專利名稱：一種上變頻混頻器和雙平衡式上變頻混頻器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實用新型涉及混頻器，具體涉及射頻集成電路的一種高線性上變頻混頻器電路。
背景技術(shù)：
射頻收發(fā)機(jī)模擬前端在本質(zhì)上主要完成頻率轉(zhuǎn)換的功能，接收機(jī)模擬前端將接收 到的射頻信號轉(zhuǎn)換成低頻信號，而發(fā)射機(jī)模擬前端將要發(fā)射的低頻信號轉(zhuǎn)換成射頻信號， 頻率轉(zhuǎn)換的功能就是由混頻器完成的?；祛l器核心的工作原理是將兩個輸入信號在時域上相乘，然后輸出已達(dá)到頻率轉(zhuǎn) 換的目的。假設(shè)兩個正弦信號輸入到乘法器中，在數(shù)學(xué)上可以表示為{A cos ωχ \Β cos ω2 ) =-[COs(O)1+ cos— + ω2 )t]
2 (1)兩者相乘的結(jié)果包含頻率相加和相減，信號幅度為與IF信號和LO信號成正比的 關(guān)系。因此，如果LO的信號幅度為常數(shù)，那么輸出信號的幅度就會與IF輸入信號成正比關(guān)系。但實際上混頻器不能做到理想的乘法器，由于混頻器是一個非線性器件，所以會 有串繞效應(yīng)(cross-modulation)。如式(2)所示ω IF = m ω EF+n ω L0(2)其中m和η為自然數(shù)。如果兩個信號相加減就會產(chǎn)生很多除了正常的ωιρ信號 外其它不需要的輸出信號，而且其中會有一個分量在2ωω-ωκρ附近，這個信號我們很容易 聯(lián)想到鏡像干擾信號，也就是說如果正常的ωιρ信號和2ωω-ωκρ信號如果同時存在于兩 級變頻結(jié)構(gòu)前一級混頻器的輸出端的話，對于后一級的混頻器輸入來說會產(chǎn)生很嚴(yán)重的影 響。在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，輸入信號的動態(tài)范圍是一個很重要的性能，它決定著系統(tǒng)性 能的好壞，通常輸入信號的動態(tài)范圍在SOdB到IOOdB的范圍內(nèi)。線性度就是決定輸入信 號幅值不能大于多少才不至于失真，線性度越好那么系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍也就可以越大， 系統(tǒng)的性能就越好。圖1為典型的吉爾伯特(Gilbert)單元混頻器，如果本振信號足夠強(qiáng)，晶體管 M1-M4可以近似為理想開關(guān)，則Gilbert單元混頻器的輸出電流為I。= I。「I。2= (IrI2)-(I4-I3)= sgn [cos ω LOt] (IB+is) —sgn [cos ω LOt] (IB_is)= 2sgn[coscoL。t]is(3)其中，sgn[cos LOt]是一個幅度為1、頻率為的方波信號
rη -1 cos<y￡Oi<0sg4cosiyi0iJ = {(4)
1 cos coLOt > 0將方波信號sgntcosco^]進(jìn)行傅立葉變換，可得
3[0017] 方波信號是本振信號的各奇次諧波組成的。圖1中M5、M6和電阻Rl構(gòu)成跨導(dǎo)器，對于跨導(dǎo)器來說，它的輸出為2is = gmvKFcoscoRFt(6)gm 為差分對 M5、M6 的跨導(dǎo)，gm = gm5 = gm6。因此Gilbert單元混頻器的輸出電流為 由(7)式可知，Μ5、Μ6兩個MOS管線性度的好壞決定了整個混頻器線性度的好壞， 如果輸入IF信號的動態(tài)范圍超過了 Μ5和Μ6的飽和區(qū)范圍，Μ5和Μ6將工作在線性區(qū)，輸 出的電流也不再與輸入電壓保持正比關(guān)系。圖2為由吉爾伯特(Gilbert)單元組成的雙平衡式混頻器，其線性度的好壞同樣 受到MOS管線性度的好壞的影響。因此迫切的需要一種新型的上變頻混頻器，其線性度的好壞不再受MOS管線性度 好壞的影響。

