專利名稱：頻率合成器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及能夠得到所希望的頻率的振蕩輸出的頻率合成器。
背景技術(shù)：
作為一種標(biāo)準(zhǔn)信號發(fā)生器，存在應(yīng)用PLL(Phase Locked Loop:鎖 相環(huán))的頻率合成器。如圖12所示，頻率合成器利用分頻器202將電 壓控制振蕩器201分頻至1/N，將其分頻輸出輸入相位比較器203的一 個輸入端，并利用分頻器200將作為基準(zhǔn)信號發(fā)生器的例如水晶振蕩 器204的振蕩輸出分頻至1/M，將其分頻輸出輸入相位比較器203的 另一個輸入端，經(jīng)過環(huán)路濾波器205將比較信號反饋到電壓控制振蕩 器201，由此構(gòu)成PLL (例如專利文獻(xiàn)1)。當(dāng)PLL鎖定時，因為電壓 控制振蕩器201的振蕩輸出的頻率^co和水晶振蕩器204的振蕩輸出 的頻率fO為fvco/N二fO/M的關(guān)系，所以fvco- (N/M) f0。分頻器202 由可編程計數(shù)器構(gòu)成，能夠從外部利用數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)設(shè)定分頻比N，因此 能夠自由地設(shè)定頻率fvco。
作為頻率合成器的應(yīng)用，例如用作移動站中的站振蕩部。即，因 為在基站中將規(guī)定的頻帶分配給移動站，所以在移動站一側(cè)，需要生 成被分配的頻帶的振蕩輸出，因此，需要使站振蕩部具有能夠調(diào)整頻 率的功能。并且，也被用于無線通信設(shè)備的試驗用信號源和播放設(shè)備 等中。
這樣，例如在通信領(lǐng)域中應(yīng)用頻率合成器的情況下，為了避免與 其它頻道的干擾，要求噪聲少，又因為電波過密，所以希望能夠盡可 能精細(xì)地設(shè)定頻率。為了精細(xì)地設(shè)定頻率，使上述分頻比N較大即可， 但是如果太大，則在環(huán)路中發(fā)生的延遲變長，噪聲變大，實際上N的 上限為1000左右。
因此，為了便于說明，例如當(dāng)設(shè)計能夠以1Hz單位調(diào)整1000MHz 左右的頻率的頻率合成器時，需要使圖12的裝置多段化。g卩，當(dāng)令N的上限為1000時，通過令輸入相位比較器的基準(zhǔn)信號的頻率(M/fO)
為lMHz，能夠制作能夠以lMHz的刻度(精度)設(shè)定的lMHz 1000MHz的頻率合成器。同樣地通過令基準(zhǔn)信號的頻率為lkHz，制作 能夠以lkHz的刻度設(shè)定的lkHz lMHz的頻率合成器，同樣地通過 令基準(zhǔn)信號的頻率為lHz，制作能夠以1Hz的刻度設(shè)定的1Hz lkHz 的頻率合成器。然后，通過階段地合成各頻率合成器，能夠得到能夠 以1Hz的刻度設(shè)定到1000MHz為止的頻率合成器。
但是當(dāng)采用上述方式時，必須針對合成頻率的各合成電路組合 PLL，存在電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，部件數(shù)量增多，噪聲變多的問題。
于是，本發(fā)明者通過采用與現(xiàn)有的頻率合成器相比原理完全不同 的新結(jié)構(gòu)，開發(fā)在寬頻帶中能夠精細(xì)地設(shè)定頻率的新方式的頻率合成 器，但是考慮到頻率的引入范圍窄，電壓控制振蕩部的制品的偏差和 溫度特性等，存在不能夠可靠地進(jìn)行該引入的問題，為了實用化必須 克服這個問題。并且，該頻率合成器由模擬電路和數(shù)字電路構(gòu)成，還 存在必須抑制數(shù)字/模擬變換部內(nèi)的大量的切換元件的同時切換產(chǎn)生的 噪聲這樣的問題。
專利文獻(xiàn)1:日本特開平2004-274673號公報

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為一種頻率合成器，通過采用與現(xiàn)有的頻率合成器相比原 理完全不同的新結(jié)構(gòu)，在寬頻帶中能夠精細(xì)地設(shè)定頻率，并能夠得到 低噪聲的頻率信號，本發(fā)明的目的在于提供能夠使頻率的引入范圍較 寬的技術(shù)，和能夠抑制數(shù)字/模擬變換部內(nèi)的大量的切換元件的同時切 換產(chǎn)生的噪聲的技術(shù)。
本發(fā)明的頻率合成器的特征在于，包括
振蕩輸出與被供給的電壓對應(yīng)的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩
部；
按照電壓控制振蕩部的設(shè)定頻率將上述頻率信號分頻為1/N(N為 整數(shù))的分頻單元；
根據(jù)基準(zhǔn)時鐘信號對與上述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相 當(dāng)?shù)念l率的正弦波信號進(jìn)行取樣，將其取樣值作為數(shù)字信號輸出的模擬/數(shù)字變換部；
矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數(shù)字變換部的輸出信號對應(yīng) 的頻率信號，利用頻率為 0/2兀的正弦波信號的數(shù)字信號進(jìn)行正交檢
波，取出對以與該頻率信號的頻率和co0/2ti的頻率差相當(dāng)?shù)念l率旋轉(zhuǎn) 的矢量進(jìn)行復(fù)數(shù)表示時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分；
對上述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的上述矢量的頻
率進(jìn)行計算的參數(shù)輸出部；
取出上述矢量的頻率與由上述參數(shù)輸出部計算出的頻率的差分的 頻率差取出單元；
對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應(yīng)的電壓信號進(jìn)行積 分，經(jīng)數(shù)字/模擬變換部作為控制電壓反饋到上述電壓控制振蕩部的單 元；禾口
頻率引入單元，其在裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩 部的輸出頻率過小而不能夠從頻率差取出單元得到電壓信號的期間， 通過積分電路部對第一常數(shù)進(jìn)行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電 壓，并且在PLL被鎖定后，當(dāng)設(shè)定頻率和來自電壓控制振蕩部的輸出 頻率的頻率差從預(yù)先設(shè)定的第二范圍偏離時，通過積分電路部對第二 常數(shù)進(jìn)行積分，在該頻率差位于預(yù)先設(shè)定的第一范圍內(nèi)后，停止上述 積分電路部的積分動作，其中，
上述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自上述反饋單元的控制電 壓、和來自上述頻率引入單元的控制電壓的相加值，
由電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將上述電壓信號反饋到電壓 控制振蕩部的單元形成PLL，當(dāng)PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸 出頻率被調(diào)整為設(shè)定頻率。
上述第一范圍例如位于上述第二范圍內(nèi)并且比第二范圍窄。此外， 上述頻率引入單元當(dāng)裝置開始運行時，在通過對第一常數(shù)進(jìn)行積分， 使得來自電壓控制振蕩部的輸出頻率上升，從頻率差取出單元得到電 壓信號后，也可以代替該第一常數(shù)，對由上述頻率差取出單元取出的 頻率差進(jìn)行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓。
進(jìn)一步，而且上述頻率引入單元也可以構(gòu)成為，在利用積分電路 部對第一常數(shù)進(jìn)行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓后，在由于設(shè)定頻率與來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差已變小而從頻率 差取出單元輸出電壓信號后，利用上述積分電路部對該電壓信號進(jìn)行 積分，以大于上述反饋單元的頻率刻度變換為模擬信號，將該模擬信 號作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出。
其它發(fā)明的頻率合成器的特征在于，包括
振蕩輸出與被供給的電壓對應(yīng)的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩
部；
按照電壓控制振蕩部的設(shè)定頻率將上述頻率信號分頻為1/N(N為 整數(shù))的分頻單元；
