專利名稱：脈沖放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明大體上涉及用以放大信號的方法及裝置。在某些方面，其涉及在射 頻(RF)或更高頻工作的功率放大器及放大器系統(tǒng)。應(yīng)用包括但不限于無線系 統(tǒng)、微波組件、功率放大器、CMOS放大器、驅(qū)動放大器、及便攜式電子產(chǎn)品。
背景技術(shù)：
功率放大器(PA)設(shè)計中的共同問題在于處理器件工藝(device technology) 的擊穿電壓限制。大多數(shù)功率放大的技術(shù)在裝置的終端上產(chǎn)生的峰值電壓為供 應(yīng)電壓的二至四倍。通常最好是調(diào)諧放大器以產(chǎn)生盡可能高的峰值電壓，以改 善放大器的效率。不過，此峰值電壓必須適當(dāng)?shù)乇３衷谄骷に嚨膿舸╇妷合?制之下。這對于諸如擊穿電壓很低的CMOS之類的技術(shù)產(chǎn)生了一個問題。例如， 在無線手機中，供應(yīng)電壓名義上可為3.5V，且高效放大器的峰值電壓可為至少 7.0V。 一0.5pmCMOS工藝通常僅具有5.0V的擊穿電壓，使得此技術(shù)不適于 該應(yīng)用。
當(dāng)功率放大器被用以驅(qū)動天線或其他不受控制的負(fù)載阻抗時發(fā)生第二個 問題。在天線的情況中，PA可能經(jīng)受變化的負(fù)載阻抗，其變化的系數(shù)多達(dá)10。 這會導(dǎo)致PA偏離其操作類別，并且產(chǎn)生明顯高于根據(jù)計劃的峰值電壓。因此， 可能最好是使用一種器件工藝，其具有的擊穿電壓為大于供應(yīng)電壓的四至五 倍。
在此產(chǎn)業(yè)中已經(jīng)采用數(shù)種技術(shù)以避免這些問題。已采用多重串聯(lián)級來減小 穿過任一晶體管的電壓。放大器也可與供應(yīng)電壓串聯(lián)，以把電壓擺幅分配通過 兩組或多組晶體管。這些技術(shù)的任一個可解決第一個問題，但會遭遇負(fù)載容限 的第二個問題。一DC — DC轉(zhuǎn)換器也可被用以控制供應(yīng)電壓。不過，這將對系 統(tǒng)的成本有重大的影響，并且也會遭遇第二問題。推挽式D類放大器(push — pull class D amplifier)具有對于所有情況將電 壓保持于供應(yīng)電壓或供應(yīng)電壓之下的優(yōu)點。雖然這解決討論的兩個主要問題， 但它們在RF頻率具有較差的DC對RF轉(zhuǎn)換效率。這是因為每一次放大器切換 狀態(tài)時兩個裝置的輸出電容必須被放電。導(dǎo)致的功率損失2，兀，F(xiàn)，C。u, (Vsw) 2， 其中，F(xiàn)為切換頻率，C。ut為輸出電容，且V^為在切換時通過開關(guān)的電壓。此 功率損失與切換頻率F成正比，且對于大多數(shù)商用的器件工藝來說在RF上這 樣高的損失是不可接受。
在產(chǎn)生高效率時，保持低峰值電壓優(yōu)點的這種技術(shù)的一種變形是DE類放 大器。這首先是Zhokov及Kozyrev在1975年提出。其最廣泛的用途是作為 DC轉(zhuǎn)換器的整流器?；镜母拍钍墙?jīng)由控制兩裝置的切換工況(switching duty) 以改善D類推挽式放大器的效率。 一般來說，在RF上推挽式放大器的功率損 失的最大來源，是在轉(zhuǎn)變期間對裝置的輸出電容進(jìn)行充電時消失的能量。圖la 顯示推挽式放大器，其帶有被繪制成具有寄生輸出電容的理想開關(guān)形式的裝 置。當(dāng)?shù)撞块_關(guān)從斷開狀態(tài)轉(zhuǎn)變至導(dǎo)通狀態(tài)時，其必定會釋放出出現(xiàn)在其漏極 的最大供應(yīng)電壓。因為這些損失在每個周期中都會發(fā)生，由底部開關(guān)導(dǎo)致的全
部的功率損失是0.5WQ/ (Vsup) 2 (其中，(0 = 2*7fF， Cn是底部開關(guān)的寄生輸
出電容，且Vsup是供應(yīng)電壓)。0.5*co<V (Vsup) 2之類似的損失是發(fā)生在上部 開關(guān)的轉(zhuǎn)變期間。從而，由兩開關(guān)導(dǎo)致的全部的功率損失被表示為(o*(Cn+Cp) V2 = o)*C。ut* (Vsup) 2。在RF頻率，這可以是功率及效率方面的顯著損失。DE 類放大器可經(jīng)由以獨立的信號來切換裝置并且產(chǎn)生兩晶體管同步關(guān)閉的一段 時間而克服此問題。調(diào)諧的輸出網(wǎng)絡(luò)可被用以提供在開關(guān)打開之前使輸出電容 放電所需要的電流。此操作的圖被顯示于圖lb?？刹捎脦в辛阈甭是袚Q的零電 壓的E類條件以實現(xiàn)高效率。在維持不大于供應(yīng)電壓的峰值電壓時，可得到比 得上或優(yōu)于先前討論的技術(shù)之效率。再者，此電路可被設(shè)計成，即使在VSWR (電壓駐波比)失配情況下，峰值電壓也不會高于供應(yīng)電壓。為達(dá)成此優(yōu)點付 出的代價包括較低的功率密度(較低的峰值電壓的副作用)及較復(fù)雜的輸入驅(qū) 動。在RF的大多數(shù)裝置的低增益及系統(tǒng)的復(fù)雜性使得在RF頻率實現(xiàn)DE類放 大器不切實際。

