功率的 幅度之間所需的差越大。這是因?yàn)?，按C類工作的器件的功率增益通常低于按AB類工作的器件的功率增益。圖2c是說明對(duì)于LDMOS功率器件，峰值功率處的增益對(duì)偏壓的相關(guān)性。W. H. Doherty 的涉及電子管的公開“A new high-efficiency power amplifier for modulated waves”以及本發(fā)明人的公開W02004/017512沒有考慮在不使用具有端口隔 離的輸入功率分配器的情況下能夠?qū)崿F(xiàn)最優(yōu)多赫蒂放大器工作的條件。事實(shí)上，這對(duì)于工 作在低頻下的電子管不是一個(gè)問題。然而，半導(dǎo)體功率器件的輸入阻抗相對(duì)功率水平的關(guān) 系則有極大的變化。結(jié)果，在主器件與峰器件之間的輸入功率分配很重要。對(duì)該問題的理 解和妥善處理使得能夠?qū)崿F(xiàn)最優(yōu)的多赫蒂放大器工作，最好地分配峰值功率容量、線性度 和補(bǔ)償效率。功率分配或功率比的差必定補(bǔ)償兩個(gè)器件之間的功率增益(Gp)差。圖2d中 的表達(dá)式(203)指出了峰值器件偏壓與最優(yōu)功率分配比之間的這個(gè)關(guān)系。在表達(dá)式(203) 中，量“Vgs RFmax”代表相關(guān)FET的輸入信號(hào)在Cgs兩端的電壓幅度；量“Vgs bias”代表相關(guān)FET 的柵偏壓DC電壓；量“Re/Zin main/peak”分別代表主FET和峰FET在工作頻率處的輸入阻抗的 實(shí)部。表達(dá)式(203)說明多赫蒂放大器設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)考慮峰器件的導(dǎo)通角。如果按照 W. Doherty和W02004/017512的指導(dǎo)在輸入端和輸出端使用集成的集總元件低通濾波器仿 真線來實(shí)現(xiàn)集成多赫蒂放大器，其將會(huì)遭受峰器件輸入端處的功率損失，以及受到取決于 功率的相移和取決于功率的輸入功率分配的制約。如上面說明的，這由按C類工作的半導(dǎo) 體峰器件的取決于功率的輸入阻抗的實(shí)部和虛部所引起。取決于功率的輸入阻抗被輸入低 通仿真線轉(zhuǎn)移到多赫蒂放大器的輸入端，并且在這種情況下也被轉(zhuǎn)移到主器件的輸入端， 從而影響多赫蒂系統(tǒng)的輸入端處的功率分配。W. Doherty所提出的放大器針對(duì)的是電子管 放大器，其工作在較低頻帶下并且呈現(xiàn)按C類工作的恒定輸入阻抗。在一般情況下，對(duì)經(jīng)典對(duì)稱多赫蒂放大器的輸入網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)要求如下。在主器件 和峰器件具有相同輸入網(wǎng)絡(luò)損失的情況下，連接在公共的多赫蒂輸入端106與主器件102 的輸入端之間的網(wǎng)絡(luò)(見圖1的輸入組合器119的相關(guān)部件)的輸入阻抗Zm的值按照?qǐng)D2d 的表達(dá)式(205)而與連接在多赫蒂輸入端106與峰器件104的輸入端之間的網(wǎng)絡(luò)(見輸入 組合器119的相關(guān)部件)的輸入阻抗Zp的值有關(guān)。可以采用實(shí)驗(yàn)方式或通過表達(dá)式(203) 來估計(jì)峰器件和主器件的功率增益。諸如WC0MA、WiMAX和LTE之類的碼分多址移動(dòng)系統(tǒng)使用寬帶調(diào)制(高達(dá)200MHz)， 這對(duì)線性度是一個(gè)挑戰(zhàn)性的要求。發(fā)射機(jī)的末級(jí)中失真的很大部分由電存儲(chǔ)效應(yīng)引起，這 是最難校正的。公知的是，術(shù)語(yǔ)“存儲(chǔ)效應(yīng)”是指由于之前的信號(hào)而引起的在信號(hào)失真中的 幅度和/或相位的改變。它們通常由例如在輸出功率浪涌期間在功率器件終端處DC電源的 變化而引起。