根據(jù)基準(zhǔn)時鐘信號對與上述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相
當(dāng)?shù)念l率的正弦波信號進(jìn)行取樣，將其取樣值作為數(shù)字信號輸出的模
擬/數(shù)字變換部；
矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數(shù)字變換部的輸出信號對應(yīng) 的頻率信號，利用頻率為co0/2兀的正弦波信號的數(shù)字信號進(jìn)行正交檢 波，取出對以與該頻率信號的頻率和co0/2兀的頻率差相當(dāng)?shù)念l率旋轉(zhuǎn) 的矢量進(jìn)行復(fù)數(shù)表示時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分；
對上述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的上述矢量的頻 率進(jìn)行計算的參數(shù)輸出部；
取出上述矢量的頻率與由上述參數(shù)輸出部計算出的頻率的差分的 頻率差取出單元；
對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應(yīng)的電壓信號進(jìn)行積
分，經(jīng)數(shù)字/模擬變換部作為控制電壓反饋到上述電壓控制振蕩部的單
元；禾口
頻率引入單元，其中，
上述頻率引入單元，
(A) 當(dāng)裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩部的輸出頻率過小 且設(shè)定頻率與該輸出頻率的頻率差過大，不能夠從頻率差取出單元得 到電壓信號的期間，通過積分電路部對第一常數(shù)進(jìn)行積分，輸出電壓 控制振蕩部的控制電壓，
(B) 在從頻率差取出單元輸出電壓信號后，通過上述積分電路部對該 電壓信號進(jìn)行積分，以大于上述反饋單元的頻率刻度變換為模擬信號，將該模擬信號作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出，
(C) 在設(shè)定頻率與來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差位于預(yù)先 設(shè)定的范圍內(nèi)后，停止上述積分電路部的積分動作，令來自上述頻率 引入單元的控制電壓為固定值，
(D) 為了減少反饋單元中的數(shù)字/模擬變換部的同時切換，降低尖峰
脈沖噪聲(glitch noise)，上述固定值被設(shè)定為，在上述頻率引入單元 中的數(shù)字/模擬變換部能夠設(shè)定的控制電壓中，相比于輸出頻率最接近 設(shè)定頻率的控制電壓，僅偏離與能夠調(diào)整的頻率刻度的整數(shù)倍對應(yīng)的 量的值，
由上述電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將上述電壓信號反饋到 電壓控制振蕩部的反饋單元形成PLL，當(dāng)PLL被鎖定時電壓控制振蕩 部的輸出頻率被調(diào)整為設(shè)定頻率，
上述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自上述反饋單元的控制電壓 和來自上述頻率引入單元的控制電壓的相加值。
上述分頻單元也包括N-1的情況，在此情況下在實際的裝置中不 使用分頻器，電壓控制振蕩部的輸出端和模擬/數(shù)字變換部的輸入端之 間的導(dǎo)電路徑相對于本發(fā)明中所說的分頻單元。這樣，在本發(fā)明中， 為了使得容易理解權(quán)利要求的范圍的記載，即使在N—的情況下，也 記載有分頻單元的結(jié)構(gòu)。
為了令電壓控制振蕩部的控制電壓為來自上述反饋單元的控制電 壓和來自上述頻率引入單元的控制電壓的相加值，能夠采用設(shè)置有用 于將來自上述反饋單元的控制電壓和來自上述頻率引入單元的控制電 壓相加后供向電壓控制振蕩部的耦合器的結(jié)構(gòu)。
或者，上述電壓控制振蕩部也可以采用設(shè)置有分別被輸入來自上 述反饋單元的控制電壓和來自上述頻率引入單元的控制電壓的端口的 結(jié)構(gòu)。
列舉本發(fā)明的更具體的實施方式的一個例子，設(shè)置有輸出用于驅(qū)
動電壓控制振蕩部的電壓的電壓輸出部，
設(shè)置有輸出用于驅(qū)動電壓控制振蕩部的電壓的電壓輸出部， 將上述電壓信號反饋到電壓控制振蕩部的單元包括設(shè)置在頻率
差取出單元的后段的具有積分功能的環(huán)路濾波器，和從來自上述電壓輸出部的輸出電壓減去該環(huán)路濾波器的輸出電壓后供向電壓控制振蕩 部的單元。
作為本發(fā)明的優(yōu)選實施方式能夠列舉以下例子，例如上述參數(shù)輸 出部，在用N除電壓控制振蕩部的輸出頻率的設(shè)定值時，對成為與在 模擬/數(shù)字變換部中使用的基準(zhǔn)時鐘信號的頻率和在矢量取出單元中使 用的co0/2兀之差最接近的頻率的N的值進(jìn)行計算，分頻單元利用該值 對來自電壓控制振蕩部的頻率信號進(jìn)行分頻。
進(jìn)一步說明本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，上述參數(shù)輸出部對用于粗調(diào)
整的頻率刻度fa的整數(shù)倍的頻率中的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率 成為設(shè)定值時的上述矢量的頻率最接近的頻率n，fa (n為整數(shù))，以 及比上述頻率刻度fa更小的用于微調(diào)整的頻率刻度fb的整數(shù)倍的頻率 中的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的上述矢量的頻率 和上述頻率n.fa之差最接近的頻率m'fb (m為整數(shù))進(jìn)行計算，
上述頻率差取出單元包括在通過上述矢量取出單元得到的上述 矢量上乘上以頻率n ，fa逆旋轉(zhuǎn)的逆矢量，取出從上述矢量的頻率減去 逆矢量的頻率后得到的頻率的微速矢量的單元；從該微速矢量的各取 樣時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的值求取上述微速矢量的頻率的微速矢量 的微速檢測單元；和輸出與由該微速檢測單元檢測出的微速矢量的頻 率和頻率m fb之差相當(dāng)?shù)男盘柕膯卧?br> 在此情況下，微速矢量的頻率優(yōu)選低到能夠?qū)⒈硎臼噶康膹?fù)數(shù)平 面上的相位0看作sin0，通過近似計算能夠求取該頻率的程度。
此外，微速矢量的微速檢測單元能夠形成為包括以下單元的結(jié)構(gòu)， 該單元計算由某個取樣時的微速矢量的實數(shù)部分和虛數(shù)部分決定的復(fù)
數(shù)平面上的位置、與由下一個取樣時的微速矢量的實數(shù)部分和虛數(shù)部 分決定的復(fù)數(shù)平面上的位置的距離，并將計算值看作當(dāng)兩個取樣時的 微速矢量的相位差。
將相當(dāng)于頻率差的電壓信號反饋到上述電壓控制振蕩部的單元例 如包括將與微速矢量的頻率和頻率m fb之差相當(dāng)?shù)男盘栠M(jìn)行累積的 單元。
此外，逆矢量能夠通過沿旋轉(zhuǎn)方向依次排列有規(guī)定復(fù)數(shù)平面上的 逆矢量的位置的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的組的數(shù)據(jù)表、以及利用與逆矢量的旋轉(zhuǎn)方向和頻率對應(yīng)的增量(increment)數(shù)或減量(decrement) 數(shù)產(chǎn)生上述數(shù)據(jù)表的地址的單元而生成。
本發(fā)明的頻率合成器為與如現(xiàn)有技術(shù)那樣頻率的調(diào)整單位(能夠 以多大的刻度調(diào)整頻率)依靠分頻器的分頻比的方法完全不同的方法。 即，
X.對電壓控制振蕩部的輸出頻率的正弦波信號進(jìn)行正交檢波，制作 以與檢波中使用的頻率信號的頻率的差分的頻率(速度)旋轉(zhuǎn)的矢量，
Y.預(yù)先計算電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的矢量的頻 率，
Z.在驅(qū)動電壓控制振蕩部時將與矢量的頻率和上述計算出的頻率的 差分相當(dāng)?shù)碾妷盒盘柗答伒诫妷嚎刂普袷幉?，以使得該差分成為零?方式形成PLL。
因此，當(dāng)PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸出頻率被調(diào)整為設(shè) 定頻率，但是因為只預(yù)先計算電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值 時的矢量的頻率，而且可以說雖然是1段PLL，但是能夠設(shè)定輸出頻 率，所以能夠噪聲小且在寬頻帶中精細(xì)地設(shè)定頻率。例如能夠以例如 1Hz單位或其以下的單位設(shè)定幾百MHz的電壓控制振蕩器，能夠得到 極其劃時代的頻率合成器。