發(fā)明內(nèi)容
能夠以任何的寬度及占空比，傳送具有銳轉(zhuǎn)變且具有高效率的峰值限制電 壓脈沖的示范方法及電路被披露。舉例而言，在50%的占空比，輸出電壓波形 可能像正方形。此一電路是適合作為許多不同類型的RF放大器的驅(qū)動級，且 在一實施例中，其被使用作為DE類放大器的驅(qū)動級。
根據(jù)本發(fā)明的某些實施例，這一電路可被設(shè)計成以高DC對RF轉(zhuǎn)換效率
6在RF頻率操作。這一電路可使用但不限于下列技術(shù)實現(xiàn)硅雙極晶體管、CMOS
晶體管、GaAsMESFETs、 GaAs HBTs、 GaAs PHEMTs。這一電路可與上述技 術(shù)的各種IC制造工藝兼容，并可產(chǎn)生一個單片式方案。
根據(jù)一實施例，電路可包括推挽式放大器，其具有被連接其輸出的調(diào)諧負(fù) 載網(wǎng)絡(luò)。該推挽式放大器可具有一個或多個切換裝置。該調(diào)諧負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可穿過 輸出被并聯(lián)連接，且可配置成使得切換裝置在實質(zhì)上零電壓及/或零斜率切換條 件下操作。也可配置成使得推挽式放大器的輸出未被過濾及/或保持更高階的諧 波，包括足以產(chǎn)生梯形、正方形波，或任何其他非正弦波的諧波。
另一實施例涉及一種電路，包括調(diào)諧D類放大器，其接收輸入信號并且響 應(yīng)于所述輸入信號產(chǎn)生脈沖RF輸出信號。所述脈沖RF輸出信號具有的功率比 所述輸入信號的功率大。
另一實施例涉及一種用于放大信號的電路。該電路包括D類放大器及輸入 電路。所述輸入電路提供脈沖輸入信號以驅(qū)動所述D類放大器。該脈沖輸入信 號中的至少兩個具有不同的占空比。
另一實施例涉及一種操作D類推挽式放大器以產(chǎn)生脈沖輸出信號的方法。 所述D類推挽式放大器包括推式晶體管及挽式晶體管。以具有第一占空比的第 一輸入信號驅(qū)動所述推式晶體管。以具有第二占空比的第二輸入信號驅(qū)動所述 挽式晶體管。控制所述第一及第二輸入信號的所述第一及第二占空比，使得所 述脈沖輸出信號具有期望的占空比。


在附圖中，在不同圖中被闡示之各相同或接近相同的組件是由同樣的數(shù)字 表示。這些附圖不需按比例繪制。為了清楚起見，并非每一組件在每一附圖中 會被標(biāo)示。在附圖中
圖la顯示推挽式D類放大器功率級；
圖lb顯示共同放大器級；
圖1C顯示另一共同放大器級；
圖2顯示具有過濾輸出的DE類級的操作；
圖3顯示DE類放大器級，其是使用由變壓器提供的正弦輸入信號被驅(qū)動；
圖4是根據(jù)本發(fā)明一實施例顯示一種能夠產(chǎn)生脈沖驅(qū)動波型的電路；
圖5是根據(jù)一實施例顯示圖4的電路，其被操作以產(chǎn)生具有小于50%的占 空比的輸出波型；
圖6是根據(jù)另一實施例顯示圖4的電路，其被操作以產(chǎn)生具有大于50%的 占空比的輸出波型；圖7是根據(jù)一實施例顯示產(chǎn)生具有變化占空比的、用以驅(qū)動脈沖放大器的 信號的輸入之示范時序圖8是根據(jù)一些實施例顯示兩個脈沖放大器電路如何可被用以驅(qū)動DE類 輸出級；及
圖9是根據(jù)一些實施例顯示被配置成差動地作用的圖8的電路。
具體實施例方式
圖lc顯示普通RF放大級的配置及相關(guān)的波型。施加的輸入信號通過經(jīng)調(diào) 諧的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)102，該網(wǎng)絡(luò)過濾施加的輸入信號并調(diào)整相關(guān)的阻抗，以將 增益最佳化。晶體管101放大輸入波型以產(chǎn)生一較大的輸出信號。放大器IOO 可被設(shè)計成在線性區(qū)域中或在飽和區(qū)域中操作，以便產(chǎn)生高DC對RF轉(zhuǎn)換效 率。在后一種情況中，在節(jié)點Vx的電壓波型108將根據(jù)被用于此設(shè)計的操作 模式呈現(xiàn)各種特征。對于F類放大器，在節(jié)點Vx的電壓波型108—般將近似 于為具有2，Vsup的峰值的正方形波信號。E類及其他調(diào)諧模式通常產(chǎn)生較高的 峰值電壓。