專利名稱：自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，具體是一種具有完善自適應(yīng)功能的突發(fā)信號 接收再生放大器。它將輸入的突發(fā)數(shù)字電壓信號流進行放大處理，使突發(fā)信號在 突發(fā)再生放大器的輸出端得以幅度再生，即輸出信號流所有比特的電平和相位關(guān) 系能夠被后續(xù)的數(shù)字處理電路或模塊正確識別。
背景技術(shù)：
自從數(shù)字通信被發(fā)明以來，突發(fā)數(shù)字信號的傳輸，不論是光傳輸還是電傳輸， 都是一大難題，之所以成為難題，主要是突發(fā)信號接收和再生放大器 (Regeneration Ampl迅er)難以實現(xiàn)。傳統(tǒng)的數(shù)字傳輸技術(shù)是將原本具有突發(fā)特性 的信源信號，先經(jīng)過信道處理，如擾碼和信道編碼，使突發(fā)的信源信號流轉(zhuǎn)變?yōu)?隨機平衡信號流，即信號幅度和傳號率隨時間統(tǒng)計無快速變化的信號流，亦即信 號流平均能量隨時間基本穩(wěn)定的信號流，然后再進行傳輸，其代價是增加了傳輸 設(shè)備的復(fù)雜程度和制造及維護成本。隨著光通信技術(shù)的推廣和社會信息化的進 展，光纖用戶接入網(wǎng)和光纖到戶的需求日益迫切，無源光網(wǎng)絡(luò)(PON)成為光接 入網(wǎng)最終解決方案已是世界共識。而PON系統(tǒng)的核心技術(shù)之一，就是突發(fā)信號 的接收再生，其包括突發(fā)光接收前置放大器和本發(fā)明所涉及的突發(fā)信號再生放大 器(也稱后置放大器)，其中，突發(fā)光接收前置放大器的功能是將突發(fā)光信號接 收并不失真地將其轉(zhuǎn)換成突發(fā)的電壓信號，而突發(fā)信號接收再生放大器的作用是 將上述突發(fā)電壓信號進一步放大，并使各種不同幅度的突發(fā)電壓信號再生為具有 統(tǒng)一的數(shù)字邏輯電平的電壓信號，即其輸出信號幅度均為同一數(shù)字邏輯電平，例 如TTL電平、PECL電平、LVPECL電平等等。
突發(fā)信號接收再生放大器是一種較新的技術(shù)裝置，目前其主要用于光纖接入 網(wǎng)，即無源光網(wǎng)絡(luò)(PON)，其中包括EPON和GPON?，F(xiàn)有技術(shù)推動了 PON的 應(yīng)用和發(fā)展，尤其是EPON的推廣應(yīng)用。但現(xiàn)有技術(shù)仍存在不足，例如接收靈 敏度較傳統(tǒng)的隨機平衡信號接收機的接收靈敏度低，且多數(shù)技術(shù)仍不適用與 GPON。部分技術(shù)(如可變門限突發(fā)信號接收機)不具備自適應(yīng)能力等。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的接收靈敏度低、無自適應(yīng)能力的問題，本發(fā)明提 供一種自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，以達到提高接收靈敏度、自適應(yīng)工作的 目的。
為此，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，具有突 發(fā)信號輸入端和再生信號輸出端，用于向負載電路提供信號幅度統(tǒng)一的數(shù)字邏輯 電平，所述自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器的特征在于包括-
從突發(fā)信號輸入端接收突發(fā)信號的高通濾波電路，用于將突發(fā)信號的基線推 移至信號幅度的平均中線，以使信號能量平均分布在已處于平均中線位置的基線 的上下方，且高通時間常數(shù)小于所述輸入突發(fā)信號的1比特時間；
等效輸出阻抗值為定值的平衡放大電路，與所述高通濾波電路輸出端相連 接，用于將所述高通濾波電路的輸出的小信號進行放大而大信號進行限幅處理， 其使經(jīng)過處理后的信號的基線仍為信號幅度的平均中線；
與所述平衡放大電路輸出端相連接的正反饋放大電路，包括放大電路和連于 放大電路輸入及輸出端的低通正反饋回路，用于消除所述平衡放大電路的輸出信 號中因交流耦合電路和高通濾波電路所引起的信號失真，從而使信號中的低頻和 直流分量得以再生，且所述低通正反饋回路的低通時間常數(shù)與所述高通時間常數(shù) 相同。
本發(fā)明將輸入的突發(fā)電壓信號通過高通濾波電路將幅度不同的突發(fā)電壓信 號的基線推移至信號中線，從而得到一條統(tǒng)一的識別不同幅度突發(fā)信號的基準 線。平衡放大電路對上述經(jīng)基線推移的小信號放大，對大信號限幅。正反饋放大 電路對信號進行放大限幅，再生由于上述交流耦合和高通網(wǎng)絡(luò)傳遞而損失的信號 低頻分量及直流分量。從而使幅度不同的輸入突發(fā)信號再生為具有統(tǒng)一邏輯電平 的數(shù)字信號。其信號輸入到信號放大再生輸出整個過程均自動完成，無需外部干 預(yù)，因而具有完善的自適應(yīng)功能。且該突發(fā)信號接收再生放大器，如上所述，是