這些DC電源變化出現(xiàn)在將電源扼流器連接到功率器件輸出端的節(jié)點(diǎn)處。其 原因在于扼流器的等效電感對(duì)于特定器件以及對(duì)于所選的調(diào)制頻帶過高。該問題可以通過 以如下方式將電源連接到該功率器件中的該節(jié)點(diǎn)來解決其中一個(gè)極小電感將漏極(或者 在雙極晶體管的實(shí)施例中為集電極)與該連接點(diǎn)隔開。因此，該器件的輸出分路補(bǔ)償電感 (或后匹配，或所謂的INSHIN)非常適合于該思想的實(shí)現(xiàn)。其允許極小電感，因此允許以最 小的電存儲(chǔ)效應(yīng)或失真來得到最寬的調(diào)制頻帶。普遍使用的對(duì)功率器件電源網(wǎng)絡(luò)的傳統(tǒng)解決方案探討四分之一波長(zhǎng)線路，該線路 一端連接到功率器件的終端，另一端連接到系統(tǒng)的公共電源，該公共電源以大電容接地。該 線路在調(diào)制頻率處本身呈現(xiàn)相對(duì)大的電感。結(jié)果，盡管設(shè)計(jì)者付出極大的努力，可以獲得的帶寬也只不過20MHz。該線路的物理長(zhǎng)度與工作頻率成反比，因此采用更低的頻率，其需要 更大空間并且增大了不希望的等價(jià)電感?？梢酝ㄟ^實(shí)現(xiàn)針對(duì)放大器電源網(wǎng)絡(luò)的低阻抗和平滑相位特性來減小電存儲(chǔ)效應(yīng) (換句話說實(shí)現(xiàn)所謂的寬帶高頻視頻解耦)。傳統(tǒng)上，使用LC低通濾波器網(wǎng)絡(luò)配置來用于 視頻解耦。這種類型的適當(dāng)網(wǎng)絡(luò)由于不能避免的寄生并聯(lián)共振現(xiàn)象而非常難以針對(duì)寬帶寬 應(yīng)用進(jìn)行設(shè)計(jì)。理想的解決方案可以是僅由單個(gè)L-C措施構(gòu)成的網(wǎng)絡(luò)，其中L具有接近于 零的值，C具有接近無限大的值。接近于理想方案的實(shí)際解決方案是用作與漏極靠近放置或 與主級(jí)或峰級(jí)中的FET的柵極靠近放置的匹配部件的并聯(lián)電感。如果該電感通過大電容接 地，則電感L與電容C之間的節(jié)點(diǎn)可以用來為器件電源提供最小的存儲(chǔ)效應(yīng)。仿真結(jié)果表 明，通過這種方式，可以顯著地將電感116的值從傳統(tǒng)解決方案所提供的器件的每150W為 3. 5nH減小到使用上述實(shí)際解決方案的LDMOS所制造的相同功率器件的僅僅0. 2nH。如上所述，另一個(gè)問題是，為了獲得在關(guān)注的頻帶中的良好性能，輸入組合器和輸 出組合器的相位特性在該頻帶中實(shí)質(zhì)相等。對(duì)于輸入功率分配器的低通配置而言，如果在 輸入功率分配器結(jié)構(gòu)處引入相對(duì)高的損失則可以滿足該要求，這也會(huì)導(dǎo)致功率增益的損 失。本發(fā)明由獨(dú)立權(quán)利要求限定。從屬權(quán)利要求限定優(yōu)選實(shí)施例。相應(yīng)地，現(xiàn)在本發(fā)明人提供了一種適用于MMIC環(huán)境的輸入功率分配網(wǎng)絡(luò)，并且提 供了一種電路。該方案使得能夠產(chǎn)生在主器件輸入節(jié)點(diǎn)處的信號(hào)與在峰器件輸入節(jié)點(diǎn)處的 信號(hào)之間的相位差，該相位差在整個(gè)被關(guān)注的頻帶中很大程度上獨(dú)立于頻率的相位差。從 另一個(gè)方面來看，該方案能夠使輸入組合器中的阻抗的虛部在多赫蒂系統(tǒng)的公共輸入端處 在整個(gè)頻帶上至少部分地相互補(bǔ)償，從而至少減小了對(duì)頻率的相關(guān)性。如果主級(jí)和峰級(jí)在工作帶的中心頻率處通過極性相反且幅度相同的45°相移來 接收它們的輸入信號(hào)，則可以得到實(shí)質(zhì)相等的輸入組合器和輸出組合器的相頻響應(yīng)，而同 時(shí)限制了輸入功率和增益的損失。