推挽式放大器將具有大體上等于供電電壓Vsup的峰值電壓。在推 挽式放大器中的輸出信號通常具有50%的占空比(duty cycle)。放大器的操作 模式由元件103、 104、 105及106的設(shè)計決定。如圖所示，偏壓電感器103被 用以將供應(yīng)電壓Vsup從晶體管101隔離且使Vx的峰值電壓可超過供應(yīng)電壓 Vsup。諧波匹配104被用以匹配諧波的阻抗或操作的頻率。這主要是負(fù)責(zé)設(shè)定 放大器的操作模式。例如，F(xiàn)類放大器可能具有被設(shè)定為短路或零歐姆阻抗的 偶諧波，及被設(shè)定為開路阻抗或無限大歐姆阻抗的奇諧波。阻抗匹配105可將 被用于達(dá)到晶體管最佳性能的系統(tǒng)阻抗轉(zhuǎn)換成負(fù)載阻抗RL 107。低通濾波器 106可被用以過濾信號的諧波且通常是由操作類別或其結(jié)果要求的。在此類型 的放大器中，元件103 — 106操作以嚴(yán)密地過濾在Vout的輸出波型109，使得 其接近具有50%占空比的正弦波。對于驅(qū)動許多輸出級放大器，包括DE類級， 此類型的波型是不被期望的。
DE類級的示范操作被闡示在圖2中，其顯示電路200。如圖所示，晶體管 201及202被配置成以類似于推挽式放大器進(jìn)行操作。不過，通過在開啟其他 級之前關(guān)閉各級，達(dá)成比標(biāo)準(zhǔn)推挽式D類放大器高的DC對RF轉(zhuǎn)換效率。這 產(chǎn)生一段兩裝置均關(guān)閉的時間，使在共同節(jié)點的電壓可在電流于裝置中流動之 前完全放電。波型203及204表示通過晶體管201及202的電流。在所有其他 時間，裝置被關(guān)閉。波型205顯示在共同終端Vx之電壓。調(diào)諧的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)206 之精心設(shè)計將確保各晶體管以通過其終端的零電流及電壓開啟。各晶體管可以 小于50%的非重疊占空比及以時序的精確控制而進(jìn)行操作以達(dá)成DE類操作。 這可經(jīng)由以數(shù)字方式產(chǎn)生的脈沖寬度調(diào)制信號驅(qū)動各晶體管而被達(dá)成。不過，
8這對帶有驅(qū)動輸出級所需要的功率水平的RF頻率是不實用的。DE類放大器通 常也僅在驅(qū)動級的效率不使整個放大器效率變差時是實用的。
圖3顯示電路300，其闡示DE類放大器如何可被配置成由變壓器提供的 正弦波驅(qū)動信號來操作。在此，變壓器301被用以隔離推挽式級的兩晶體管之 DC電平。然后，晶體管被偏壓在臨界值或臨界值之下，使得放大器具有小于 50%的占空比。此解決方法會產(chǎn)生數(shù)個問題。特別地，次臨界值偏壓將進(jìn)一步 減小輸出級裝置的增益。導(dǎo)致在晶體管的柵極之波型也可能超過裝置的某些擊 穿要求，其將需要增加二極管或其他保護電路，而進(jìn)一步地降低增益和增加復(fù) 雜性。
與此同一天申請且名稱為"分布式多級放大器"的專利申請說明了一種用 于驅(qū)動推挽式放大器的電路及方法，其提供處于RF頻率或RF頻率之上的放大 器之有效的DE類操作。如在此說明，此一電路及方法可受惠于以高效率產(chǎn)生 具有可變的占空比之脈沖驅(qū)動波型的能力。
圖4是根據(jù)本發(fā)明之一示范實施例顯示一種能夠產(chǎn)生脈沖驅(qū)動波型的電路 400。該電路能夠產(chǎn)生具有足夠功率及具有高DC對RF轉(zhuǎn)換效率的驅(qū)動波型。 如圖所示，驅(qū)動級401被配置成以類似于標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器進(jìn)行操作。晶體管 402及403是被連接在地及Vdd (恒定供應(yīng)電壓)之間。晶體管402及403是 以推挽式布局配置且被驅(qū)動以使得各晶體管在另一晶體管被開啟之前是關(guān)閉 的。晶體管402及403的組合可被稱為反相器。圖4分別顯示晶體管402及403 的電流波型405及406。