通過一系列高低通濾波器和多級放大電路組合，實現(xiàn)突發(fā)信號逐比特恢復(fù)，響應(yīng) 速度快，不存在響應(yīng)時延，可適用于各種線路碼型的突發(fā)信號流的接收再生放大。 作為對上述技術(shù)方案的完善和補充，本發(fā)明進一步釆取如下技術(shù)措施或是這 些措施的任意組合所述高通濾波電路通過一交流耦合電路與突發(fā)信號輸入端相連，該交流耦合 電路包括輸入信號控制電路，用于將耦合輸入的信號中幅度低于一固定值的信號 無衰減通過，而幅度高于所述固定值的信號予以衰減后通過；及射極跟隨器，用
于將所述輸入信號控制電路輸出的信號送入所述高通濾波電路。其中，所述交流 耦合電路的耦合時間常數(shù)至少大于所述高通濾波器的高通時間常數(shù)1個數(shù)量級。 所述輸入信號控制電路包括二極管。
所述交流耦合電路還包括與所述輸入信號控制電路相連接的射極跟隨器。 所述交流耦合電路為電容耦合電路。
所述正反饋放大電路的輸出端與再生信號輸出端之間設(shè)有輸出緩沖電路，用 于將所述正反饋放大電路與所述負載電路相隔離。
所述的高通濾波電路由連于交流耦合電路輸出端的濾波電容和平衡放大電 路的等效輸入阻抗構(gòu)成。
當接入的突發(fā)信號為差分互補信號時，所述平衡放大電路包括差分放大電路 和用于將所述差分放大電路的輸出信號反饋回輸入端以消除正負相信號增益不 平衡的平衡控制負反饋回路。
所述平衡放大電路中的差分放大電路包括串聯(lián)的第一差分放大器和第二差 分放大器，所述的平衡控制負反饋回路包括依次相連的緩沖隔離電路、差模抑制 濾波器和比較放大器。
所述平衡放大電路還包括連接在所述第二差分放大器輸出端的兩射極跟隨 器及分別連接在所述兩射極跟隨器輸出端且用于使正負相的等效輸出阻抗都為 定值的正相穩(wěn)定電阻和負相穩(wěn)定電阻。
所述的低通正反饋回路包括連接在所述平衡放大電路輸出端的正相和負相 的反饋電阻和連接在所述反饋電阻輸入端的低通濾波器。
所述正反饋放大電路中的放大電路包括串聯(lián)的第三差分放大器和第四差分 放大器。
所述正反饋放大電路還包括分別與所述第三差分放大器輸出端相連接且用 于將所述第三差分放大器的信號送入第四差分放大器的射極跟隨器。
還包括一連接在所述正反饋放大電路輸出端的監(jiān)測告警電路，用于當正反饋 放大電路輸出的信號中斷時發(fā)出告警信號。所述的監(jiān)測告警電路包括
緩沖隔離電路，與正反饋放大電路輸出端相連，用于隔離監(jiān)測告警電路對正 反饋放大電路的影響；
與緩沖隔離電路相連的微分電路，用于隔離緩沖隔離電路靜態(tài)輸出電平的不 確定性；
連于微分電路輸出端的施密特基線再生電路，用于將微分電路的微分脈沖信 號轉(zhuǎn)換成有穩(wěn)定直流基線的數(shù)字信號；
連于施密特基線再生電路輸出端的直流耦合峰值檢波電路，用于對施密特基 線再生電路的輸出信號進行峰值檢波，避免交流耦合帶來的基線波動；
連于直流耦合峰值檢波電路輸出端的放大輸出電路，用于將直流耦合峰值檢 波電路的輸出信號放大并轉(zhuǎn)換為系統(tǒng)所要求的數(shù)字電平，輸出監(jiān)測告警信號；
連于施密特基線再生電路輸出端與輸入端之間的自動復(fù)位電路，用于將施密 特基線再生電路輸出的超時高電平信號反饋回施密特基線再生電路的輸入端，生 成低電平信號輸出。
需要偏置電壓的各電路的偏置電壓由一具有溫度補償和工藝偏差補償?shù)钠?置電壓源提供。
有益效果本發(fā)明通過一系列高低通濾波器和多級放大器組合，實現(xiàn)突發(fā)信 號逐比特恢復(fù)，響應(yīng)速度快，響應(yīng)時延可以忽略，從而可以有效壓縮突發(fā)信號的 包間間隙，提高信道的帶寬利用率，并適用于各種碼型傳輸，例如EPON、GPON, 隨機平衡信號流等。從信號輸入到再生輸出的整個回路增益高，其電壓增益可達 50dB，且通過優(yōu)化電路中各級高低通濾波器使整個放大再生回路具有良好的噪 聲抑制能力，從而提高了接收靈敏度；信號輸入到信號放大再生輸出整個過程均 自動完成，無需外部干預(yù)(如外部提供復(fù)位信號等)，具有完善的自適應(yīng)功能； 本發(fā)明還具有小信號檢出能力和較大的突發(fā)電壓信號輸入動態(tài)范圍。


圖1為本發(fā)明一實施例的原理框圖2為本發(fā)明突發(fā)信號再生過程主要波形圖3為本發(fā)明一實施例的電路圖；圖4為本發(fā)明平衡控制負反饋回路的電路結(jié)構(gòu)框圖； 圖5為本發(fā)明監(jiān)測告警電路的電路結(jié)構(gòu)框圖； 圖6為本發(fā)明TDMA通道狀態(tài)監(jiān)測示例圖。
具體實施例方式
如圖1所示的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其中1、 2為其兩個差分互 補突發(fā)信號的輸入端，l為正相輸入，2為負相輸入，兩個較大的耦合電容3、 4 容量相等，分別連接兩個輸入端，與后級輸入阻抗構(gòu)成對稱的較大的交流耦合常 數(shù)，使輸入信號交流耦合至下一級電路。
輸入信號控制電路5的作用是使小信號以0dB增益通過，而對大信號衰減， 以避免大信號引起后級電路輸入過載，減少大信號失真，增加本發(fā)明突發(fā)信號接 收再生放大器的輸入信號動態(tài)范圍。