而且，在本發(fā)明中，在來自電壓控制振蕩部的輸出頻率較小且相 對設(shè)定頻率存在大的間隔的期間，通過由積分電路部對第一常數(shù)進(jìn)行 積分后作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出，提高上述輸出頻率，在 兩者的差幾乎消失后，停止積分，之后在兩者的間隔變大后由積分電 路部對第二常數(shù)進(jìn)行積分，因此頻率的引入范圍寬，即使電壓控制振 蕩部的頻率存在偏差，或由于溫度特性等使頻率發(fā)生變化，也能夠進(jìn) 行頻率的引入，從而能夠穩(wěn)定地動作。
此外，在第二發(fā)明中，因為在微調(diào)整用的反饋單元的數(shù)字/模擬變 換部中在中心值附近進(jìn)行切換的概率變低，所以同時進(jìn)行切換的切換 元件數(shù)變少，能夠達(dá)到降低尖峰脈沖噪聲的目的。


圖1是表示本發(fā)明的頻率合成器的基本結(jié)構(gòu)的框圖。20
圖2是表示本發(fā)明的頻率合成器的實施方式的框圖。
圖3是表示在上述實施方式中使用的載波除去器(carrier remove)
的結(jié)構(gòu)圖。
圖4是表示通過載波除去器得到的矢量的說明圖。
圖5是表示逆矢量乘法部的結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)圖。
圖6是表示用于在參數(shù)發(fā)生部中產(chǎn)生逆矢量的數(shù)據(jù)表的說明圖。
圖7是表示利用頻率差取出單元使通過載波除去器得到的矢量與
逆矢量相乘的狀態(tài)的說明圖。
圖8是表示在相前后的時刻取樣的矢量的相位差的說明圖。
圖9是表示圖1的框圖中的相位差的累積加法部的結(jié)構(gòu)圖。
圖IO是表示圖1的框圖中的環(huán)路濾波器的結(jié)構(gòu)圖。
圖11是表示上述實施方式的作用的流程圖。
圖12是表示上述實施方式的作用的時序圖。
圖13是表示電壓控制振蕩部的其它例子的電路圖。
圖14是表示D/A變換器的結(jié)構(gòu)例的電路圖。
圖15是表示通過在頻率引入單元的輸出上施加偏壓(offset),使
本來的反饋單元中的D/A變換器的輸出的中心值偏離的狀態(tài)的說明圖。
圖16是表示現(xiàn)有的頻率合成器的結(jié)構(gòu)的框圖。
具體實施例方式
本發(fā)明的頻率合成器根據(jù)新原理進(jìn)行動作，首先參照圖1簡單地 對本發(fā)明的動作原理進(jìn)行概略的說明。在圖1中，1是作為電壓控制振 蕩部的電壓控制振蕩器，從電壓輸出部11經(jīng)第一加法部12輸出與供 給電壓對應(yīng)的頻率的為矩形波的頻率信號。來自電壓控制振蕩器1的 頻率信號被分頻單元2分頻至1/N (N是整數(shù))，進(jìn)一步被變換為正弦 波，被變換成數(shù)字信號，這里僅限于對由矢量取出單元20取出以與上 述頻率信號的頻率對應(yīng)的頻率(速度)旋轉(zhuǎn)的矢量的情況進(jìn)行說明。
矢量取出單元20的后段的頻率差取出單元30取出上述矢量的頻 率、和電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為設(shè)定頻率時的矢量的頻率fr 的差。作為取出頻率差的方法，例如能夠列舉以下方法制作在與旋轉(zhuǎn)方向相反的方向上以頻率fr旋轉(zhuǎn)的逆矢量，該旋轉(zhuǎn)方向為當(dāng)電壓控 制振蕩器l的輸出頻率成為設(shè)定頻率時由矢量取出單元20取出的矢量 的旋轉(zhuǎn)方向，將上述矢量和逆矢量相乘而取出其頻率差。
此外，也可以利用逆矢量使矢量的頻率某種程度地降低，利用近 似數(shù)學(xué)式檢測余下的頻率差分例如矢量的速度。列舉將這種例子更具
體化的例子，將使矢量的頻率與fr一致的調(diào)整(由頻率差取出單元30
取出頻率差的調(diào)整工序)分成粗調(diào)整和微調(diào)整。而且預(yù)先計算在用于
粗調(diào)整的頻率刻度fa的整數(shù)倍的頻率中，與電壓控制振蕩器1的輸出 頻率成為設(shè)定值時的上述矢量的頻率最接近的頻率n fa (n是整數(shù))， 將以頻率n ，fa逆旋轉(zhuǎn)的逆矢量與上述矢量相乘，取出從上述矢量的頻 率減去逆矢量的頻率后得到的頻率的微速矢量。然后計算在比上述頻 率刻度fa小的用于微調(diào)整的頻率刻度fb的整數(shù)倍中，與fr和上述頻率 n fa之差最接近的頻率m fb (m是整數(shù))，取出上述微速矢量的頻 率和頻率m fb之差，這樣求取通過矢量取出單元得到的矢量的頻率 和fr之差。
在未圖示的參數(shù)輸出部中進(jìn)行以上的一連串計算。而且，在這樣 將取出頻率差的調(diào)整工序分為粗調(diào)整和微調(diào)整的情況下，具有當(dāng)矢量 的頻率到達(dá)fr附近時能夠得到正確的頻率差的優(yōu)點、和頻率的檢測的 計算變得簡單的優(yōu)點等。這方面通過后述的圖2的具體例將變得很清 楚。
而且，與由頻率差取出單元30取出的頻率差對應(yīng)的電壓被作為反 饋單元的一部分的積分單元40進(jìn)行積分，并被供向電壓控制振蕩器1 的輸入側(cè)。從而，圖1的環(huán)路形成PLL，當(dāng)上述頻率差為零時PLL被 鎖定，電壓控制振蕩器1的輸出頻率被鎖定在設(shè)定頻率上。
但是，當(dāng)上述頻率差較大時， 一般而言，因為不能夠得到使進(jìn)行 數(shù)字處理的矢量取出單元20和頻率差取出單元30等動作的足夠的電 壓，所以換言之，因為電壓控制振蕩器1的輸出頻率較小，所以不能 夠得到供向電壓控制振蕩器l的控制電壓。因此，在運行開始的初期， 從頻率引入單元100內(nèi)的積分電路部產(chǎn)生控制電壓，提高電壓控制振 蕩器l的輸出頻率。然后，在進(jìn)入PLL的控制范圍內(nèi)后，停止頻率引 入單元100內(nèi)的積分電路部的積分動作。更具體而言，首先當(dāng)電壓控制振蕩器1啟動時，控制電壓從頻率 引入單元100例如經(jīng)耦合器11被供向電壓控制振蕩器1，并逐漸增大 該控制電壓。與此相隨，電壓控制振蕩器1的輸出頻率上升，矢量取
出單元20和頻率差取出單元30開始發(fā)揮作用，由矢量取出單元20取 出的矢量的頻率變高。而且當(dāng)該頻率進(jìn)入PLL的控制范圍時，預(yù)先計 算出的、電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為設(shè)定頻率時的矢量的頻率 fr，和由矢量取出單元20取出的矢量的頻率之差(頻率差)變小。
于是，停止來自頻率引入單元100的控制電壓的上升并令其為固 定值，并且對與上述頻率差對應(yīng)的電壓進(jìn)行積分，作為控制電壓供給 到電壓控制振蕩器1。結(jié)果，電壓控制振蕩器1的輸出頻率的上升率也 變小，上述頻率差的積分值的上升率也逐漸變小。因此，電壓控制振 蕩器1的輸出頻率的上升方式變得更加緩慢，與此相隨，與上述頻率 差對應(yīng)的電壓的積分值的上升的方式變得更加緩慢。不久上述輸出頻 率穩(wěn)定在設(shè)定頻率上，PLL環(huán)路被鎖定。
但是，該頻率合成器在原理上不一定需要頻率引入單元100，如果 在數(shù)字處理部分中即使當(dāng)上述頻率差較大時也輸出與其對應(yīng)的電壓， 則以下述方式動作。即，因為當(dāng)開始運行時，與由頻率差取出單元30 取出的頻率差對應(yīng)的電壓較大，該電壓被積分并作為電壓控制振蕩器1 的控制電壓被供給，所以輸出頻率上升。此后，如上所述那樣PLL環(huán) 路被鎖定。
實際上，因為只要按照設(shè)定頻率的大小選擇分頻比即可，所以通 過導(dǎo)入稱為矢量的構(gòu)思，這樣雖然是1段PLL，但是能夠在寬頻帶中 進(jìn)行精細(xì)的頻率設(shè)定。
以下，利用圖2之后的圖對將使本發(fā)明的頻率合成器具體化后的 例子進(jìn)行說明。
依次對設(shè)置在電壓控制振蕩器1的后段的單元進(jìn)行說明，2是例如 由可編程計數(shù)器構(gòu)成的分頻器，該分頻器2的分頻比N (N是整數(shù)) 由后述的參數(shù)輸出部決定。在分頻器2的后段，作為用于將作為來自 分頻器2的頻率信號的矩形波信號變換成正弦波信號的單元設(shè)置有低 通濾波器21。
3是A/D (模擬/數(shù)字)變換器，根據(jù)來自基準(zhǔn)時鐘發(fā)生部31的時鐘信號對作為來自低通濾波器21的頻率信號的正弦波信號進(jìn)行取樣， 將取樣值作為數(shù)字信號輸出。基準(zhǔn)時鐘發(fā)生部31，為了對上述頻率信 號進(jìn)行取樣，輸出頻率穩(wěn)定度極高的作為頻率信號的時鐘信號。