盡管在工作頻帶的較低和較高頻率處不是這樣，但分配 的信號(hào)相位差在整個(gè)頻帶上將保持為接近于期望的90°。為體現(xiàn)完整性，引用了相同發(fā)明人的公開W02007122586。W02007122586例如在其 圖7中公開了一種與當(dāng)前發(fā)明提出的配置相類似的輸入網(wǎng)絡(luò)。然而，沒有給出關(guān)于對(duì)所涉 及的阻抗的實(shí)部和虛部進(jìn)行選擇以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明功能的細(xì)節(jié)。


通過示例并參照以下附圖，更詳細(xì)地說明本發(fā)明，其中圖1是已知的多赫蒂放大器的電路圖；圖2a、圖2b、圖2d給出了與圖1的多赫蒂放大器有關(guān)的公式；圖3是示出本發(fā)明中的多赫蒂放大器的輸入組合器的示圖；圖4是說明在主器件和峰器件的輸入端處的相位差以及在這兩個(gè)器件的輸出端 處的相位差的示圖；圖5是另一個(gè)多赫蒂放大器的示圖；圖6是多赫蒂放大器的另一個(gè)實(shí)施例；和圖7是多赫蒂放大器的傳遞函數(shù)的示圖。
所有附圖中相類似或?qū)?yīng)的特征以相同參考數(shù)字表示。
具體實(shí)施例方式已知經(jīng)典多赫蒂放大器具有并聯(lián)布置且具有相同功率容量的兩個(gè)放大級(jí)。第一個(gè) 級(jí)(主級(jí))以AB類放大器方式工作，而第二個(gè)級(jí)(峰級(jí))以C類放大器方式工作。這些級(jí) 在其輸入端以及其輸出端都以90°相移網(wǎng)絡(luò)分隔。輸出相移網(wǎng)絡(luò)具有必須等于主級(jí)的最優(yōu) 負(fù)載阻抗Rta的特定的特性阻抗4。輸入信號(hào)被分配以驅(qū)動(dòng)兩個(gè)放大器，并且被稱為“阻抗 變換器”或“多赫蒂組合器”的求和網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行如下工作a)組合兩個(gè)輸出信號(hào)，b)校正兩個(gè) 輸出信號(hào)之間的相位差，和c)在多赫蒂放大器的輸出端提供一個(gè)與從主級(jí)輸出端看去的 阻抗成倒數(shù)的阻抗。在圖1的實(shí)施例中，現(xiàn)有技術(shù)的集成多赫蒂示意圖的情況被示出實(shí)施如下。主級(jí) 102經(jīng)由電容110接收其輸入信號(hào)，電容110執(zhí)行兩個(gè)功能1)作為將主器件102的DC柵 偏壓與峰器件104的DC柵偏壓分隔的隔直電容器，和2)在主器件102的輸入端處提供信號(hào) 衰減，使得主器件102與峰器件104之間具有適當(dāng)?shù)妮斎牍β史峙?。電?12通過部分地 解諧輸入電容Cgs來提供所需水平的主器件102輸入阻抗變換。電感112通過電容114接 地。部件110、112和115 —起提供了從傳統(tǒng)布置的節(jié)點(diǎn)106看去的輸入阻抗Z= l-j*l(標(biāo) 準(zhǔn)化值)。類似地，在峰器件104的輸入端處的部件118、120和121提供了從節(jié)點(diǎn)133看去 的峰器件104的類似的輸入阻抗變換Z = l-j*l。通過這種方式，安排了兩個(gè)器件102和 104的容性輸入阻抗，通過將它們與電感116組合，呈現(xiàn)為低通濾波器(C-L-C)配置的輸入 相移器。相應(yīng)地，在器件102和104之間實(shí)現(xiàn)了所需的信號(hào)延遲，或者90°相移。通過適 當(dāng)選擇輸入組合器119的電感值和電容值來確定尺寸。類似地，在輸出組合器125中的電 感124提供了主器件102的輸出端與輸出端108之間的-90°相移，從而恢復(fù)了在主器件 102和峰器件104的輸出端處的信號(hào)之間的相位關(guān)系。以傳統(tǒng)方式調(diào)節(jié)的輸入網(wǎng)絡(luò)119的 缺點(diǎn)是電感116的相對(duì)高的值，這增大了輸入網(wǎng)絡(luò)119的品質(zhì)因數(shù)和相位偏移與頻率的比 率。