兩個相等的電容6、 7的容量足夠小，兩個相等的電阻8、 9實際為后續(xù)電路 的等效輸入阻抗。電容6、 7和電阻8、 9構(gòu)成兩個對稱的高通濾波器，其高通時 間常數(shù)足夠小，例如約等于被傳輸信號的二分之一比特。兩個高通的輸入端分別 與上述輸入信號控制電路的輸出端連接。上述輸入信號控制電路的輸出信號，經(jīng) 過該高通濾波器網(wǎng)絡(luò)后，其基線被推移至不同幅度的突發(fā)信號的中心線，因而得 到一條對不同幅度突發(fā)信號完全統(tǒng)一的幅度識別基準線。
第一差分放大器10與第二差分放大器11串聯(lián)，其差分互補輸入端分別與上 述高通網(wǎng)絡(luò)的兩個輸出端連接。 一個平衡控制負反饋回路12跨接于該平衡差分 放大器的輸出和輸入端。該平衡控制負反饋回路12檢出平衡差分放大器輸出端 的直流偏差，負反饋到第一差分放大器的輸入端，以此保證差分放大器的良好平 衡特性，提高其共模抑制比，降低電路噪聲。由第一差分放大器10、第二差分 放大器11和平衡控制負反饋回路12組成平衡放大電路，其輸出電壓直流偏差小 于或等于lmV。該平衡差分放大器將上述高通的輸出信號放大，電壓增益約為 35dB，并確保不同幅度的突發(fā)信號幅度識別的統(tǒng)一基準線始終保持在信號中線。 在此，所述的平衡放大電路由兩級差放構(gòu)成，而在實際實施中所述的平衡放大電 路可以由nl級差放串聯(lián)構(gòu)成，其中nl.為正整數(shù)1,2，3....。
兩個電阻13、 14連接在上述平衡差分放大器的兩個互補輸出端，使上述平衡差分放大器的輸出阻抗為設(shè)定值，以利于確定下述正反饋放大器的反饋量。
正反饋放大電路，其由第三差分放大器15和第四差分放大器16串聯(lián)，正反 饋放大電路輸入端與上述電阻13、 14連接，經(jīng)上述平衡差分放大器放大后的信 號，直接傳輸至回路的輸入端，第三差分放大器15和第四差分放大器16對其進 行放大，放大后的信號從輸出端經(jīng)過一個低通濾波器網(wǎng)絡(luò)17和電阻器18、 19 正反饋到第三差分放大器15的兩個互補輸入端，從而構(gòu)成正反饋放大電路，其 正反饋量由電阻18、 19和上述電阻13、 14之間的比例確定。通過這一正反饋放 大電路，消除上述交流耦合和上述高通網(wǎng)絡(luò)引起的信號失真，再生信號中的低頻 分量和直流分量，通過優(yōu)化反饋低通的頻響和正反饋量，經(jīng)過正反饋放大電路放 大后的信號具有良好的相位抖動特性和良好的信噪比，并使突發(fā)信號再生為一致 的幅度輸出。正反饋放大電路的電壓增益約為18dB。在此，所述的正反饋放大 電路由兩級差放串聯(lián)構(gòu)成，在實際實施中，其可以通過n2級差放構(gòu)成，其中n2 為正整數(shù)1,2,3....。
監(jiān)測告警電路20，其輸入端與上述正反饋放大電路的正相輸出連接，在本 發(fā)明用于對多點信號(多信源信號)接收時，其可以用來監(jiān)測每個輸入通道的信 號狀態(tài)。當輸入信號中斷時發(fā)出告警電平。在一些情況下，其輸入端亦可與上述 正反饋放大電路的負相輸出連接，此時只需要在監(jiān)測電路中進行相應(yīng)的正負極性 處理即可。
輸出緩沖電路21和輸出端22、 23。其輸入端與上述正反饋放大電路的輸出 端連接。其主要作用之一是將上述正反饋放大電路與輸出端隔離，以避免輸出負 載的影響，保證回路穩(wěn)定工作。其作用之二是輸出設(shè)定的數(shù)字邏輯電平信號。輸 出端22和23作為本發(fā)明突發(fā)信號接收再生放大器的再生信號輸出端口 ，即幅度 再生后的突發(fā)信號由22和23輸出，其中22為正相輸出，23為負相輸出。
如圖2，其表示本發(fā)明突發(fā)信號接收再生放大器較佳實施例中信號再生過程 主要波形圖。圖中波形a，b,c,d,e均以正相信號為例。
參照圖1和圖2,對照圖2中的波形與圖1中信號再生過程的相應(yīng)位置，可 以清楚表明突發(fā)信號在本發(fā)明提供的突發(fā)信號接收再生放大器較佳實施例中的 幅度再生過程。圖2a為輸入突發(fā)信號波形，該波形在圖1中的對應(yīng)位置為輸入 端1，顯然該波形不能直接被平衡差分放大器放大，否則部分信號會丟失。圖2b為輸入信號先經(jīng)過上述輸入信號控制電路、高通網(wǎng)絡(luò)處理，再經(jīng)過上述平衡 差分放大器放大后的信號波形，該波形在圖1中的對應(yīng)位置為上述第二差分放大 器ll的正相輸出端。從圖2b可見，該被形中的不同幅度信號有一條統(tǒng)一的基準 識別線(0線)，如圖中虛線所示。信號能量在O線上下方均勻分布。圖2c為上 述正反饋放大電路中低通反饋網(wǎng)絡(luò)的輸出信號波形，即正反饋信號波形。該波形 在圖1中的對應(yīng)位置為低通網(wǎng)絡(luò)17的正相輸出端。圖2d為圖2b與圖2c兩個波 形相加后的波形，即d二b + c。從圖中可以看到，b,c相加后，已基本消除由上 述交流耦合和高通網(wǎng)絡(luò)帶來的信號失真。該波形2d對應(yīng)于上述正反饋放大電路 的正相輸入端即第三差分放大器15的正相輸入端。圖2e為經(jīng)上述正反饋放大電 路放大限幅再經(jīng)輸出緩沖電路輸出的信號波形，其對應(yīng)于圖1中的位置為輸出端 22。圖中可以看到，至此不同幅度的突發(fā)信號已經(jīng)完成幅度再生，輸出信號為設(shè) 定的數(shù)字邏輯電平信號。 .