利用在A/D變換器3中得到的數(shù)字信號而特定的高頻信號除了包 含基波以外，還包含高次諧波。即在對具有高次諧波畸變的正弦波進(jìn) 行取樣的情況下，高次諧波成分受到折回的影響，根據(jù)情況還能夠估 計在頻譜的頻率軸上基波頻率和高次諧波的頻率重疊的情況。因此需 要避免這種重疊，之后需要取出與電壓控制振蕩器1的輸出頻率正確 地對應(yīng)的矢量。
一般而言，在以頻率fs的時鐘信號對頻率fl的正弦波信號進(jìn)行取 樣的情況下，取入結(jié)果的頻率f2由數(shù)學(xué)式(1)表示。其中mod (，) 表示modulo函數(shù)。
G叫mod (fl+fs/2， fs) -fs/2| (1)
因為在該取入結(jié)果中，n次諧波的頻率相對于基波頻率被表示為nx (基波頻率)，所以如果令它為G并代入上述(1)式，則能夠計算高 次諧波作為怎樣的頻率被取入。通過利用該計算，能夠設(shè)定來自分頻 器2的高頻信號的頻率fc和取樣頻率(時鐘信號的頻率)fs，使得基 波的頻率與高次諧波的頻率不重疊合，例如以使得矢量停止時的fc成 為36MHz的方式設(shè)定分頻比N，將fs設(shè)定在40MHz。在此情況下， 以來自A/D變換器3的為數(shù)字信號的輸出信號特定的頻率信號的基波 成為4MHz的正弦波。而且，如果令fc/fs為9/10，則基波的頻率和高 次諧波的頻率不重合，但是fc/fs的值不限定于此。
在A/D變換器3的后段，設(shè)置有載波除去器4。該載波除去器4 利用頻率為co0t/2兀(角速度為co0t)的正弦波信號對通過來自A/D變 換器3的數(shù)字信號而被特定的正弦波信號進(jìn)行正交檢波，與取出以通 過A/D變換器3的數(shù)字信號而被特定的頻率信號的頻率和用于檢波的 正弦波信號的頻率的差的頻率旋轉(zhuǎn)的矢量的單元相當(dāng)，更詳細(xì)而言， 與取出復(fù)數(shù)表示該矢量時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的單元相當(dāng)。
對載波除去器4進(jìn)行詳細(xì)的說明，如圖3所示，載波除去器4設(shè) 置有在上述正弦波信號上乘上cos (co0t)的乘法部41a和在上述正 弦波信號上乘上-sin(coOt)的乘法部41b;以及分別設(shè)置在乘法部41a、41b的后段的低通濾波器42a和42b。從而，當(dāng)令由A/D變換器3得到 的正弦波信號為Acos (co0t+e)時，乘法部41a的輸出和乘法部41b的 輸出分別由數(shù)學(xué)式(2)和數(shù)學(xué)式(3)表示。 A cos (co0t+e) cos (co0t) =1/2 Acos9+l/2{ cos (2co0t) cos0+sin (2co0t) si, (2)
Acos (coOt+e) -sin (coOt) =1/2 Asin6-l/2{ sin (2co0t) cos6+cos (2co0t) sin9} (3)
于是，因為通過分別使乘法部41a的輸出和乘法部41b的輸出通 過低通濾波器42a和42b，除去2co0t的頻率信號，所以結(jié)果從低通濾 波器42a、 42b分別取出1/2 Acos6和1/2 Asin0。低通濾波器42a、 42b中的實際的數(shù)字處理，針對從乘法部41a、 41b輸出的時間序列數(shù) 據(jù)，計算連續(xù)的多個數(shù)據(jù)例如6個數(shù)據(jù)的移動平均。
以上，當(dāng)由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率和用于正交檢 波的正弦波信號的頻率相等時，在輸出中不包含時間函數(shù)，因此由載 波除去器4得到的矢量停止。另一方面，當(dāng)由Acos (co0t+e)表示的正 弦波信號的頻率發(fā)生變化時，Acos (co0t+e)成為Acos (co0t+e+colt) 從而，1/2 AcosG成為1/2 Acos (9+colt)， 1/2 Asin0成為1/2 Asin (e+。lt)。即，從低通濾波器42a、42b得到的輸出是與正弦波信號[Acos (co0t+e)]的頻率的變化量(colt)對應(yīng)的信號，即是復(fù)數(shù)表示以差分 (colt/2兀)的速度旋轉(zhuǎn)的矢量時的實數(shù)部分(I)和虛數(shù)部分(Q)，其 中，該差分(colt/2兀)為由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率和 用于正交檢波的正弦波信號的頻率的差分(colt/2兀)。而且，因為在本 說明書沒有必要分開使用頻率和角速度，所以存在將兩者混在一起使 用的情況。
圖4是表示矢量V的圖，該矢量V的長度為A，旋轉(zhuǎn)速度為colt (=小)(頻率為colt/2兀)。在此例子中，用于正交檢波的頻率為4MHz， 如果由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率為4HMz，則矢量的旋 轉(zhuǎn)速度為零，但是如果從4HMz偏離，則以與該偏離的頻率差對應(yīng)的 頻率(旋轉(zhuǎn)速度)旋轉(zhuǎn)。
在載波除去器4的后段設(shè)置有逆矢量乘法部5。該逆矢量乘法部5在由載波除去器4得到的矢量V上乘上由參數(shù)輸出部6制作的逆矢量 V'。直觀而言，該乘法使矢量V的速度減少逆矢量V'的速度的量，換 言之，得到以矢量V的頻率和逆矢量V'的頻率的差旋轉(zhuǎn)的矢量。
對逆矢量乘法部5中的計算進(jìn)行說明，載波除去器4和逆矢量乘 法部5通過計算機(jī)的計算而被執(zhí)行，在計算的取樣中，當(dāng)令某個時刻 的取樣例如第n次的矢量V的取樣值為I (n) +JQ (n)時，第n次的 逆矢量V'的取樣值為I' (n) +JQ' (n)。將這兩個矢量相乘后得到的矢 量I+jQ為{1 (n) +JQ (n) }x{I' (n) +JQ' (n) }。對該數(shù)學(xué)式進(jìn)行整 理后，成為數(shù)學(xué)式(4)。 I+jQ={I (n) I' (n) -Q (n) Q' (n) } +
j{ I (n) Q' (n) +1' (n) Q (n) } (4)
圖5表示逆矢量乘法部5的結(jié)構(gòu)，進(jìn)行數(shù)學(xué)式(4)的計算。 當(dāng)產(chǎn)生逆矢量V'時，實際上以復(fù)數(shù)平面上的矢量逆旋轉(zhuǎn)的方式令 該矢量的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的值即逆矢量V'的相位為(t)'時，產(chǎn)生 cos(()'和sin小'的值。圖6表示矢量的cos小'和sinf的對沿矢量的旋轉(zhuǎn)方向 被依次排列后的I/Q表60，參數(shù)輸出部6在此例子中設(shè)置有上述I/Q 表60，以按照被指示的電壓控制振蕩器1的設(shè)定頻率決定的增量數(shù)或 減量數(shù)，讀出I/Q表60的地址，輸出到逆矢量乘法部5。例如通過從O 地址到k地址根據(jù)時鐘的讀出的定時每次1個地讀出地址，矢量V以 某個速度旋轉(zhuǎn)，當(dāng)令增量數(shù)為2每隔1個地讀出地址時，矢量的速度 增加一倍。能夠根據(jù)由載波除去器4取出的矢量V的旋轉(zhuǎn)方向決定是 增量地讀出還是減量地讀出。這樣，能夠生成相對矢量V逆旋轉(zhuǎn)的逆 矢量V'。
關(guān)于圖2中的至此為止的框，對具體的一連串的計算進(jìn)行說明。 當(dāng)令電壓控制振蕩器1的輸出頻率為fVco時，被分頻器2分頻后的頻 率為fvco/N。在A/D變換部3中，因為頻率通過fs的時鐘信號被取樣， 所以利用由A/D變換部3得到的數(shù)字信號而特定的頻率信號的頻率成 為fs-(fvco/N)。因為在此例中fs為40MHz，所以成為40MHz-(fVco/N)。 而且因為用于載波除去器4的檢波的正弦波信號的頻率(co0t/2;:)為 4MHz，所以從載波除去器4取出的矢量V的頻率成為40MHz-(fVco/N)-4MHz。
可是，在本發(fā)明中，以下述方式控制，即，當(dāng)電壓控制振蕩器1 的輸出頻率^co成為設(shè)定頻率時矢量V的頻率和上述頻率fr的頻率差 成為0。如果(fVco/N)為36MHz，則因為矢量V停止(因為頻率為 零)，所以在此情況下，將逆矢量V'的頻率設(shè)定為零，PLL被鎖定，電 壓控制振蕩器1的輸出頻率fvco成為設(shè)定頻率。但是因為這種情況只 有l(wèi)處(l點)，所以實際上從載波除去器4取出的矢量V以某個速度 旋轉(zhuǎn)。因此，需要產(chǎn)生用于使矢量V停止的逆矢量V'，因為通過軟件 進(jìn)行一連串的計算，所以在設(shè)計上要求存儲用于產(chǎn)生逆矢量V'的數(shù)據(jù) 的存儲器容量盡可能小。
從該觀點出發(fā)，當(dāng)令電壓控制振蕩器1的設(shè)定頻率為fset時，優(yōu) 選fset/N盡可能接近36MHz，在此例子中，在參數(shù)輸出部6中，相對 由用戶設(shè)定的所希望的設(shè)定頻率fset，計算fset/N最接近36MHz的整 數(shù)，令該整數(shù)為分頻器2的分頻比N。這樣，用于停止從載波除去器4 取出的矢量V的逆矢量V'的頻率成為比4MHz小的值，能夠減少用于 產(chǎn)生逆矢量V'的數(shù)據(jù)量。