在標(biāo)準(zhǔn)的DE類放大器中，推挽式晶體管通常驅(qū)動一串聯(lián)諧振電路，該電 路被設(shè)計成在兩晶體管均為關(guān)閉狀態(tài)的期間將輸出電容放電。圖4的電路相對 于輸出匹配網(wǎng)絡(luò)404可不同于標(biāo)準(zhǔn)的DE類放大器。在輸出匹配網(wǎng)絡(luò)404中， 上述此串聯(lián)的組合可用包括與阻隔電容器Cwk串聯(lián)的電感器的分流網(wǎng)絡(luò)取代。 若電容器夠大，其可作用為具有與在Vout看到的平均電壓相等之電位的電壓 供應(yīng)并且適用于供應(yīng)電感器電流。可增加額外的電容器C以提供進(jìn)一步的設(shè)計 靈活性或是表現(xiàn)在負(fù)載中出現(xiàn)的任何輸出電容。如圖所示，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)404 為了例如阻抗匹配的目的，也要考慮負(fù)載阻抗ZL。負(fù)載阻抗ZL可表示任何類 型的負(fù)載，即放大器電路可驅(qū)動例如晶體管、放大級、天線、輸出調(diào)節(jié)電路等。 選擇合適的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)404的技術(shù)將在下面說明。
經(jīng)由根據(jù)下面顯示的方程式[2]選擇0FF時間cp可得到期望的輸出占空比 Ds。如在方程式[l]中說明，OFF時間cp可被選擇為足夠低，使得給定切換頻率 co = 2tiF、輸出電容Cout、及供應(yīng)電壓Vdd，晶體管可供應(yīng)期望的峰值輸出電流 Ipeak。如在下面顯示的方程式[3]中說明，OFF時間(p可被選擇為足夠高，從 而在OFF時間cp期間有足夠的時間讓轉(zhuǎn)變發(fā)生，使得在切換發(fā)生時轉(zhuǎn)變已經(jīng)完成，從而達(dá)成脈沖放大器的高效率。給定輸出電容Cout、及負(fù)載電阻R，方程 式[3]可被用以確定足夠的OFF時間(p。
<formula>formula see original document page 10</formula>
占空比Ds及電感L可被選擇，使得脈沖放大器400具有等于標(biāo)準(zhǔn)DE類 放大器之DC對RF轉(zhuǎn)換效率。可對電感L、電容Cwk及/或C、及輸出占空比 Ds進(jìn)行選擇，使得各晶體管將以穿過其終端的零電壓且以電壓變化是零斜率時 開啟。如圖4所示，出現(xiàn)在輸出終端Vout的輸出電壓波型407是未過濾的且 保持接近正方形波的特性。在某些情況中，由于輸出電容的充電時間，輸出波 型可略似梯形，但對于驅(qū)動切換放大級可以是接近理想的。實際上，由于圖4 是用于說明而未依比例繪制，轉(zhuǎn)變可能比圖4所示者更快。
負(fù)載網(wǎng)絡(luò)組件的選擇及晶體管的占空比取決于多少輸出電容將被放電及 多少電流可被晶體管供應(yīng)。 一旦已經(jīng)選擇了 OFF時間(p，可使用上面顯示的方 程式[4]來選擇合適的電抗X。在圖4顯示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)404中，X是處在操 作頻率的串聯(lián)L一Cwk組合(可選擇地包括分流電容C)的電抗。此電抗，即凈 電感，可被用以從晶體管的輸出電容引出電流以在兩晶體管均關(guān)閉的期間將電 壓放電。在某些情況中，電感的最佳值應(yīng)該接近或等于值CoufVddVlpeak2，其 中Cout包括晶體管的輸出電容加上出現(xiàn)在負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的任何電容，Vdd是供應(yīng)電
壓，Ipeak是峰值輸出電流。在缺少完整的分析檢査時，性能可通過優(yōu)化而提升。
應(yīng)注意，由于合適的電抗X可以多種不同的方式獲得，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)404不限
定于所顯示的電路元件的特定排列，而是可具有以串聯(lián)及并聯(lián)排列(包括各種 等效電路)的各種元件，包括電感器、電容器、及電阻器。被選擇的輸出匹配 網(wǎng)絡(luò)的類型可適用于不過濾輸出信號而有效地將晶體管的寄生電容放電，從而
導(dǎo)致脈沖輸出電壓波型407。
脈沖輸出電壓波型407可用于驅(qū)動放大器級，其要求具有50%占空比的正 方形波信號。不過，輸出DE類級通常以大于或小于50y。的占空比驅(qū)動信號。 通過小心選擇輸入信號的占空比，脈沖放大器400可達(dá)成此點。輸入信號的占 空比可使用已知的放大器設(shè)計技術(shù)，并考慮上面的方程式[1]及[2]進(jìn)行選擇。這些方程式是基于根據(jù)各級的峰值電流及占空比將電容器放電所需的能量。選擇 占空比要考慮的一個方面是時間(p的數(shù)量，其中，各晶體管是位于OFF狀態(tài)。 若此時間(p被選擇為足夠大，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)將以零電壓、零電壓斜率及/或零電流將 輸出電容放電。要改變輸出工作電壓占空比Ds，其中一個晶體管的占空比可被 改變，同時將另一晶體管的占空比減小相同量，從而使OFF時間cp保持固定。 例如，PMOS晶體管的占空比可被增加以增加輸出占空比Ds。