圖3表示的本發(fā)明實施例中，兩個電容器C1和C2，分別與兩個電阻器R1， R2串聯(lián)連接，兩個方向相反的二極管Dl和D2并聯(lián)后跨接于Rl和R2的另兩 個端點，電阻器R3， R4相互串聯(lián)后跨接于并聯(lián)二極管D1、 D2的兩端。兩個電 阻器R5、 R6相互串聯(lián)，R5的另一端連接電源VCC， R6的另一端接地。R3、 R4的串聯(lián)連接點與R5、 R6的串聯(lián)連接點相連接。晶體管Q1，其集電極接電源 VCC,其發(fā)射極通過一個電阻器R7接地，其基極與二極管Dl的正極及D2的 負極連接，構(gòu)成一個射極跟隨器。晶體管Q2其集電極接電源VCC，其發(fā)射極通 過一個電阻器R8接地，其基極與二極管Dl的負極及D2的正極連接，構(gòu)成另 一個射極跟隨器。
按上述連接，構(gòu)成一個交流耦合輸入的差分互補輸入信號控制電路。合理選 擇C1、 C2和電阻R1 R8的參數(shù)，射極跟隨器使交流耦合時間常數(shù)足夠大，以 致當至少72比特連號脈沖通過時，其頂部傾斜量不超過脈沖幅度的5%。差分互 補信號的正相信號從C1輸入，負相信號從C2輸入。當輸入信號幅度小于D1、 D2的導(dǎo)通電壓時，Dl、 D2不導(dǎo)通，且R1、 R2阻值較R3、 R4的阻值小一個數(shù) 量級，所以輸入信號無衰減通過，并從Q1和Q2的發(fā)射極輸出。當輸入信號幅 度大于等于Dl、 D2的導(dǎo)通電壓時，Dl或D2導(dǎo)通，所以輸入信號被衰減，衰 減后的信號從Q1和Q2的發(fā)射極輸出。在一些情況下，該差分互補輸入信號控制電路可以省略，突發(fā)信號直接從電容器C3和C4接入后續(xù)電路。
晶體管Q3、 Q4、 Q5和電阻器R9、 RIO、 Rll、 R12、 R13、 R14、 R15構(gòu)成 本發(fā)明實施例電路的第一差分放大器，其中Q3、 Q4的發(fā)射極與Q5的集電極連 接，Q3、 Q4的集電極分別通過電阻R.ll和R12連接電源VCC， Q5的發(fā)射極通 過電阻R13接地。Q5作為差分放大器的恒流源，其基極連接Vbias， Vbias為本 發(fā)明電路中專為各級差分放大器恒流源設(shè)定的一個具有溫度補償和工藝偏差補 償功能的偏置電壓源。R9和R10相互串聯(lián)后，R9的另一端接VCC, R10的另 一端接地。R9和R10的串聯(lián)連接點與晶體管Q3的基極連接，為Q3提供基極偏 置電壓。R14與R15相互串聯(lián)后，R14的另一端接電源VCC， R15的另一端接 地，R14、 R15串聯(lián)連接點與晶體管Q4的基極連接，為Q4的基極提供偏置電壓。 另外，電容器C3的兩端分別與Q3的基極以及上述晶體管Ql的發(fā)射極連接； 電容器C4的兩端分別與Q4的基極以及上述晶體管的Q2的發(fā)射極連接。
按上述連接，電容器C3和與晶體管Q3基極相連接的等效阻抗構(gòu)成一個高 通濾波器，其將上述晶體管Ql發(fā)射極輸出的正相信號耦合至上述晶體管Q3的 基極，即上述差分放大器的正相輸入端。電容器C4和與晶體管Q4基極相連接 的等效阻抗構(gòu)成另一個高通濾波器，其將上述晶體管Q2發(fā)射極輸出的負相信號 耦合至上述晶體管Q4的基極，即上述第一個差分放大器的負相輸入端。在此， 兩個高通濾波器的特征是其高通時間常數(shù)相等，且足夠小，約為相應(yīng)傳輸信號 的1/2比特 1比特。即其時間常數(shù)t小于等于1比特，以使幅度不同的突發(fā)信號 經(jīng)高通傳輸后，信號基線被推移至信號幅度的平分線，信號能量在基線的上下方 平均分布，以便對信號進行平衡差分放大。在此由于高通時間常數(shù)較上述電容 Cl、 C2交流耦合時間常數(shù)小一個數(shù)量級以上，所以，其高通傳遞函數(shù)受交流耦 合時間常數(shù)的影響可以忽略，即小信號從上述電容C1， C2輸入經(jīng)上述輸入信號
控制電路到高通輸出的信號傳遞函數(shù)仍為單級高通傳遞函數(shù)，其傳遞函數(shù)為 H(w)l且
<formula>formula see original document page 12</formula> ............................. (1)
式(1)中j為復(fù)數(shù)因子，"為信號中各頻率分量的角頻率。晶體管Q6、 Q7和電阻器R16、 R17構(gòu)成兩個射極跟隨器。其中Q6的集電 極接電源VCC，其發(fā)射極通過電阻R16接地，其基極與上述晶體管Q4的集電 極連接。Q7的集電極接電源VCC，其發(fā)射極通過電阻R17接地，其基極與上述 晶體管Q3的集電極連接。
按上述連接，構(gòu)成兩個射極跟隨器，其將經(jīng)上述第一個差分放大器放大的信 號傳輸輸出至下級電路，其中Q6的發(fā)射極輸出正相信號，Q7的發(fā)射極輸出負 相信號。這兩個射極跟隨器的作用是推移上述第一差分放大器輸出的直流工作 點，使之與后級電路輸入端工作點匹配。同時降低了上述第一個差分放大器的輸 出阻抗。
晶體管Q8， Q9的發(fā)射極與晶體管Q10的集電極連接，Q8的集電極通過一 個電阻器R18連接電源VCC， Q9的集電極通過電阻器R19連接電源VCC， Q10 的發(fā)射極通過電阻器R20接地。Q10的基極連接偏置電壓源Vbias， Q8、 Q9的 基極分別與上述晶體管Q6、 Q7的發(fā)射極連接。
按上述連接晶體管Q8、 Q9、 Q10及電阻器R18、 R19、 R20構(gòu)成本發(fā)明實 施例電路的第二差分放大器。上述射申M艮隨器的輸出信號被傳輸?shù)皆摬罘址糯笃?的TH負相輸入端即Q8和Q9的基極并被該差分放大器進一步放大或?qū)ΨQ限幅。 被其放大或放大限幅后的互補差分信號分別從Q8和Q9的集電極輸出。
一個平衡控制負反饋回路跨接在上述第二差分放大的輸出端和上述第一差 分放大器的輸入端，即平衡控制負反饋回路的兩個輸入端分別與上述晶體管Q8、 Q9的集電極連接，其兩個輸出端分別與上述晶體管Q3、 Q4的基極連接，后面 有專門補充，將較詳細描述平衡控制的電路結(jié)構(gòu)和作用方式。