此處，列舉頻率的具體例，當(dāng)令電壓控制振蕩器l的設(shè)定頻率fset 例如為520.0001MHz時，分頻比N例如為最接近fset/36MHz的整數(shù)時， N=14。這時，電壓控制振蕩器1的輸出頻率為設(shè)定頻率fset時的分頻 后的頻率為fset/14=37.1428642857143MHz。如上所述，當(dāng)分頻后的頻 率為36MHz時，利用由A/D變換部3得到的數(shù)字值而特定的頻率信號 的頻率為40MHz-36MHz二4MHz，通過以4MHz的正弦波信號進(jìn)行正交 檢波的載波除去器4得到的矢量V的頻率成為4MHz-4MHz=0，即矢 量V停止。因此，fset/14二37.1428642857143MHz的頻率信號在A/D變 換部3被數(shù)字化，該頻率信號被輸入載波除去器4后得到的矢量V的 頻率為37.1428642857143MHz -36MHz=1.1428642857143MHz。
通過將設(shè)定頻率輸入到頻率合成器，在使電壓控制振蕩器1動作 前在參數(shù)輸出部6中進(jìn)行這種計算。并且，參數(shù)輸出部6參照未圖示 的存儲器，選擇能夠得到接近設(shè)定頻率的頻率的電壓值，由此，電壓 輸出部11的輸出電壓朝向該電壓值上升。然后，如果設(shè)定分頻比N為 14，并且設(shè)定逆矢量V'的頻率為1.1428642857143MHz，則電壓控制振蕩器l的輸出頻率fVco上升，直到由A/D變換部3得到的頻率信號的 頻率成為1.1428642857143MHz為止，不久當(dāng)矢量V的頻率和逆矢量 V'的頻率一致時PLL被鎖定，fvco收斂于fset。
圖7是圖像地表示矢量V通過逆矢量V'被進(jìn)行逆轉(zhuǎn)處理后停止的 狀態(tài)的圖。
但是，上述動作是僅依賴逆矢量V'使矢量V停止的方式的情況下 的動作，在此情況下，只需將與由逆矢量乘法部5得到的矢量的頻率 對應(yīng)的信號輸入環(huán)路濾波器8即可。但是，在這種結(jié)構(gòu)中用于產(chǎn)生逆 矢量V'的數(shù)據(jù)量變得相當(dāng)多。因此，在圖2所示的實施方式中，利用 逆矢量V'將矢量V的頻率減速到某個程度，令剩余的減速由后段的相 位的時間差檢測部71、加法部72和相位差的累積加法部73的動作進(jìn) 行。換言之，通過在逆矢量乘法部5中進(jìn)行矢量V的頻率的粗調(diào)整， 在后段部位進(jìn)行矢量V的微調(diào)整，使矢量V停止。
例如能夠以152.587890625Hz刻度設(shè)定進(jìn)行矢量V的頻率的粗調(diào) 整的逆矢量V'的頻率。其理由是，在以40MHz對數(shù)據(jù)進(jìn)行取樣的情況 下，當(dāng)將逆矢量V'的相位的點(point)數(shù)設(shè)定在2的18次方時，40MHz/2 的18次方452.587890625Hz的緣故。即在參數(shù)輸出部6中，最小粗調(diào) 頻率(頻率刻度fa)為152.587890625Hz，計算使頻率刻度fa為多少 倍才最接近上述矢量V的頻率1142864.2857143Hz (1.1428642857143 MHz)。
最接近1142864.2857143Hz/152.587890625Hz的整數(shù)為74卯，參數(shù) 輸出部6通過求取該整數(shù)，求取與電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為 設(shè)定值時的上述矢量V的頻率最接近的頻率n fa (n是整數(shù)) =7490 152.587890625Hz=1142883.30078125Hz。
然后，參數(shù)輸出部6進(jìn)行下一次計算。首先從矢量V的頻率減去 被逆矢量V'調(diào)整的頻率，求得142864.2857143Hz-1142883.30078125Hz =19.0150669664145Hz。
進(jìn)一步，對比粗調(diào)整用的上述頻率刻度fa小的用于微調(diào)整的頻率 刻度fb的整數(shù)倍中的、與電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為設(shè)定值時 的上述矢量V的頻率和上述頻率n fa的差19.0150669664145Hz最接 近的頻率m.fb (m是整數(shù))進(jìn)行計算，其中，在本例中fb為頻率刻度lHz。因為fb為lHz，所以m為19，由逆矢量乘法部5的后段的部 分進(jìn)行19Hz量的調(diào)整。而且，這里所謂的粗調(diào)整和微調(diào)整這種術(shù)語與 作為該新方式的頻率合成器的改良部分的反饋單元中的粗調(diào)整和微調(diào) 整不同。
回到圖2， 7是減法處理部，71是低通濾波器，71是相位的時間 差檢測部，72是第二加法部，73是相位差的累積加法部，8是環(huán)路濾 波器，80是D/A (數(shù)字/模擬)變換部。
因為逆矢量V'使矢量V的旋轉(zhuǎn)減速，所以能夠以簡單的近似數(shù)學(xué) 式求取矢量V的頻率(速度)。如圖8所示，在復(fù)數(shù)平面上，如果矢量 V的頻率與取樣頻率相比足夠小且能夠看作e=sine，則通過第(n-l) 次取樣求得的矢量V (n-l)和通過第n次取樣求得的矢量V (n) =V (n-l) +么丫形成的角度厶())、即兩次取樣時的矢量V的相位差A(yù)())能夠 看作AV的長度。
對求取AV的近似數(shù)學(xué)式進(jìn)行說明，首先以數(shù)學(xué)式(5)表示相位 差A(yù)())。其中，imag是虛數(shù)部分，conj{V (n))是V (n)的共軛矢量， K是常數(shù)。
△<1)=K imag[AV conj( V (n) }] (5)
此處，關(guān)于I值(矢量V的實數(shù)部分)和Q值(矢量V的虛數(shù)部 分)，如果令與第n次取樣對應(yīng)的值分別為I (n)和Q (n)，則AV和 Conj{V (n) }以復(fù)數(shù)表示時，分別由數(shù)學(xué)式(6)和數(shù)學(xué)式(7)表示。
AV=AI+jAQ (6)
conj(V (n) }=1 (n) -jQ (n) (7)
其中，AI為I (n) -I (n-l)， AQ為Q (n) -Q (n-l)。將數(shù)學(xué)式(6) 和數(shù)學(xué)式(7)代入數(shù)學(xué)式(5)中進(jìn)行整理，A(()由數(shù)學(xué)式(8)表示。
A—AQ I (n) -AI Q (n) (8)
上述相位的時間差檢測部71具有如上所述那樣使用近似數(shù)學(xué)式求 取A())的功能。因為該A())是與被逆矢量乘法部5減速后的矢量V的頻 率對應(yīng)的值，所以相位的時間差檢測部71能夠稱為輸出被減速后的矢 量V的頻率的單元(微速矢量檢測單元)。
此外，如果求得矢量V (n-l)和矢量V (n)，則求取它們之間的 角度A())的方法能夠使用種種數(shù)學(xué)方法，只不過作為一個例子列舉了數(shù)學(xué)式(5)的近似數(shù)學(xué)式。作為該數(shù)學(xué)式，也可以使用作為連接中點與
原點的矢量VO的(V (n)和V (n-l) }/2，其中，該中點為連結(jié)V (n) 和V (n-l)的各終點的線的中點，在數(shù)學(xué)式(5)中代替V (n)代入 該矢量V0。這種數(shù)學(xué)式(5)能夠近似的理由是，能夠?qū)O和AV看 作相互正交，因此能夠?qū)V的長度看作相當(dāng)于將V0當(dāng)作實軸時的AV 的虛數(shù)值。
另一方面，因為參數(shù)輸出部6通過計算求得作為矢量V的頻率微 調(diào)整量的19Hz的值，所以在加法部72使由相位的時間差檢測部71檢 測出的矢量V的頻率和微調(diào)整量19Hz相對照，矢量V的頻率和微調(diào) 整量19Hz的差分被取出，并被輸入相位差的累積加法部73。而且， 來自相位差的累積加法部73的輸出值被輸入環(huán)路濾波器8。
本發(fā)明如圖1所示那樣進(jìn)行使矢量V停止的處理，該處理在圖2 的例子中分為譬如進(jìn)行逆轉(zhuǎn)的粗略的停止處理和正確地停止微速的矢 量V的處理，由相位的時間差檢測部71和加法部72負(fù)責(zé)后半部分的 處理。逆矢量乘法部5、相位的時間差檢測部71和第二加法部72相當(dāng) 于頻率差取出單元。而且，在此例子中，當(dāng)電壓控制振蕩器1的輸出 頻率比設(shè)定頻率低時，即當(dāng)旋轉(zhuǎn)矢量的頻率比設(shè)定頻率低時，因為相 位的時間差檢測部71的輸出被以負(fù)值輸出，所以設(shè)置有在該輸出上乘 上-1的乘法部711。
如圖9所示，相位差的累積加法部73構(gòu)成為，在寄存器73a中保 持某個取樣時的輸入值，在下一次取樣時輸出保持至此的值并將該值 送回到加法器73b與輸入值相加，將該加法值輸入寄存器73a。