當(dāng)增加PMOS 晶體管的占空比時，NMOS晶體管的占空比可被減小，該減小的量與PMOS晶 體管的占空比被增加的量相同，從而使OFF時間(p保持固定。經(jīng)由將OFF時間9保持在所選擇的值不變，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可用與推挽式晶體管的個別的占空比無 關(guān)的零電壓、零電壓斜率及/或零電流將輸出電容放電，其可被改變以產(chǎn)生具有 期望的占空比的輸出信號。圖5是闡示本發(fā)明的另一實施例，其中，電路500被操作以產(chǎn)生具有小于 50%的占空比之輸出波型。如圖所示，輸入信號505驅(qū)動NMOS "挽式"晶體 管502且被選擇以具有大于50%的占空比，且輸入信號506驅(qū)動PMOS"推式" 晶體管503且被選擇以具有小于50%的占空比。兩晶體管都位于OFF狀態(tài)的時 間(p可維持與標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器相同。在輸出負(fù)載網(wǎng)絡(luò)504中的組件可被選擇 以在OFF時間cp的期間適當(dāng)?shù)貙⑤敵鲭娙莘烹?。波?07及508分別顯示在晶 體管502及503中的電流。波型509顯示導(dǎo)致的輸出電壓具有小于50%的占空 比且具有銳轉(zhuǎn)變的特征。銳轉(zhuǎn)變包括與切換周期Tsw相比快速發(fā)生的轉(zhuǎn)變，該切換周期是切換頻率 的倒數(shù)。例如，如果在Vout的電壓從零轉(zhuǎn)變到Vdd，轉(zhuǎn)變可在一小段的切換周 期中發(fā)生，諸如少于5y。的Tsw、少于2。/。的Tsw、或者少于l。/。的Tsw。不過， 轉(zhuǎn)變的Tsw時間段僅是用于判斷轉(zhuǎn)變是否急劇的一個度量標(biāo)準(zhǔn)，且應(yīng)當(dāng)了解銳 轉(zhuǎn)變的特征有不同的度量標(biāo)準(zhǔn)。若轉(zhuǎn)變時間被使用作該度量標(biāo)準(zhǔn)，轉(zhuǎn)變時間可 以任何適合的方式被測量，諸如信號從信號值變化的10%轉(zhuǎn)變到90%所用的時 間量。即當(dāng)在大致為切換周期Tsw的時間尺度上觀察時，脈沖信號的波型看起 來具有梯形的形狀或者方波的波型，該轉(zhuǎn)變可為足夠急劇。圖6闡示本發(fā)明的另一實施例，其中，電路600被操作以產(chǎn)生具有大于50% 占空比的輸出波型。如圖所示，輸入信號605驅(qū)動NMOS "挽式"晶體管602 且被選擇以具有小于50%的占空比，且輸入信號606驅(qū)動PMOS "推式"晶體 管503且被選擇以具有大于50%的占空比。兩晶體管都位于OFF狀態(tài)的時間cp 可維持與標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器相同。在輸出負(fù)載網(wǎng)絡(luò)604中的組件可被選擇以在 OFF時間cp的期間適當(dāng)?shù)貙⑤敵鲭娙莘烹姟２ㄐ?07及608分別顯示在晶體管 602及603中的電流。波型609顯示導(dǎo)致的輸出電壓具有大于50%的占空比且 具有銳轉(zhuǎn)變的特征。11應(yīng)注意輸出網(wǎng)絡(luò)504及604不同于輸出網(wǎng)絡(luò)404。特別地，負(fù)載阻抗ZL 已由串聯(lián)的電阻器(RL)及電容器(CL)取代以接近CMOS器件的輸入阻抗。 一額外的分流電容(未顯示)也可出現(xiàn)以表示驅(qū)動放大器及/或負(fù)載的寄生電容。 這樣更接近地表示了脈沖放大器被用作為驅(qū)動級時的情況。圖7顯示圖4一6中闡示的實施例的不同信號的波型。所示波型是NMOS 晶體管柵極電壓VGN、 PMOS晶體管柵極電壓VGP、通過NMOS晶體管的漏 極電流Id—N、通過PMOS晶體管的漏極電流Id—P、以及電壓Vout。圖7中的 各行顯示對準(zhǔn)的波型以相對于彼此顯示各種信號的時序。波型701闡示如圖4 所示的電路400的各種信號，被操作以產(chǎn)生50%的輸出占空比。波型702闡示 如圖5說明的電路500的各種信號，被操作以產(chǎn)生小于50%的輸出占空比。波 型703闡示如圖6說明的電路600的各種信號，被操作以產(chǎn)生大于50%的輸出 占空比。各電路400、 500及600具有相同的OFF時間cp。圖7中顯示的波型 闡示對于給定的OFF時間(p，對于PMOS晶體管增加ON時間增加輸出電壓 Vout的占空比率。OFF時間(p可經(jīng)由將NMOS晶體管的ON時間減少與PMOS 晶體管增加的ON時間相同的數(shù)量而保持恒定。以此方式增加PMOS晶體管的 ON時間將導(dǎo)致輸出電壓Vout的占空比增加，反之亦然。