按上述連接，平衡控制檢測上述第二差分放大器兩個差分互補輸出端之間的 直流電壓偏差，并將這一偏差放大后負反饋至上述第一差分放大器的輸入端，疊 加在這一直流電壓偏差上的交流分量被濾除，相應(yīng)濾波器的高頻端截止頻率至少 低于被傳輸信號比特頻率fb的1/104，從而對交流信號不產(chǎn)生影響。以此消除由 于電路元件工藝偏差而弓I起的差分放大器正負相增益不平衡，提高共模抑制比， 降低電路噪聲，從而提高電路檢出小信號的能力即提高檢出靈敏度。
如上所述，由上述第一差分放大器，第二差分放大器、射 跟隨器以及平衡 控制負反饋回路組成平衡放大電路，其特征是互補輸出端直流電壓偏差小于等于lmV，正負相交流電壓增益偏差約等于零。串聯(lián)放大電壓增益A"35dB。
晶體管Qll，其集電極連接電源VCC，其發(fā)射極通過電阻器R22接地，其
基極與上述晶體管Q9的集電極連接。晶體管Q12，其集電極連接電源VCC，其
發(fā)射極通過電阻器R21接地，其基極與上述晶體管Q8的集電極連接。
按上述連接，由Qll、 Q12、電阻器R21和R22構(gòu)成兩個射極跟隨器，這兩
個射極跟隨器將經(jīng)過上述兩級串聯(lián)平衡差分放大器放大或放大限幅的信號傳輸
至后續(xù)電路。其中Qll的射極輸出正相信號，Q12的射極輸出負相信號。
電阻器R23的一端與上述晶體管Qll的發(fā)射極連接，其另一端與下述后續(xù)
電路連接。電阻器R24的一端與上述晶體管Q12的發(fā)射極連接，其另一端與下
述后續(xù)電路連接。
按上述連接，與上述晶體管Qll、 Q12相應(yīng)的射極跟隨器的輸出信號將經(jīng)過 電阻器R23、 R24傳輸并輸出至下一級電路，也就是說電阻器R23、 R24的一端 為差分信號輸入端，另一端為輸出端，其作用是使相應(yīng)的輸出阻抗為穩(wěn)定的設(shè)定 值，其約等于R23和R24的阻值。這樣便于量化下述正反饋放大器的反饋量。
晶體管Q13、 Q14的發(fā)射極與晶體管Q15的集電極連接。Q13、 Q14的集電 極分別通過電阻器R25和R26連接電源VCC， Q15的發(fā)射極通過電阻器R27接 地，Q15的基極連接偏置電壓Vbias。 Q13、 Q14的基極分別與上述電阻器R23、 R24的輸出端連接。
按上述連接，晶體管Q13、 Q14、 Q15和電阻器R25、 R26、 R27構(gòu)成本發(fā) 明實施例電路的第三差分放大器。被上述兩極串聯(lián)平衡差分放大器(第一和第二) 處理后的信號經(jīng)過上述電阻器R23、 R24傳輸至第三差分放大器的輸入端。
晶體管Q16、 Q17,其集電極接電源VCC，其發(fā)射極分別通過電阻器R29 和R28接地，其基極分別與上述晶體管Q14和Q13的集電極連接。
按上述連接，晶體管Q16、 Q17和電阻器R28、 R29構(gòu)成兩個射極跟隨器， 其對上述第三差分放大器的輸出信號進行傳輸，并分別從Q16、 Q17的發(fā)射極輸 出正負相差分信號。其作用是推移電路的靜態(tài)工作點，使之與下一級電路輸入端 工作點匹配，同時降低輸出阻抗。
晶體管Q18、 Q19的發(fā)射極與晶體管Q20的集電極連接。Q18、 Q19的集電 極分別通過電阻器R30和R31連接電源VCC， Q20的發(fā)射極通過電阻器R32接
14地，其基極與偏置電壓Vbis連接。Q18、 Q19的基極分別與上述晶體管Q16、Q17的發(fā)射極即上述射極跟隨器的輸出端連接。
按上述連接，晶體管Q18、 Q19、 Q20和電阻器R30、 R31、 R32構(gòu)成本發(fā)明實施例第四差分放大器。該差分放大器通過由上述晶體管Q16、 Q17構(gòu)成的射極跟隨器與上述第3級差分放大器串聯(lián)，對第3級差分放大器的輸出信號進行放大限幅。
兩個低通濾波器，其中低通濾波器1的輸入端與上述第四差分放大器的正相輸出端即上述晶體管Q19的集電極連接，其輸出端通過電阻器R33與上述第三差分放大器的正相輸入端即上述晶體管Q13的基極連接。低通濾波器2的輸入端與上述第四差分放大器的負相輸出端即上述晶體管Q18的集電極連接，其輸出端通過電阻器R34與上述第三差分放大器的負相輸入端即上述晶體管Q14的基極連接。其中R33比上述電阻器R23阻值大一個數(shù)量級，R34比上述電阻R24阻值大一個數(shù)量級。
按上述連接，上述第三差分放大器，第四差分放大器，低通反饋網(wǎng)絡(luò)等組成一個兩級串聯(lián)正反饋放大電路，在低通濾波器1和低通濾波器2的低通時間常數(shù)相等并約等于上述由于電容器C3和C4形成的高通濾波器的高通時間常數(shù)，即設(shè)定上述高通和低通的時間常數(shù)相等且等于t ,且如上所述t《1比特。當上述第三差分放大器和第四差分放大器串聯(lián)放大增益為B，且上述電阻器R23、 R24和電阻器R33、 R34的阻值滿足條件
<formula>formula see original document page 15</formula>時，根據(jù)反饋公式可以計算出小信號從電阻器
R23、 R24經(jīng)上述第三差分放大器與第四差分放大器以及低通反饋網(wǎng)絡(luò)組成的正
反饋放大電路輸出過程的傳遞函數(shù)-<formula>formula see original document page 15</formula>
綜上所述，至此可以計算出小信號自本發(fā)明實施例電路的輸入端至上述第四差分放大器輸出端的傳遞函數(shù)H(")3，參照上述說明，則<formula>formula see original document page 15</formula>
將式(1)代入式(3)得到 )3 = J*5 .................................(4)
式(4)中A和B均為正實數(shù)。