此外，環(huán)路濾波器8與圖1的積分單元相當(dāng)，如圖10所示那樣構(gòu) 成為，在累積加法部8a對輸入值進(jìn)行累積相加，并在加法部8b將輸 入值加在該累積加法值上。該環(huán)路濾波器8的輸出電壓在D/A變換器 80中被形成為模擬電壓，通過耦合器11與來自后述的頻率引入單元的 D/A變換單元的輸出電壓相加并作為控制電壓輸入到電壓控制振蕩器 1。環(huán)路濾波器還具有抑制信號的變動，實現(xiàn)環(huán)路的穩(wěn)定化的作用。
在此例子中，相位差的累積加法部73、環(huán)路濾波器8和D/A變換 器80相當(dāng)于反饋單元。
從電壓控制振蕩部1經(jīng)頻率差取出單元和環(huán)路濾波器8回到電壓控制振蕩部1的環(huán)路形成PLL。并且，從A/D變換器3到環(huán)路濾波器 8的各部位由FPGA等的數(shù)字處理裝置構(gòu)成。
此處，本發(fā)明者經(jīng)過對相位的時間差檢測部71的檢測值和低通濾 波器21的輸出電平的關(guān)系進(jìn)行調(diào)查，掌握了當(dāng)電壓控制振蕩器1的輸 出頻率從以設(shè)定頻率的點為中心的規(guī)定的頻率區(qū)域偏離時，低通濾波 器21的增益降低的情況。這樣，在電壓控制振蕩器1的頻率因溫度特 性等而在該范圍以上進(jìn)行變化的情況下，因為控制系統(tǒng)不能夠跟上， 所以不能夠?qū)㈩l率引入到設(shè)定頻率。并且，因為在裝置開始運行時控 制電壓沒有被輸入電壓控制振蕩部1中，所以需要提高控制電壓直到 頻率的引入范圍。
作為頻率引入單元100，設(shè)置有切換部101、積分電路部102、加 法部103和D/A變換器104。切換部101被切換到接點a、 b、 c中的任 一個，當(dāng)被切換到a時相位的時間差檢測部71的輸出被導(dǎo)入積分電路 部102，當(dāng)被切換到b時第二常數(shù)被導(dǎo)入積分電路部102，當(dāng)被切換到 c時第一常數(shù)被導(dǎo)入積分電路部102。該第一常數(shù)和第二常數(shù)被從參數(shù) 輸出部6輸出，例如被設(shè)定為第二常數(shù)(接點b的設(shè)定值)比第一常 數(shù)(接點c的設(shè)定值)小。
積分電路部102構(gòu)成為，以鎖存部102a鎖存在前一次取樣中得到 的值，并將該值和在這一次取樣中得到的值依次相加。此外，D/A變 換器104構(gòu)成為，與D/A變換器80相比，數(shù)字側(cè)的位(bit)數(shù)變少， 相對輸入信號以較大的頻率刻度輸出。
通過動作控制部105進(jìn)行切換部101的切換動作和積分電路部102 的積分/停止。動作控制單元105具有以下功能，其決定用于與設(shè)定頻 率相應(yīng)地進(jìn)行動作控制的閾值 的頻率，對電壓控制振蕩器1的輸出頻 率和輸入到相位的時間差檢測部71的載波電平進(jìn)行檢測，按照檢測結(jié) 果和閾值控制切換部101和積分電路部102的動作。
動作控制單元105的動作在后述的作用說明中如圖11、圖12所示 那樣變得很明顯，此處對其功能作如下總結(jié)。 (A)在由于來自電壓控制振蕩器1的輸出頻率過小且設(shè)定頻率和該輸 出頻率的頻率差過大，而不能夠從加法部72得到電壓信號的期間，將 切換部101設(shè)定在c并且導(dǎo)通積分電路部102，由積分電路部102對第一常數(shù)進(jìn)行積分，
(B) 在由積分電路部102對第一常數(shù)進(jìn)行積分，并輸出電壓控制振蕩 器1的控制電壓后，通過使得設(shè)定頻率和來自電壓控制振蕩器1的輸 出頻率的頻率差變小，在從相位的時間差檢測部71輸出電壓信號(該
電壓信號還不是有效)后，將切換部101設(shè)定在a處，并且為了對來 自加法部72的電壓信號進(jìn)行積分而導(dǎo)通上述積分電路部102，
(C) 在設(shè)定頻率和來自電壓控制振蕩器1的輸出頻率的頻率差變得更 小，為能夠從相位的時間差檢測部71得到相對該頻率差有效的電壓信 號的范圍內(nèi)，并且在該頻率差收斂于預(yù)先設(shè)定的范圍內(nèi)后，停止上述 積分電路部102的積分動作，
(D) 在停止上述積分電路部102的積分動作后，在能夠從相位的時間 差檢測部71得到有效的電壓信號的范圍內(nèi)，并且在設(shè)定頻率和來自電 壓控制振蕩器1的輸出頻率的頻率差從預(yù)先設(shè)定的范圍偏離后，由積 分電路部102對第二常數(shù)進(jìn)行積分，在該頻率差收斂到預(yù)先設(shè)定的范 圍內(nèi)后，停止上述積分電路部102的積分動作。
接著，參照圖11和圖12，對圖2所示的實施方式的整體的動作進(jìn) 行說明?，F(xiàn)在，如在上述具體例中所列舉的那樣，令電壓控制振蕩器l 的設(shè)定頻率fset例如為520.0001MHz，并己從未圖示的輸入部將其輸 入(圖11的步驟Sl)。參數(shù)輸出部6設(shè)置有寫入有電壓控制振蕩器1 的設(shè)定頻率和供給電壓的關(guān)系的表，選擇該表中的最接近520.0001 MHz的設(shè)定頻率。
此外，如上所述那樣對作為最接近fset/36MHz的整數(shù)的分頻比 N=14、以及將得到設(shè)定頻率時的矢量V的頻率分為粗調(diào)整量和微調(diào)整 量時的各個量進(jìn)行計算。在此情況下，對頻率的粗調(diào)整量即逆矢量的 頻率1142883.30078125Hz和輸入第二加法器72的作為微調(diào)整量的進(jìn) 行逆轉(zhuǎn)處理后的矢量的頻率19Hz進(jìn)行計算。
然后，作為與設(shè)定頻率相稱的值對在作為頻率引入單元的加法部 103中被進(jìn)行加法運算的初期電壓進(jìn)行計算，進(jìn)一步清除積分電路部 102的積分值(步驟S2， S3)。當(dāng)從輸入部輸入開始的指示時，上述初 期電壓在加法部103中被進(jìn)行加法計算，電壓控制振蕩器1被起動， 但是在此時刻，因為輸出頻率低且與設(shè)定頻率的頻率差大，所以PLL環(huán)路不動作、即從加法部72不輸出電壓信號，過判斷步驟S4移至步
驟S5，切換部101被設(shè)定在接點c，第一常數(shù)在積分電路部102中被
進(jìn)行積分。
此外，關(guān)于從載波除去器4至加法部72的計算，如已詳細(xì)述說的 那樣，在后面進(jìn)行總結(jié)的說明。
上述積分的結(jié)果是，如圖12所示，電壓控制振蕩器1的輸出頻率 上升，在時刻U開始從加法部72輸出電壓信號。因此，經(jīng)判斷步驟 S4移至步驟S6，但是在此階段即使從相位的時間差檢測部71輸出電 壓信號，也不是與輸出頻率對應(yīng)的有效值。當(dāng)能夠檢測出相位的時間 差檢測部71的輸入載波時，在步驟S7將切換部101切換到a。因此， 在該積分電路部102中來自相位的時間差檢測部71的電壓信號被進(jìn)行 積分，該積分值經(jīng)D/A變換器104被供向耦合器11 ，與來自D/A變換 器80的電壓相加后作為控制電壓被供向電壓控制振蕩部1。
這樣，電壓控制振蕩器1的輸出頻率上升，當(dāng)進(jìn)入相位的時間差 檢測部71的輸出值已被設(shè)定的閾值范圍(第一設(shè)定范圍)內(nèi)時(時刻 t2)， PLL基本上被鎖定，移至步驟S8，將切換部101切換到b，停止 積分電路部102的積分動作。所謂第一設(shè)定范圍內(nèi)是指，例如以設(shè)定 頻率為中心將引入頻率區(qū)域分割成幾等份，使分割值相對設(shè)定頻率區(qū) 域為加或減的區(qū)域。
在PLL被鎖定后，因為存在電壓控制振蕩器1的輸出頻率因溫度 特性等而發(fā)生變化的問題，所以動作控制部105在步驟S9中對D/A變 換器80的設(shè)定數(shù)字值是否處于某個閾值范圍(例如作為整個范圍的 1/6 5/6的范圍的第二設(shè)定范圍)內(nèi)進(jìn)行監(jiān)視，如果從該范圍偏離，則 通過步驟S10開始積分電路部102的積分動作。由此，第二常數(shù)被積 分電路部102進(jìn)行積分，第二常數(shù)在輸出頻率比設(shè)定頻率高時作為負(fù) 值被供向積分電路部102，而當(dāng)輸出頻率比設(shè)定頻率低時作為正值被供 向積分電路部102。因此，例如當(dāng)在時刻t3輸出頻率比第二范圍高時， 第二常數(shù)作為負(fù)值被供向積分電路部102，供向電壓控制振蕩器1的控 制電壓降低與第二常數(shù)的積分值相當(dāng)?shù)碾妷?，于是，輸出頻率降低， 在時刻t4位于第一范圍內(nèi)后，積分電路部102停止，以后，來自D/A 變換器80的電壓作為控制電壓被供向電壓控制振蕩器1。接著，對從載波除去器4到加法部72的包括計算的作用進(jìn)行說明。 在裝置起動時如果將電壓供向電壓控制振蕩器1，則輸出頻率信號且其 頻率上升。最初因為電壓控制振蕩器1的輸出頻率較低，所以由A/D