例如，波型702顯示 PMOS晶體管的較小的ON時間，如同由在VGP波型中較小的波谷持續(xù)時間所 闡示，其導(dǎo)致輸出電壓的占空比較小。波型701及703顯示PMOS晶體管的較 大的ON時間，導(dǎo)致輸出電壓的占空比較大。圖8闡示一示范的放大器電路800，并且說明兩脈沖放大器802及803可 如何被配置以驅(qū)動輸出DE類級801。如圖所示，脈沖放大器802被配置以驅(qū) 動輸出DE類級的NMOS "挽式"晶體管。輸入信號1及2可被選擇以使得脈 沖放大器802產(chǎn)生具有小于50%的占空比的輸出波型804，且該占空比等于輸 出級801所期望操作的期望占空比。如圖8所示，輸出負(fù)載網(wǎng)絡(luò)809利用被選 擇以確保DE類操作及產(chǎn)生過濾的輸出波型810的組件耦合至輸出DE類級801 的輸出。脈沖放大器803被配置成驅(qū)動輸出DE類級801的PMOS "推式"晶 管。輸入信號3及4可被選擇以使得脈沖放大器803產(chǎn)生具有大于50%的占空 比的輸出波型805，且該占空比等于輸出級801所期望操作的期望占空比。各 脈沖放大器具有負(fù)載網(wǎng)絡(luò)806、 807，包括DE類放大器中裝置的固有寄生阻抗 (在圖8中由與電阻器RL串聯(lián)的電容器CL表示)、及具有旁路電容器的分 流電感器。旁路電容器可經(jīng)由旁路電容器與真正的地連接而呈現(xiàn)虛接地給分流 電感器。不過，本發(fā)明并未被限定于該特殊布局或排列的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的組件。負(fù) 載網(wǎng)絡(luò)806及807可被設(shè)計成能進(jìn)行驅(qū)動級晶體管的零電壓零電流切換，以達(dá) 成整個放大器電路的高效率。在此說明的實施例中，對于期望的輸出占空比，可對脈沖放大器的輸入脈沖占空比進(jìn)行選擇以將效率最大化。例如，總OFF時間(p可被保持恒定，而輸 入信號的占空比因此被調(diào)整以將效率最大化。在某些條件之下，使用在此說明的技術(shù)可達(dá)成大于70%的效率，不過，由于達(dá)成的效率可能較高或較低，本發(fā) 明并未被限定于此方面。在某些實施過程中，效率可為至少50%，而某些實施 過程可達(dá)成大于80%或甚至90%的效率。如同在此使用者，效率指輸入功率對 輸出功率的比率。圖9是根據(jù)另一實施例顯示被配置成進(jìn)行差動作用的電路900。此電路解 決了，由于所顯示的與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)404、 504、 604、 806和807中的分流電感器 串聯(lián)的大阻隔電容器的電容而產(chǎn)生的一個問題。這些電容器的電容通常必須足 夠大，使得電容器的阻抗顯著地小于電感器的阻抗，例如，遠(yuǎn)大于更小量的10 倍。不過，這一電容可能與半導(dǎo)體制造工藝有沖突。此困難可經(jīng)由以差動的方 式實現(xiàn)完整的放大器電路而被克服。圖9顯示類似于圖8的2級放大器電路的 電路900，但其被分成兩半且以反相180°驅(qū)動。如圖所示，電路900包括兩 個2級DE類放大器901和902。放大器卯l包括兩脈沖放大器驅(qū)動器903和 904，各具有單獨的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)909和910，以及輸出DE類級905。放大器902 包括兩脈沖放大器906和907，各具有單獨的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)911和912，以及輸出 DE類級908?？蓪斎胄盘?-4進(jìn)行選擇以便驅(qū)動放大器903和904，使之分 別與圖5及6中說明的操作一致。可對輸入信號5-8進(jìn)行選擇，使之分別與輸 入信號l-4相同，但是相位偏移180。。這可導(dǎo)致與放大器901相同、且與本 發(fā)明之前面說明的實施例一致的操作，但其中所產(chǎn)生的波型是與由放大器901 產(chǎn)生的波型反相180。。如圖所示，來自放大器901和902的輸出波型因而彼 此反相180°且可使用平衡一非平衡轉(zhuǎn)換器(balun) 915進(jìn)行結(jié)合以單獨產(chǎn)生 具有單個二級放大器功率兩倍的輸出信號。負(fù)載網(wǎng)絡(luò)909及911可經(jīng)由連接914 被耦合在一起。因為脈沖放大器904和907反相180°操作，連接914變成虛 接地。從而，在圖4、 5、及6的實施例中顯示的旁路電容器可被去除。