從上述傳遞函數(shù)//(^)3 = ^*^可以看到，小信號從本發(fā)明實施例電路的輸
入端至第四差分放大器的輸出端，其傳遞函數(shù)中的復(fù)數(shù)項被消除，亦即電路中的所有高低通濾波器引起的信號失真被均衡和消除，整個傳遞函數(shù)H(")3為正實數(shù)增益。其中A"35dB， B"18dB，總增益可達53dB。至此突發(fā)信號得以放大再生。并有很高的信號檢出靈敏度。
從上述傳遞函數(shù)HO)3還可以看到，其等于一個正實數(shù)，電路中的高通效應(yīng)被消除，也就是說電路的頻響通帶低端截止頻率為直流(零頻)，因而只要設(shè)計電路的頻響通帶高端截止頻率大于或等于被傳輸信號比特率fb，該信號即被無損傷放大再生，與線路碼型頻譜無關(guān)。也就是說本發(fā)明提供的突發(fā)信號接收再生放大器，可以適用于任何線路碼型的突發(fā)信號的接收放大再生。
晶體管Q21和Q22,其集電極分別連接電源VCC，其發(fā)射極分別通過電阻器R35和R36接地，其基極分別與上述晶體管Q19和Q18的集電極連接。
按上述連接，Q21， Q22和電阻器R35、 R36構(gòu)成兩射極跟隨器，其作為本發(fā)明實施例突發(fā)信號接收再生放大器的緩沖輸出電路。其中Q21的發(fā)射極輸出差分信號的正相信號，Q22的發(fā)射極輸出差分信號的負相信號。緩沖輸出電路的作用是隔離輸出負載與上述前級正反饋回路，使正反饋回路不受輸出負載影響，工作穩(wěn)定。其另一作用是輸出設(shè)定的數(shù)字邏輯電平。該緩沖輸出電路可根據(jù)實際需要選擇設(shè)置。
一個監(jiān)測告警電路，其輸出端與上述晶體管Q19的集電極即上述第四差分放大器的正相輸出連接。其輸出端輸出監(jiān)測信息和信號中斷告警信號。該監(jiān)測告警電路可根據(jù)實際需要選擇設(shè)置。
需注意的是，以上實施例是以接入的正負相差分互補突發(fā)信號來進行詳細說明的，若接入的僅僅只是單相突發(fā)信號，則只需要將差分輸入的兩端中將無信號輸入的另一端接地，并在輸入部分進行簡單處理(參考圖3，將R3、 R4之間的串聯(lián)連接點通過一個電容接地)。
平衡控制負反饋回路結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示兩個差分信號輸入端041和042，其中041連接上述晶體管Q9的集電極，042連接上述晶體管Q8的集電極，將差分信號輸入到一個緩沖隔離電路，其作用是隔離后續(xù)電路對前級電路可能產(chǎn)生的不利影響，以保證前級電路的性能，例如帶寬增益等，不因后續(xù)電路而劣化。
兩個電阻044 (Rfl)和045 (Ro)分別與上述緩沖隔離電路的輸出端連接，一個電容046 (Cf)跨接于所述電阻044和045的另一端，其中Rfl=Rc。
按上述連接，上述電阻044、 045和電容046構(gòu)成一個差模抑制濾波器，在所述電容Cf的兩端，經(jīng)電阻Rf!和Re輸入的差分平衡交流信號被抑制(被抵消)，只剩下直流偏差電壓。而非平衡差分信號(非平衡差模信號，例如瞬間單相干擾信號)則會通過Cf轉(zhuǎn)換為共模信號，所以該差模抑制濾波器能有效阻斷交流信號進入后續(xù)電路。
一個比較放大器(Comparator) 047，其兩個輸入端分別與上述電容046的兩端連接，其正相輸出端048與上述第一級平衡差分放大器的負相輸入端即上述晶體管Q4的基極連接，其負相輸出端049與上述第一級平衡差分放大器的正相輸入端即上述晶體管Q3的基極連接。在此所述比較放大器047的輸出阻抗為設(shè)定值，以并聯(lián)方式計入上述第一級平衡差分放大器的等效輸入阻抗。
按照上述連接，構(gòu)成包括上述第一級和第二級平衡差分放大器在內(nèi)的平衡控制負反饋回路。其特點和優(yōu)點包括所述平衡控制負反饋回路中，采用上述差模抑制濾波方式，平衡差分交流信號被濾除，不平衡差模干擾被轉(zhuǎn)換為共模干擾，這種共模干擾又被上述比較放大器047抑制。因而所述比較放大器047的輸出反饋電壓僅與上述第二級平衡差分放大器輸出的直流偏差成正比，其包含的交流分量可忽略不計，保證了上述兩級平衡差分放大器的平衡特性，其交流傳輸特性包括帶寬、增益等不受平衡控制回路的影響；采用上述差模抑制濾波器較之通常的阻容對地低通濾波器使上述平衡控制負反饋回路工作更穩(wěn)定，有效克服了控制回路可能引起的相移振蕩(低頻振蕩)。
監(jiān)測告警電路結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示
一個信號輸入端051,其與上述第4級差分放大器的正相輸出端即上述晶體管Q19的集電極連接。 一個與信號輸入端051連接的緩沖隔離電路，其作用是將輸入端051的信號傳輸至后續(xù)電路，并隔離后續(xù)電路對前級電路的影響，以保證該連接不導(dǎo)致前級電路性能劣化。
一個小電容(Cd) 053，其一端與上述緩沖隔離電路的輸出端連接，其另一端通過一個電阻(Rd) 054接地，構(gòu)成一個微分電路，其微分時間常數(shù)視傳輸信號速率設(shè)定，使Rd + Cd《0.5比特。該微分電路的作用之一是隔離前級靜態(tài)輸出電平可能的不確定性，以保證后續(xù)電路工作點的獨立穩(wěn)定性，其二，以R(^Cd《0.5比特的小微分時間常數(shù)克服一般交流耦合傳輸?shù)男盘柣€波動。
一個施密特基線再生電路055，其主要包括一個施密特觸發(fā)器和一個與后續(xù)直流耦合峰值檢波電路057輸入電壓工作點適配的電平推移電路。所述施密特基線再生電路055的輸入端與上述微分電路的輸出連接，微分脈沖信號經(jīng)過上述施密特觸發(fā)器實現(xiàn)沿(上升和下降沿)判決，再生出有穩(wěn)定直流基線的數(shù)字信號，并通過上述電平推移電路輸出。