電感116的相對(duì)高的值降低了該已知的多赫蒂配置的有用頻帶。輸入網(wǎng)絡(luò)119的另一 個(gè)缺點(diǎn)是其還用作阻抗變換器，并且峰器件104的輸入阻抗隨功率水平而發(fā)生的變化影響 到公共輸入端106的輸入功率分配，再次降低了多赫蒂系統(tǒng)的性能。在低于_6dB的補(bǔ)償功 率處，峰器件104的輸入阻抗的實(shí)部很小，這使得該器件的等價(jià)輸入阻抗很高。其轉(zhuǎn)換到多 赫蒂輸入端106成為低的阻抗，從而影響到在(_6dB至OdB的)功率范圍內(nèi)的功率分配比 和相移。結(jié)果，其使得在_6dB補(bǔ)償處而不是在峰值功率處將更大部分的多赫蒂輸入功率引 導(dǎo)到峰器件104，這使得比所需的時(shí)間更早地將器件104觸發(fā)到開啟狀態(tài)。該效應(yīng)在某種程 度上降低了系統(tǒng)的補(bǔ)償效率，從而使得不能實(shí)現(xiàn)最優(yōu)性能。如上所述，本發(fā)明在于以如下方式來對(duì)主器件102和峰器件104布置輸入網(wǎng)絡(luò) (即輸入組合器119)使得主級(jí)的輸入節(jié)點(diǎn)處的信號(hào)與峰級(jí)的輸入節(jié)點(diǎn)處的信號(hào)之間的相 位差很大程度上獨(dú)立于所關(guān)注的整個(gè)頻帶上的頻率，并且也更少地受到輸入功率水平的影 響。通過調(diào)節(jié)輸入端106與主級(jí)102之間的阻抗的虛部以及輸入端106與峰級(jí)104之間的 阻抗的虛部以使之在所關(guān)注的頻帶的中部具有極性相反并且幅度基本相等的45°，來實(shí)現(xiàn) 上述效果。相移在整個(gè)頻帶上隨頻率而變化，但是這些變化對(duì)于兩個(gè)相移均具有相同的極 性和相似的幅度，因而在整個(gè)頻帶上保持總體為90°。
在圖1的電路配置中，將本發(fā)明實(shí)施為如下方式。主級(jí)102經(jīng)由輸入組合器中的 高通濾波器配置(包括電容110)來接收它的輸入信號(hào)，并且峰級(jí)經(jīng)由輸入組合器中的低 通濾波器配置(包括電感116)來接收它的輸入信號(hào)。根據(jù)本發(fā)明，在圖1的實(shí)施例中，確 定高通濾波器的尺寸以實(shí)現(xiàn)輸入端106與主級(jí)102之間的+45°相移；確定低通濾波器的 尺寸以實(shí)現(xiàn)輸入端106與峰級(jí)104之間的-45°的相移。通過適當(dāng)選擇圖1中的輸入組合 器的電感值和電容值，并且根據(jù)表達(dá)式(203)和(205)選擇需要的阻抗比來實(shí)現(xiàn)尺寸確定。 還通過添加補(bǔ)償電感的損失來選擇適當(dāng)?shù)闹岛?111與、之間的關(guān)系，這影響到品質(zhì)因數(shù)以及 主器件102和峰器件104的最終等價(jià)阻抗。電感124提供了主器件102的輸出端與輸出端 108之間的-90°相移，從而恢復(fù)了主器件102與峰器件104的輸出端處的信號(hào)之間的相位 關(guān)系。圖3是適當(dāng)確定尺寸后的輸入組合器119的功能等效電路302的電路圖。圖4是示意圖400，其說明了在圖1的電路中當(dāng)根據(jù)本發(fā)明進(jìn)行了適當(dāng)配置和調(diào) 整之后主級(jí)102和峰級(jí)104的輸入端和輸出端處的相位差在整個(gè)頻率范圍中的變化。曲線 402表示在從2. IGHz到2. 18GHz的W⑶MA頻率范圍內(nèi)采用了本發(fā)明的主級(jí)102與峰級(jí)104 的輸入端之間的相位差。注意曲線402在整個(gè)頻率范圍內(nèi)幾乎是平的。曲線404示出在上 文討論的C-L-C輸出組合器中主級(jí)102與峰級(jí)104的輸出端之間的相位差。曲線404比曲 線402偏離水平位置略多一些，但在所指示的頻率范圍中2°的準(zhǔn)確度之內(nèi)仍然可以認(rèn)為 是平的。