變換器3取出的頻率[40MHz-(輸出頻率/N)]較大，因此由載波除去 器4取出的矢量V的頻率為負(fù)的大值，因為在低通濾波器71中載波衰 減，所以從相位的時間差檢測部71不輸出電壓信號。當(dāng)電壓控制振蕩 器1的輸出頻率上升到某個值時，從載波除去器4取出矢量V的計算 變得有效，矢量V的頻率(速度)開始下降。
在本說明中，如果將40MHz-(輸出頻率/N)的值比4MHz小時、 即輸出頻率/N比36MHz大時的矢量V的旋轉(zhuǎn)方向稱為正方向，則沿 負(fù)方向旋轉(zhuǎn)的矢量V的頻率變低。這時，作為逆矢量乘法部5的輸出 的、乘上逆旋轉(zhuǎn)量的矢量V的頻率也變低。因此，相位的時間差檢測 部71的輸出，在計算變得有效時，因為設(shè)定頻率和輸出頻率的差還很 大，所以成為大的值，但是逐漸變小(負(fù)的速度變小)，將上述輸出(相 位差)和頻率的微調(diào)整量相加后的第二加法部72的相加值也變小。
電壓控制振蕩器1的輸出頻率進(jìn)一步上升，分頻后的頻率變?yōu)?36MHz，成為從載波除去器4取出的矢量V的速度停止的定時。此處， 令粗調(diào)整頻率為AF (n fa)，令微調(diào)整頻率為Af (m fb)，因為從載 波除去器4取出的矢量V的頻率還比頻率的調(diào)整量AF+Af小，且頻率 差(第二加法部72的輸出)為負(fù)值，所以矢量V的頻率上升。不久， 矢量V的頻率變得與上述頻率的調(diào)整量AF+Af相同。這樣，相位的時 間差檢測部71的輸出收斂在Af (在上述的具體例中為19Hz)處，第 二加法部72的輸出、即由頻率差取出單元取出的頻率差變?yōu)榱恪Ｓ纱耍?PLL被鎖定，電壓控制振蕩器1的輸出頻率被鎖定在設(shè)定頻率 520.0001MHz處。而且，因為在本例中環(huán)路濾波器8具有完全積分功 能，所以收斂于正的直流電壓。此外，在模擬計算中，從使電壓控制 振蕩器1的動作開始直到PLL被鎖定為止的時間大約為150msec。
根據(jù)上述實施方式，在來自電壓控制振蕩器1的輸出頻率較小， 且相對設(shè)定頻率存在大的間隔的期間，通過由積分電路部102對第一 常數(shù)進(jìn)行積分并作為電壓控制振蕩器1的控制電壓輸出，能夠提高上 述輸出頻率，在兩者的差幾乎消失后，停止積分，之后在兩者的間隔變大后由積分電路部102對第二常數(shù)進(jìn)行積分，因此頻率的引入范圍 寬，即使在電壓控制振蕩器1的頻率上存在偏差，或由于溫度特性等 而使頻率發(fā)生變化，也能夠進(jìn)行頻率的引入，從而得到穩(wěn)定的動作
此外，本發(fā)明采用的頻率合成器本身的控制方法則具有以下效果。 取出以與電壓控制振蕩器1的輸出頻率對應(yīng)的速度(頻率)旋轉(zhuǎn)的矢 量，然后取出該矢量的頻率和輸出頻率變?yōu)樵O(shè)定頻率時的矢量的頻率 的差分，反饋到電壓控制振蕩器1形成PLL，因此能夠低噪聲地在寬 頻帶中進(jìn)行精細(xì)的頻率設(shè)定。而且，在取出頻率差時，利用以粗的頻 率設(shè)定逆旋轉(zhuǎn)的逆矢量使矢量速度下降，檢測出微速矢量的速度并將 該檢測值與預(yù)先計算的微調(diào)整量對照，取出差分。從而，能夠如上所 述那樣抑制數(shù)據(jù)量并通過簡單的計算檢測出矢量的頻率，從而能夠提 供存儲器的容量較小且計算的負(fù)荷較小的頻率合成器。
此外，作為分頻比N的決定方法，不限定于在以N除電壓控制振 蕩器1的輸出頻率的設(shè)定值時，以成為與在A/D變換器3中使用的基 準(zhǔn)時鐘信號的頻率和在矢量取出單元中使用的co0/2;r之差最接近的頻 率的方式進(jìn)行決定的方法。
此外，在本發(fā)明中，2個D/A換器單元80和104的各輸出相加后 得到的輸出成為電壓控制振蕩器1的控制電壓，但是作為此結(jié)構(gòu)，也 可以代替如上述實施方式那樣設(shè)置耦合器11，而使用圖13所示的2個 端口型的電壓控制振蕩器12，將D/A變換器80的輸出和D/A變換器 104的輸出104分別輸入端口 12a和12b。
對本發(fā)明的其它實施方式進(jìn)行說明。該實施方式在之前的實施方 式中，在將切換部101切換到a后，對PLL鎖定時的頻率引入單元中 的D/A變換器104施加僅幾位的量的偏壓(offset)。針對這一點進(jìn)行 詳細(xì)的說明。
在反饋單元包括的D/A變換器80如圖14所示為梯形電阻形的情 況下，由于內(nèi)部的切換元件的切換而發(fā)生尖峰脈沖噪聲，同時切換的 切換元件數(shù)越多，噪聲量增加越多。因此，在D/A變換器80的輸入值 橫切整個范圍的中心值的情況下，同時切換的切換元件數(shù)變得最大， 噪聲發(fā)生量也變得最大。所謂橫切整個范圍的中心值是指，在圖14所 示的8位用的情況下，例如從"01111111"切換到"10000000"時的情形。特別是如上述的實施方式那樣，在通過頻率引入單元(從切換部
101至D/A變換器104的部分)進(jìn)行粗略的頻率的決定，并將例如PWM 控制編入D/A變換器80內(nèi)進(jìn)行細(xì)微的灰度等級表現(xiàn)的情況下，當(dāng)將頻 率引入單元的D/A變換器104的設(shè)定值設(shè)定在中心附近時，存在D/A 變換器80在整個范圍的中心值附近高速地進(jìn)行切換的概率變高的問 題。其中，所謂編入PWM控制是指，在每個取樣的定時輸出與作為 輸入值的數(shù)字值對應(yīng)的占空比的脈沖串，使其平滑并作為控制電壓將 其輸出。然后，當(dāng)由D/A變換器80進(jìn)行細(xì)微的灰度等級表現(xiàn)時，因為 輸出變化較小，所以導(dǎo)致尖峰脈沖噪聲相對地變得很顯著。
圖15是表示電壓控制振蕩部1的控制電壓和輸出頻率的關(guān)系的特 性圖，黑圓點是以輸出頻率與設(shè)定頻率fs —致的方式鎖定PLL時的 D/A變換器80的輸出電壓。即，在此情況下，D/A變換器80被設(shè)定 為，內(nèi)部的PWM信號的占空比為50%時能夠得到電壓Vs。因此，D/A 變換器80的整個范圍AD1的中心位于黑圓點的位置。
在本實施方式中，關(guān)于鎖定PLL時的頻率引入單元的D/A變換器 104，設(shè)定為在能夠設(shè)定的控制電壓中，相比輸出頻率最接近設(shè)定頻率 的控制電壓，僅偏離與能夠調(diào)整的頻率刻度的整數(shù)倍對應(yīng)的量的值(施 加偏壓)。例如令與D/A變換器80的整個范圍對應(yīng)的頻率可變量例如 為4.5MHz，并且頻率引入單元的D/A變換器104的每一位的頻率變化 量約為750kHz，經(jīng)簡單計算，能夠使D/A變換器104最大偏置士3位 的量。
這樣，如圖15所示的那樣，因為D/A變換器80的整個范圍從AD1 變化到AD2，所以輸出頻率與設(shè)定頻率fs —致時的D/A變換器80的 輸出值從整個范圍的中心移位。結(jié)果，D/A變換器80在整個范圍的中 心值附近高速地進(jìn)行切換的概率變低，能夠減少尖峰脈沖噪聲。
權(quán)利要求
1. 一種頻率合成器，其特征在于，包括振蕩輸出與被供給的電壓對應(yīng)的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩部；按照電壓控制振蕩部的設(shè)定頻率將所述頻率信號分頻為1/N的分頻單元，其中，N為整數(shù)；根據(jù)基準(zhǔn)時鐘信號對與所述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相當(dāng)?shù)念l率的正弦波信號進(jìn)行取樣，將取樣值作為數(shù)字信號輸出的模擬/數(shù)字變換部；矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數(shù)字變換部的輸出信號對應(yīng)的頻率信號，利用頻率為ω0/2π的正弦波信號的數(shù)字信號進(jìn)行正交檢波，并取出對以與該頻率信號的頻率和ω0/2π的頻率差相當(dāng)?shù)念l率旋轉(zhuǎn)的矢量進(jìn)行復(fù)數(shù)表示時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分；對所述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的所述矢量的頻率進(jìn)行計算的參數(shù)輸出部；取出所述矢量的頻率與由所述參數(shù)輸出部計算出的頻率的差分的頻率差取出單元；對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應(yīng)的電壓信號進(jìn)行積分，經(jīng)數(shù)字/模擬變換部作為控制電壓反饋到所述電壓控制振蕩部的單元；和頻率引入單元，其在裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩部的輸出頻率過小而不能夠從頻率差取出單元得到電壓信號的期間，對第一常數(shù)進(jìn)行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓，并且在PLL被鎖定后，當(dāng)設(shè)定頻率和來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差從預(yù)先設(shè)定的第二范圍偏離時，對第二常數(shù)進(jìn)行積分，在該頻率差位于預(yù)先設(shè)定的第一范圍內(nèi)后，停止積分動作，其中，所述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自所述反饋單元的控制電壓、和來自所述頻率引入單元的控制電壓的相加值，通過電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將所述電壓信號反饋到電壓控制振蕩部的反饋單元形成PLL，當(dāng)PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸出頻率被調(diào)整為設(shè)定頻率。