實用新型內(nèi)容本實用新型旨在提供一種高線性度的上變頻混頻器，以解決現(xiàn)有技術(shù)存在的混頻 器線性度較低的問題。為解決上述技術(shù)問題，一方面，本實用新型提供一種上變頻混頻器，包括晶體管Ml 和M2，和電阻R2、R3，電阻R2、R3分別與晶體管Ml、M2的漏極相連，還包括電流源Il和 12，一端分別與M1、M2的源極相連，另一端接地；電阻Rl和運(yùn)算放大器OPl和0P2，其中，運(yùn) 算放大器OPl的輸出端與晶體管Ml的柵極連接，運(yùn)算放大器0P2的輸出端與晶體管M2的 柵極連接，運(yùn)算放大器OPl的反相輸入端與晶體管Ml的源端連接，運(yùn)算放大器0P2的反相 輸入端與晶體管M2的源端連接，運(yùn)算放大器OPl和0P2的同相輸入端分別與輸入信號的兩 端連接，電阻Rl兩端分別與運(yùn)算放大器OPl和OPl的反相輸入端相連，電阻R2與Ml的漏 極相連，電阻R3與M2的漏極相連，電阻R2、R3的另一端分別和直流電壓源VDD相連。另一方面，本實用新型還提供一種雙平衡式上變頻混頻器，包括兩個上變頻混頻 器，每個上變頻混頻器電路分別完成正交IQ信號中I路和Q路的上變頻混頻。本實用新型通過采用運(yùn)算放大器和MOS管共同構(gòu)成射隨器電路，從而使得輸出信 號隨輸入信號線性變化，具有電路結(jié)構(gòu)簡單，電路面積小，電路線性度高的優(yōu)點，適用于射 頻收發(fā)器的發(fā)射鏈路。
圖1為典型的吉爾伯特(Gilbert)單元混頻器；圖2為由吉爾伯特(Gilbert)單元組成的雙平衡式混頻器(mixer)結(jié)構(gòu)圖；圖3為本實用新型實施例提供的上變頻混頻器工作原理示意圖；圖4為本實用新型實施例提供的雙平衡式上變頻混頻器。[0036]具體實施方式
下面將參考附圖并結(jié)合實施例，來詳細(xì)說明本實用新型。本實用新型的上變頻混頻器(up-mixer)的電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，包括電流源 Il和12，一端分別與Ml、M2的源極相連，另一端接地；NMOS管Ml和M2 ；電阻Rl、R2、R3，電 阻Rl兩端分別與運(yùn)算放大器OPl和OPl的反相輸入端相連，電阻R2與Ml的漏極相連，電 阻R3與M2的漏極相連，電阻R2、R3的另一端和直流電壓源VDD相連；運(yùn)算放大器OPl和 0P2，其中運(yùn)算放大器OPl的輸出端與NMOS管Ml的柵極連接，運(yùn)算放大器0P2的輸出端與 NMOS管M2的柵極連接，運(yùn)算放大器OPl的反相輸入端與NMOS管Ml的源端連接，運(yùn)算放大 器0P2的反相輸入端與NMOS管M2的源端連接，構(gòu)成射隨器電路。運(yùn)算放大器的同相輸入 端分別與差分輸入VIF信號的兩端連接。NMOS管的組成和結(jié)構(gòu)與現(xiàn)有的吉爾伯特單元的組 成和結(jié)構(gòu)相同，不再贅述。前述NMOS管可以為PMOS管或者三極管。通過選擇運(yùn)算放大器內(nèi)部MOS管的合適尺寸，以及調(diào)整NMOS管Ml、M2的尺寸，使 得節(jié)點Cl、C2的電壓分別等于VIF+和VIF-，并且跟隨VIF+和VIF-變化而變化。這樣流 過電阻Rl的電流Δ I就等于AI = ^-(8)
Rl同時，由于流經(jīng)電流源的電流都為10，則支路1，2的電流分別為Il= Ι0+ΑΙ = Ι0+^-(9)
00 RlU^I0-AI = I0-^-(10)
οο m由上兩式可知，輸出電流隨輸入電壓線性變化，與MOS管的跨導(dǎo)gm無關(guān)，此電路具 有很好的線性度。本實用新型的雙平衡式上變頻混頻器(up-mixer)的電路結(jié)構(gòu)如圖4所示，包括兩 個相同的上變頻混頻器，分別完成正交IQ信號中I路和Q路的上變頻混頻功能。具體包括 4個電流源11-14，一端分別與M13、M14、M15和M16的源極相連，另一端接地；16個NMOS管 M1-M16，M1-M8的漏極分別與電阻R3、R4、R3、R4、R5、R6、R5和R6相連，M1-M8的柵極分別 與輸入的正交信號(I+、I-、I-、I+、Q+、Q-> Q-和Q+)連接，Ml和M2的源極通過M9的漏極 與M13的漏極相連，M3和M4的源極通過MlO的漏極與M14的漏極相連，M5和M6的源極通 過Ml的漏極與M15的漏極相連，M7和M8的源極通過M2的漏極與M16的漏極相連；6個電 阻R1-R6 ；4個運(yùn)算放大器0P1-0P4，其中，運(yùn)算放大器(0P1-0P4)的輸出端分別與NMOS管 (M13-M16)的柵極連接，運(yùn)算放大器(0P1-0P4)的反相輸入端分別與NMOS管(M13-M16)的 源極連接，運(yùn)算放大器(0P1-0P4)的同相輸入端分別與輸入的正交信號(I+、I-、Q+和Q-) 連接，構(gòu)成射隨器電路。