一個自動復(fù)位電路056跨接于上述施密特基線再生電路的輸出端和輸入端。由于施密特基線再生電路055具有雙穩(wěn)態(tài)特性，即其靜態(tài)輸出電平既可能是高電平也可能是低電平，當其高電平輸出時間大于100比特時，自動復(fù)位電路056將產(chǎn)生一個復(fù)位信號反饋至施密特基線再生電路055的輸入端，將施密特基線再生電路055的輸出端拉至低電平，從而保證其靜態(tài)輸出電平為低電平。(選擇輸出高電平大于100比特時糾錯復(fù)位，是因為在各種數(shù)字傳輸碼型中最長連1為72比特左右)
一個直流耦合峰值檢波電路057，其輸入端與上述施密特基線再生電路055的輸出端連接。直流耦合峰值檢波電路057的作用是對上述施密特基線再生電路055的輸出信號進行峰值檢波。所謂峰值檢波就是檢出電壓與被檢波信號的電壓峰值對應(yīng)，這就要求該電路快速檢出，.即檢波充電時間短，而充電保持時間長。采用直流耦合是為了消除交流耦合帶來的基線波動，從而保證檢出電壓的穩(wěn)定性。本發(fā)明中的上述直流耦合峰值檢波電路，其檢波充電時間常數(shù)僅為ns數(shù)量級，而保持時間最長可達秒數(shù)量級，而且可以根據(jù)用戶要求外部設(shè)置。
一個供用戶設(shè)置檢波充電電壓保持時間的端口 (tset) 058，用戶可根據(jù)系統(tǒng)要求通過外接電阻(Rt) 059和電容(Ct) 0510并聯(lián)到地來設(shè)置保持時間常數(shù)。由于上述直流耦合峰值檢波電路的充電阻抗僅為IOOQ數(shù)量級，當外接電阻Rt^10kQ時，其充電時間僅與外接電容Ct有關(guān)，例如取Ct^Opf時，充電時間僅
18為ns數(shù)量級，當Rt-w即開路時，其放電電阻為10"Q。若Ct仍為10pf，則充電時間為ns數(shù)量級的同時，保持時間可達秒數(shù)量級?？傊涑潆姺烹姇r間可根據(jù)系統(tǒng)監(jiān)測/告警要求來設(shè)置。
一個放大輸出電路0511，其輸入端與上述直流耦合峰值檢波電路057連接，其作用是將上述直流耦合峰值檢波電路的輸出電壓進行放大并轉(zhuǎn)換為系統(tǒng)所要求的數(shù)字電平經(jīng)由監(jiān)測浩警輸出端0512輸出，其輸出電平通常為LVTTL電平或TTL電平。
按上述連接構(gòu)成本發(fā)明突發(fā)信號再生放大器的監(jiān)測/告警電路。所指監(jiān)測，可用于多信道接收時(例如時分多址即TDMA信道)監(jiān)測每一信道是否有信號傳輸或者中斷。所指告警是復(fù)幀中斷告警， 一般指連續(xù)三個或三個以上復(fù)幀中斷時發(fā)出中斷告警信號，當信號正常傳輸時，所述監(jiān)測/告警電路輸出高電平，反之輸出低電平。
圖6為本發(fā)明突發(fā)信號再生放大器中TDMA通道監(jiān)測示例圖。
為了說明本發(fā)明突發(fā)信號再生放大器中多信道接收再生情況下的信道監(jiān)測情況，我們以1.25Gbps的GPON時分多址(TDMA)信道為例來加以描述。根據(jù)國際電信聯(lián)盟ITU-T的建議標準，1.25GbpsGPON的幀長為125 P s，各子幀間隔不低于32比特，子幀中最長連號考慮為72比特，每一比特時隙為0.8ns，其分路比即每幀包含子幀數(shù)量假定為100，即包含100個不同信道(目前只能做到16-32個信道)。那么，每子幀長度約為1500比特。
根據(jù)上述情況，我們可以認為，當上述l,25Gbps的GPON幀結(jié)構(gòu)中，若出現(xiàn)大于72個連續(xù)0碼時，則某一子幀即一信道中斷或嚴重損傷。我們可以在信道所處時間點檢出一個告警信號即低電平。為了提高告警的可靠性，我們可設(shè)定當一個子幀缺失信號達到多于200比特即連續(xù)輸出多于200個0碼時，判定該子幀即該信道中斷或嚴重損傷，予以告警。
在圖5中，如果我們將峰值檢波保持時間設(shè)置電阻(Rt) 059和電容(Ct)0510分別設(shè)置為Rt=40kQ ， Ct=5pf，則其檢波保持時間常數(shù)為Rt * Ct = 40kQ *5pf= 200ns = 250比特。
例如，我們假設(shè)上述1.25GbpsTDMA第6信道信號中斷時，上述監(jiān)測告警電路就會在相應(yīng)的時間點上出現(xiàn)一個低電平，如圖6所示。維護人員可以用儀表，如存儲示波器直觀判斷故障信道的位置，也可以通過網(wǎng)元監(jiān)控系統(tǒng)進行故障定位。
應(yīng)當指出，本實施例僅列示性說明本發(fā)明的原理及功效，而非用于限制本發(fā)明。任何熟悉此項技術(shù)的人員均可在不違背本發(fā)明的精神及范圍下，對上述實施例進行修改。因此，本發(fā)明的權(quán)利保護范圍，應(yīng)如權(quán)利要求書所列。
權(quán)利要求
1、自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，具有突發(fā)信號輸入端和再生信號輸出端，用于向負載電路提供信號幅度統(tǒng)一的數(shù)字邏輯電平，所述自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器的特征在于包括從突發(fā)信號輸入端接收突發(fā)信號的高通濾波電路，用于將突發(fā)信號的基線推移至信號幅度的平均中線，以使信號能量平均分布在已處于平均中線位置的基線的上下方，且高通時間常數(shù)小于所述輸入突發(fā)信號的1比特時間；等效輸出阻抗值為定值的平衡放大電路，與所述高通濾波電路輸出端相連接，用于將所述高通濾波電路的輸出的小信號進行放大而大信號進行限幅處理，其使經(jīng)過處理后的信號的基線仍為信號幅度的平均中線；與所述平衡放大電路輸出端相連接的正反饋放大電路，包括放大電路和連于放大電路輸入及輸出端的低通正反饋回路，用于消除所述平衡放大電路的輸出信號中因交流耦合電路和高通濾波電路所引起的信號失真，從而使信號中的低頻和直流分量得以再生，且所述低通正反饋回路的低通時間常數(shù)與所述高通時間常數(shù)相同。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述高通濾波電路通過一交流耦合電路與突發(fā)信號輸入端相連，該交流耦合電路 包括輸入信號控制電路，用于將耦合輸入的信號中幅度低于一固定值的信號無衰 減通過，而幅度高于所述固定值的信號予以衰減后通過；及射極跟隨器，用于將 所述輸入信號控制電路輸出的信號送入所述高通濾波電路，其中，所述交流耦合 電路的耦合時間常數(shù)至少大于所述高通濾波器的高通時間常數(shù)1個數(shù)量級。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于-所述輸入信號控制電路包括二極管。