同樣地， 負(fù)載網(wǎng)絡(luò)910和912可經(jīng)由連接913被耦合，產(chǎn)生虛接地并且去除另外的旁路 電容器。如上所述，本申請案的技術(shù)和在名稱為"分布式多級放大器"的在同一天 申請的專利申請案中說明的技術(shù)可有利地被彼此結(jié)合用以提供有效率的放大。 不過，因為本發(fā)明對此方面未作限制，這些技術(shù)不必一起被使用且可被分別利 用。在此說明的某些技術(shù)是有關(guān)于在DE類操作模式中操作放大器。不過，在 某些情況下，足夠高的效率可通過以接近DE類操作但非"真正"的DE類操 作的方式操作D類放大器而達(dá)成。例如，較小的電壓及/或電流可在切換時出 現(xiàn)于晶體管的終端，但因而發(fā)生的功率損失為可接受的小。此種技術(shù)是在此揭13露范疇內(nèi)。
已經(jīng)如此說明本發(fā)明之至少一實施例的幾個特征，應(yīng)知可在本發(fā)明的精神 和范疇內(nèi)進(jìn)行各種改變、修改和改進(jìn)。因此，上述的說明和附圖僅作為例子。
權(quán)利要求
1.一種電路，包括調(diào)諧D類放大器，所述放大器接收至少一個輸入信號并且響應(yīng)于所述至少一個輸入信號產(chǎn)生脈沖RF輸出信號，所述脈沖RF輸出信號具有的功率比所述至少一個輸入信號的功率大。
2. 如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述調(diào)諧D類放大器包括推挽式放 大器。
3. 如權(quán)利要求2所述的電路，其中，所述推挽式放大器包括反相器。
4. 如權(quán)利要求3所述的電路，其中，所述反相器包括被耦合至第一供應(yīng)電 壓的第一晶體管及被耦合至第二供應(yīng)電壓的第二晶體管。
5. 如權(quán)利要求4所述的電路，其中，所述第一及第二晶體管彼此互補。
6. 如權(quán)利要求4所述的電路，其中，所述第一晶體管是PMOS晶體管且所 述第二晶體管是NMOS晶體管。
7. 如權(quán)利要求l所述的電路，還包括負(fù)載網(wǎng)絡(luò)，所述負(fù)載網(wǎng)絡(luò)被耦合至所 述調(diào)諧的D類放大器的輸出并且具有阻抗，所述阻抗被選擇為使得所述調(diào)諧D 類放大器被調(diào)諧成以DE類模式操作。
8. 如權(quán)利要求7所述的電路，其中，所述電路具有至少70%的效率，其中， 所述效率是輸入功率對輸出功率的比率。
9. 如權(quán)利要求7所述的電路，其中，所述負(fù)載網(wǎng)絡(luò)包括至少一個分流元件。
10. 如權(quán)利要求9所述的電路，其中，所述至少一個分流元件包括第一分 流元件，第一分流元件包括電感器。
11. 如權(quán)利要求IO所述的電路，其中，所述電感器被耦合至終端，所述終 端在所述電路操作期間被接地。
12. 如權(quán)利要求11所述的電路，其中，所述終端是虛接地，使得所述終端 未直接耦合至真正的地。
13. 如權(quán)利要求12所述的電路，還包括旁路電容器，所述旁路電容器將所 述終端耦合至真正的地。
14. 如權(quán)利要求13所述的電路，其中，所述終端是經(jīng)由與另一放大器對應(yīng) 終端的連接被虛接地，所述另一放大器相對于所述調(diào)諧D類放大器被差動地操 作。
15. 如權(quán)利要求IO所述的電路，還包括與電感器串聯(lián)的電容器，其中，所 述電容器是第一電容器，且其中，所述至少一個分流元件還包括與所述第一分 流元件并聯(lián)的第二分流元件，其中，所述第二分流元件包括第二電容器。
16. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述調(diào)諧D類放大器包括至少一個晶體管，且其中，所述負(fù)載網(wǎng)絡(luò)被調(diào)諧，使得所述至少一個晶體管僅在零電壓 及/或零電流切換條件下切換。
17. 如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述脈沖RF輸出信號實質(zhì)上是未 過濾的。
18. 如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述脈沖RF輸出信號包括正方形 或梯形的波型。
19. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述電路是以CMOS構(gòu)建。
20. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述調(diào)諧D類放大器包括推挽式放 大器，所述推挽式放大器具有接收第一輸入信號的推式晶體管及接收第二輸入 信號的挽式晶體管，其中所述第一及第二輸入信號是脈寬調(diào)制信號，其中，所 述第一輸入信號具有第一占空比且所述第二輸入信號具有不同于所述第一占 空比的第二占空比。