曲線406表示已知的輸入網(wǎng)絡(luò)(即沒有如上所述地選擇部件參數(shù)值以實(shí)施+/-45° 方案)的表現(xiàn)。顯然，曲線406顯著地偏離了期望的平坦表現(xiàn)。圖5是多赫蒂單元500的另一個(gè)電路示意圖。輸入組合器119包括輸入端106與 峰級(jí)104的輸入端之間的電容502 ；和輸入端106與主級(jí)102的輸入端之間的電感516，從 而與部件112、114、115、118、120及121—起形成了輸入端106與主級(jí)102之間的低通濾波 器以及輸入端106與峰級(jí)104之間的高通濾波器。注意與電路100的不同，其中在輸入端 106與主級(jí)102之間有一個(gè)高通濾波器，并且在輸入端106與峰器件104之間有一個(gè)低通濾 波器。由于主級(jí)102與峰級(jí)104的輸入信號(hào)之間的相位差與電路100中的相位差反向，因 此輸出組合器125也配置得不一樣(低通到高通網(wǎng)絡(luò))。輸出組合器125包括將主級(jí)102 的輸出端連接到輸出端108以及峰級(jí)104的輸出端的電容522。電容522實(shí)現(xiàn)主器件102 的輸出端與峰器件104的輸出端之間的+90°相位差。與配置100—樣，電容114和120用 作分別對(duì)主器件102和峰器件104的柵極進(jìn)行偏壓的節(jié)點(diǎn)，并且電容127和131用于對(duì)主 級(jí)102和峰級(jí)104進(jìn)行直流偏壓。將輸入組合器119的阻抗值選擇為在所關(guān)注的頻帶的中心頻率處為輸入端106與 主器件102的輸入端之間提供-45°相移，并且為輸入端106與峰器件104的輸入端之間提 供+45°相移。輸出組合器125通過電容522在主器件102的輸出端與輸出端108之間提 供+90°相移，從而恢復(fù)了主器件102與峰器件104的輸出信號(hào)之間的相位關(guān)系。圖6示出多赫蒂放大器的另一個(gè)實(shí)施例。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)令人驚奇的是對(duì)第一和第二支 路添加附加的電感器和/或附加的電容器分別確定了如圖7所示結(jié)果的多赫蒂放大器線性 度的增加。在500MHz的帶寬中呈現(xiàn)了仿真的增益和效率與Pout和頻率之間的曲線關(guān)系圖， 證明了在小于IdB增益頻率響應(yīng)時(shí)大范圍的工作頻帶；并且這可以與現(xiàn)有技術(shù)的多赫蒂放 大器的情況進(jìn)行比較，其顯示僅僅IOOMHz的帶寬。
本發(fā)明的保護(hù)范圍不局限于本文所述的實(shí)施例。權(quán)利要求書中的參考數(shù)字也不是 對(duì)本發(fā)明保護(hù)范圍的限制。詞語(yǔ)“包括”不排除在權(quán)利要求中沒有提及的其它部件。在部 件之前的詞語(yǔ)“一個(gè)”不排除有多個(gè)這種部件。形成本發(fā)明組成部分的裝置可以以專用硬 件形式也可以以編程處理器形式來實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明特征在于每個(gè)新的特征或者特征的組合。
權(quán)利要求
1.一種包括用于頻帶中的多赫蒂放大器(100 ；500)的電路，其中 所述多赫蒂放大器包括用于接收輸入信號(hào)的輸入端(106)，用于提供輸出信號(hào)的輸出端(108)，主器件(102) 和峰器件(104)；和輸入組合器(119)，其將所述輸入端連接到所述主器件的輸入節(jié)點(diǎn)以及連接到所述峰 器件的輸入節(jié)點(diǎn)；所述輸入組合器包括處在所述輸入端與所述主器件的輸入節(jié)點(diǎn)之間的第一支路(110，112，115 ；516，118， 115)，用以實(shí)現(xiàn)從所述主器件的輸入節(jié)點(diǎn)看去具有第一實(shí)部和第一虛部的頻率相關(guān)的第一 