4、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述交流耦合電路還包括與所述輸入信號控制電路相連接的射極跟隨器。
5、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述交流耦合電路為電容耦合電路。
6、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述正反饋放大電路的輸出端與再生信號輸出端之間設(shè)有輸出緩沖電路，用于將 所述正反饋放大電路與所述負載電路相隔離。
7、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述的高通濾波電路由連于交流耦合電路輸出端的濾波電容和平衡放大電路的 等效輸入阻抗構(gòu)成。
8、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述平衡放大電路包括差分放大電路和用于將所述差分放大電路的輸出信號中 的直流分量反饋回輸入端以消除正負相信號增益不平衡的平衡控制負反饋回路。
9、 根據(jù)權(quán)利要求8所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于-所述平衡放大電路中的差分放大電路包括串聯(lián)的第一差分放大器和第二差分放 大器，所述的平衡控制負反饋回路包括依次相連的緩沖隔離電路、差模抑制濾波 器和比較放大器。
10、 根據(jù)權(quán)利要求9所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述平衡放大電路還包括連接在所述第二差分放大器輸出端的兩射極跟隨器及 分別連接在所述兩射極跟隨器輸出端且用于使正負相的等效輸出阻抗都為定值 的正相穩(wěn)定電阻和負相穩(wěn)定電阻。
11、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述的低通正反饋回路包括連接在所述平衡放大電路輸出端的正相和負相的反 饋電阻和連接在所述反饋電阻輸入端的低通濾波器。
12、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述正反饋放大電路中的放大電路包括串聯(lián)的第三差分放大器和第四差分放大 器。 .
13、 根據(jù)權(quán)利要求12所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于 所述正反饋放大電路還包括分別與所述第三差分放大器輸出端相連接且用于將 所述第三差分放大器的信號送入第四差分放大器的射極跟隨器。
14、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于還 包括一連接在所述正反饋放大電路輸出端的監(jiān)測告警電路，用于當正反饋放大電 路輸出的信號中斷時發(fā)出告警信號。
15、 根據(jù)權(quán)利要求14所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特征在于所述的監(jiān)測告警電路包括緩沖隔離電路，與正反饋放大電路輸出端相連，用于隔離監(jiān)測告警電路對正反饋放大電路的影響；與緩沖隔離電路相連的微分電路，用于隔離緩沖隔離電路靜態(tài)輸出電平的不 確定性；連于微分電路輸出端的施密特基線再生電路，用于將微分電路的微分脈沖信 號轉(zhuǎn)換成有穩(wěn)定直流基線的數(shù)字信號；連于施密特基線再生電路輸出端的直流耦合峰值檢波電路，用于對施密特基 線再生電路的輸出信號進行峰值檢波，消除交流耦合帶來的基線波動；連于直流耦合峰值檢波電路輸出端的放大輸出電路，用于將直流耦合峰值檢 波電路的輸出信號放大并轉(zhuǎn)換為系統(tǒng)所要求的數(shù)字電平，輸出監(jiān)測告警信號；連于施密特基線再生電路輸出端與輸入端之間的自動復(fù)位電路，用于將施密 特基線再生電路輸出的超時高電平信號反饋回施密特基線再生電路的輸入端，生 成低電平信號輸出。 .
16、根據(jù)權(quán)利要求1-15任一所述的自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，其特 征在于需要偏置電壓的各電路的偏置電壓由一具有溫度補償和工藝偏差補償?shù)?偏置電壓源提供。
全文摘要
自適應(yīng)突發(fā)信號接收再生放大器，涉及數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域?，F(xiàn)有技術(shù)存在接收靈敏度低、無自適應(yīng)能力的缺陷，本發(fā)明包括交流耦合電路、高通濾波電路和正反饋放大電路，通過一系列高低通濾波器和多級放大器組合，實現(xiàn)突發(fā)信號逐比特恢復(fù)，提高了接收靈敏度；信號輸入到信號放大再生輸出整個過程均自動完成，具有完善的自適應(yīng)功能。
文檔編號H03F1/34GK101674055SQ200910197320
公開日2010年3月17日 申請日期2009年10月16日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月16日
發(fā)明者易河清 申請人:上海博為光電科技有限公司