21. 如權(quán)利要求20所述的電路，其中，可對所述第一及第二占空比進(jìn)行選 擇，使得所述電路的效率被最大化，其中，效率是輸入功率對輸出功率的比率。
22. 如權(quán)利要求20所述的電路，其中，可對所述第一及第二占空比進(jìn)行選 擇，使得所述脈沖RF輸出信號具有期望的占空比。
23. 如權(quán)利要求22所述的電路，還包括輸入波型發(fā)生器，所述發(fā)生器控制所述第一及第二占空比，使得所述脈沖 RF輸出信號的占空比改變，但所述第一及第二占空比的總和至少實質(zhì)上未改 變。
24. —種操作D類推挽式放大器以產(chǎn)生脈沖輸出信號的方法，所述D類推 挽式放大器包括推式晶體管及挽式晶體管，該方法包括以具有第一占空比的第一輸入信號驅(qū)動所述推式晶體管； 以具有第二占空比的第二輸入信號驅(qū)動所述挽式晶體管；及控制所述第一及第二輸入信號的所述第一及第二占空比，使得所述脈沖輸 出信號具有期望的占空比。
25. 如權(quán)利要求24所述的方法，其中，所述第一及第二占空比彼此不同。
26. 如權(quán)利要求25所述的方法，其中，所述第一及第二占空比中的一個小 于50%且所述第一及第二占空比中的另一個大于50%。
27. 如權(quán)利要求24所述的方法，其中，對所述第一及第二占空比進(jìn)行選擇， 使得對于所述脈沖輸出信號的給定占空比，所述D類推挽式放大器的效率被最 大化，其中，所述效率是輸入功率對輸出功率的比率。
28. 如權(quán)利要求27所述的方法，還包括以DE類操作模式操作所述D類推 挽式放大器。
29. 如權(quán)利要求28所述的方法，其中，所述效率至少為70%。
30. 如權(quán)利要求24所述的方法，其中，所述第一及第二輸入信號是脈寬調(diào) 制信號。
31. 如權(quán)利要求24所述的方法，其中，所述D類推挽式放大器的所述輸 出包括正方形或梯形的波型。
32. 如權(quán)利要求24所述的方法，其中，控制所述第一及第二占空比包括增 加所述第一及第二占空比中的一個并且減小所述第一及第二占空比中的另一 個，使得所述第一及第二占空比的總和至少實質(zhì)上被保持為一常數(shù)。
33. 如權(quán)利要求32所述的方法，其中，所述常數(shù)是小于一。
34. —種用于放大信號的電路，該電路包括 D類放大器；及至少一個輸入電路，所述輸入電路提供至少兩個脈沖輸入信號至所述D類 放大器以驅(qū)動所述D類放大器，該至少兩個脈沖輸入信號具有不同的占空比。
35. 如權(quán)利要求34所述的電路，其中，所述D類放大器包括推挽式放大 器，所述推挽式放大器包括挽式晶體管及推式晶體管，且其中，所述至少兩個 脈沖輸入信號包括第一脈沖輸入信號，具有第一占空比；及 第二脈沖輸入信號，具有第二占空比；其中，所述第一脈沖輸入信號驅(qū)動所述推式晶體管且所述第二脈沖輸入信 號驅(qū)動所述挽式晶體管。
36. 如權(quán)利要求35所述的電路，其中，對所述第一及第二占空比進(jìn)行選擇， 使得所述電路的效率被最大化，其中，效率是輸入功率對輸出功率的比率。
37. 如權(quán)利要求34所述的電路，其中，所述D類放大器是以DE類模式被 操作。
38. 如權(quán)利要求37所述的電路，其中，所述電路是以至少70%的效率操作， 其中，效率是輸入功率對輸出功率的比率。
39. 如權(quán)利要求35所述的電路，其中，對所述第一及第二占空比進(jìn)行選擇， 使得所述輸出信號具有期望的占空比。
40. 如權(quán)利要求39所述的電路，其中，所述輸出信號是脈沖信號。
41. 如權(quán)利要求40所述的電路，其中，所述脈沖信號包括正方形或梯形的 波型。
42. 如權(quán)利要求34所述的電路，其中，所述D類放大器產(chǎn)生實質(zhì)上未過 濾的輸出，該輸出驅(qū)動另一放大器。
43. 如權(quán)利要求34所述的電路，其中，所述至少一個輸入電路包括至少一 脈寬調(diào)制器。
全文摘要
披露了一種放大器級，其能夠以任何的寬度及占空比，傳送具有銳轉(zhuǎn)變且具有高效率的峰值限制電壓脈沖。一個披露的實施例涉及一種電路，包括調(diào)諧D類放大器，其接收輸入信號并且響應(yīng)于所述輸入信號產(chǎn)生脈沖RF輸出信號。所述脈沖RF輸出信號具有的功率比所述輸入信號的功率大。
文檔編號H03F3/20GK101647197SQ200780049541
公開日2010年2月10日 申請日期2007年11月15日 優(yōu)先權(quán)日2006年11月16日
發(fā)明者羅伯特·J·麥克莫羅 申請人:恒星射頻公司