輸入阻抗；處在所述輸入端與所述峰器件的輸入節(jié)點(diǎn)之間的第二支路(116，118，121 ；502，112， 121)，用以實(shí)現(xiàn)從所述峰器件的輸入節(jié)點(diǎn)看去具有第二實(shí)部和第二虛部的頻率相關(guān)的第二 輸入阻抗；所述第一虛部和第二虛部具有相反極性；所述第一虛部和第二虛部具有實(shí)質(zhì)相同的幅度用以在所述頻帶中進(jìn)行實(shí)質(zhì)的相互補(bǔ)償；所述第一虛部和所述第二虛部分別在所述第一支路中實(shí)現(xiàn)第一相移以及在所述第二 支路中實(shí)現(xiàn)第二相移；和所述第一相移和第二相移每一個(gè)都在所述頻帶的實(shí)質(zhì)中部具有實(shí)質(zhì)為45度的幅度并 且具有相反極性。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其中所述第一支路包括 連接在所述輸入端與所述主器件的輸入節(jié)點(diǎn)之間的電容(110)；連接到所述主器件的輸入節(jié)點(diǎn)并耦接到信號(hào)地的第一電感(112)；和 所述主器件的第一輸入電容(115)； 并且其中所述第二支路包括連接在所述輸入端與所述峰器件的輸入節(jié)點(diǎn)之間的第二電感(116)； 連接到所述峰器件的輸入節(jié)點(diǎn)并耦接到信號(hào)地的第三電感(118)；和 所述峰器件的第二輸入電容。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，其中所述第一支路包括連接在所述輸入端與所述主器件的輸入節(jié)點(diǎn)之間的第一電感(516)； 連接到所述主器件的輸入節(jié)點(diǎn)并耦接到信號(hào)地的第二電感(118)；和 所述主器件的第一輸入電容(115)； 并且其中所述第二支路包括連接在所述輸入端與所述峰器件的輸入節(jié)點(diǎn)之間的第一電容(502)； 連接到所述峰器件的輸入節(jié)點(diǎn)并耦接到信號(hào)地的第三電感(112)；和 所述峰器件的第二輸入電容(121)。
4.如權(quán)利要求2或3所述的電路，其中所述第一支路還包括耦接在輸入節(jié)點(diǎn)與電容 (110,502)之間的附加電感器(La)。
5.如權(quán)利要求2、3和4中任一項(xiàng)所述的電路，其中所述第二支路包括耦接在第一電感(116)與第二電感(118)之間的附加電容器(Ca)0
6.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的電路，其中所述多赫蒂放大器以LDMOS來制造。
7.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的電路，實(shí)施為無線通信裝置。
全文摘要
在多赫蒂放大器(100)中，放大器的輸入端經(jīng)由第一支路連接到主器件(102)并經(jīng)由第二支路連接到峰器件。第一支路具有包括第一實(shí)部和第一虛部的頻率相關(guān)的第一輸入阻抗。第二支路具有包括第二實(shí)部和第二虛部的頻率相關(guān)的第二輸入阻抗。第一和第二虛部具有相反的極性。第一和第二虛部具有相同的幅度以在頻帶中互相補(bǔ)償。第一虛部和第二虛部分別在第一支路中實(shí)現(xiàn)第一相移和在第二支路中實(shí)現(xiàn)第二相移。第一和第二相移每一個(gè)都在所述頻帶的實(shí)質(zhì)中部具有實(shí)質(zhì)為45度的幅度并且具有相反極性。主器件(102)和峰器件(104)的輸入信號(hào)的相位差在整個(gè)頻帶中保持很大程度的恒定。
文檔編號(hào)H03F3/195GK102113207SQ200980130101
公開日2011年6月29日 申請(qǐng)日期2009年7月1日 優(yōu)先權(quán)日2008年7月9日
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