電阻Rl、R2的兩端分別與NMOS管(M13和M14，M15和M16)的源極 連接。電流源(II、12、13和14)的輸入極分別與NMOS管的源極連接，電流源(II、12、13 和14)的輸出極與地(GND)連接。其中NMOS管M19-M12可以省略。雙平衡式上變頻混頻 器輸出電流隨輸入電壓線性變化，與MOS管的跨導(dǎo)gm無關(guān)，此電路具有很好的線性度。前述NMOS管可以為PMOS管或者三極管，當(dāng)然也可以部分為PMOS管，部分為NMOS 管或者三極管。采用射隨器結(jié)構(gòu)的上變頻混頻器和雙平衡式上變頻混頻器，具有電路結(jié)構(gòu)簡單，
5電路面積小，線性度高的優(yōu)點，尤其適用于射頻收發(fā)器的發(fā)射鏈路。 以上所述僅為本實用新型的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本實用新型，對于本 領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本實用新型可以有各種更改和變化。凡在本實用新型的精神和原則 之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本實用新型的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求一種上變頻混頻器，包括晶體管M1和M2，和電阻R2、R3，電阻R2、R3分別與晶體管M1、M2的漏極相連，其特征在于，還包括電流源I1和I2，一端分別與M1、M2的源極相連，另一端接地；電阻R1和運(yùn)算放大器OP1和OP2，其中，運(yùn)算放大器OP1的輸出端與晶體管M1的柵極連接，運(yùn)算放大器OP2的輸出端與晶體管M2的柵極連接，運(yùn)算放大器OP1的反相輸入端與晶體管M1的源端連接，運(yùn)算放大器OP2的反相輸入端與晶體管M2的源端連接，運(yùn)算放大器OP1和OP2的同相輸入端分別與輸入信號的兩端連接，電阻R1兩端分別與運(yùn)算放大器OP1和OP1的反相輸入端相連，電阻R2與M1的漏極相連，電阻R3與M2的漏極相連，電阻R2、R3的另一端分別和直流電壓源VDD相連。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的上變頻混頻器，其特征在于，所述晶體管為NMOS管，PMOS管 或三極管。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的上變頻混頻器，其特征在于，所述輸入信號為差分輸入信 號，所述電阻Rl兩端的節(jié)點Cl、C2的電壓分別等于差分輸入信號的電壓VIF+和VIF-。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的上變頻混頻器，其特征在于，電阻Rl的電流ΔΙ為，ΔΙ= AVIF/R1。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的上變頻混頻器，其特征在于，當(dāng)電流源的電流為IO時，則電阻 R2和電阻R3所在的支路的電流分別為10+ Δ I和IO- Δ I。
6.一種雙平衡式上變頻混頻器，其特征在于，包括兩個權(quán)利要求1的上變頻混頻器，每 個上變頻混頻器電路分別完成正交IQ信號中I路和Q路的上變頻混頻。
專利摘要本實用新型公開了一種上變頻混頻器，包括晶體管M1和M2，和2個電阻R2、R3，電阻分別與晶體管的漏極相連，其特征在于，還包括電流源，電阻R1和2個運(yùn)算放大器OP1和OP2，其中OP1輸出端與M1柵極連接，OP2輸出端與M2柵極連接，OP1反相輸入端與M1的源端連接，OP2的反相輸入端與M2的源端連接，運(yùn)算放大器的同相輸入端分別與輸入信號VIF的兩端連接，R1兩端分別與運(yùn)算放大器的反相輸入端相連。本實用新型同時公開了一種雙平衡式上變頻混頻器。本實用新型能夠使得輸出信號隨輸入信號線性變化，具有電路結(jié)構(gòu)簡單，電路面積小，電路線性度高的優(yōu)點。
文檔編號H03D7/14GK201663582SQ200920261060
公開日2010年12月1日 申請日期2009年12月4日 優(yōu)先權(quán)日2009年12月4日
發(fā)明者汪紀(jì) 申請人:中興通訊股份有限公司