2. 如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其特征在于 所述第一范圍位于所述第二范圍內(nèi)并且比第二范圍窄。
3. 如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其特征在于 所述頻率引入單元在裝置開始運行時，在通過對第一常數(shù)進(jìn)行積分使得來自電壓控制振蕩部的輸出頻率上升，從頻率差取出單元得到 電壓信號后，代替該第一常數(shù)，對由所述頻率差取出單元取出的頻率 差進(jìn)行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓。
4. 如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其特征在于 所述頻率引入單元構(gòu)成為，在利用積分電路部對第一常數(shù)進(jìn)行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓后，在由于設(shè)定頻率與來自電壓 控制振蕩部的輸出頻率的頻率差己變小而從頻率差取出單元輸出電壓 信號后，利用所述積分電路部對該電壓信號進(jìn)行積分，以大于所述反 饋單元的頻率刻度變換為模擬信號，將該模擬信號作為電壓控制振蕩 部的控制電壓輸出。
5. —種頻率合成器，其特征在于，包括振蕩輸出與被供給的電壓對應(yīng)的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩部；按照電壓控制振蕩部的設(shè)定頻率將所述頻率信號分頻為1/N的分 頻單元，其中，N為整數(shù)；根據(jù)基準(zhǔn)時鐘信號對與所述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相 當(dāng)?shù)念l率的正弦波信號進(jìn)行取樣，將取樣值作為數(shù)字信號輸出的模擬/ 數(shù)字變換部；矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數(shù)字變換部的輸出信號對應(yīng)的頻率信號，利用頻率為co0/2兀的正弦波信號的數(shù)字信號進(jìn)行正交檢 波，對表示以與該頻率信號的頻率和co0/2ti的頻率差相當(dāng)?shù)念l率旋轉(zhuǎn) 的矢量進(jìn)行取出復(fù)數(shù)時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分；對所述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的所述矢量的頻 率進(jìn)行計算的參數(shù)輸出部；取出所述矢量的頻率與由所述參數(shù)輸出部計算出的頻率的差分的 頻率差取出單元；對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應(yīng)的電壓信號進(jìn)行積 分，經(jīng)數(shù)字/模擬變換部作為控制電壓反饋到所述電壓控制振蕩部的單元；禾口頻率引入單元，其中， 所述頻率引入單元，(A) 當(dāng)裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩部的輸出頻率過小 而不能夠從頻率差取出單元得到電壓信號的期間，通過積分電路部對 第一常數(shù)進(jìn)行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓，(B) 在從頻率差取出單元輸出電壓信號后，通過所述積分電路部對該 電壓信號進(jìn)行積分，以大于所述反饋單元的頻率刻度變換為模擬信號， 將該模擬信號作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出，(C) 在設(shè)定頻率與來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差位于預(yù)先 設(shè)定的范圍內(nèi)后，停止所述積分電路部的積分動作，令來自所述頻率 引入單元的控制電壓為固定值，(D) 為了減少反饋單元中的數(shù)字/模擬變換部的同時切換，降低尖峰 脈沖噪聲，所述固定值被設(shè)定為，在所述頻率引入單元中的數(shù)字/模擬 變換部能夠設(shè)定的控制電壓中，相對于輸出頻率最接近設(shè)定頻率的控 制電壓，僅偏離與能夠調(diào)整的頻率刻度的整數(shù)倍對應(yīng)的量的值，通過所述電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將所述電壓信號反饋 到電壓控制振蕩部的反饋單元形成PLL，當(dāng)PLL被鎖定時電壓控制振 蕩部的輸出頻率被調(diào)整為設(shè)定頻率，所述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自所述反饋單元的控制電壓 和來自所述頻率引入單元的控制電壓的相加值。
6.如權(quán)利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于，包括 用于將來自所述反饋單元的控制電壓和來自所述頻率引入單元的 控制電壓相加后供向電壓控制振蕩部的耦合器。
7. 如權(quán)利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于 所述電壓控制振蕩部設(shè)置有分別輸入來自所述反饋單元的控制電壓和來自所述頻率引入單元的控制電壓的端口。
8. 如權(quán)利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于 所述參數(shù)輸出部，在用N除電壓控制振蕩部的輸出頻率的設(shè)定值時，對成為與在模擬/數(shù)字變換部中使用的基準(zhǔn)時鐘信號的頻率和在矢量取出單元中使用的co0/2tu之差最接近的頻率的N的值迸行計算，分頻單元利用該值對來自電壓控制振蕩部的頻率信號進(jìn)行分頻。
9. 如權(quán)利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于所述參數(shù)輸出部對用于粗調(diào)整的頻率刻度fa的整數(shù)倍的頻率中 的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的所述矢量的頻率最 接近的頻率n *fa，以及比所述頻率刻度fa更小的用于微調(diào)整的頻率刻 度fb的整數(shù)倍的頻率中的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值 時的所述矢量的頻率和所述頻率n fa之差最接近的頻率m fb進(jìn)行 計算，其中，n為整數(shù)，m為整數(shù)，所述頻率差取出單元包括在通過所述矢量取出單元得到的所述 矢量上乘上以頻率n ，fa逆旋轉(zhuǎn)的逆矢量，取出從所述矢量的頻率減去 逆矢量的頻率后得到的頻率的微速矢量的單元；從該微速矢量的各取 樣時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的值求取所述微速矢量的頻率的微速矢量 的微速檢測單元；和輸出與由該微速檢測單元檢測出的微速矢量的頻 率和頻率m fb之差相當(dāng)?shù)男盘柕膯卧?br> 10. 如權(quán)利要求9所述的頻率合成器，其特征在于微速矢量的頻率低到能夠?qū)⒈硎臼噶康膹?fù)數(shù)平面上的相位e看作sine，通過近似計算能夠求取該頻率的程度。
11. 如權(quán)利要求9所述的頻率合成器，其特征在于 微速矢量的微速檢測單元包括以下單元，該單元計算由某個取樣時的微速矢量的實數(shù)部分和虛數(shù)部分決定的復(fù)數(shù)平面上的位置、與由下一個取樣時的微速矢量的實數(shù)部分和虛數(shù)部分決定的復(fù)數(shù)平面上的 位置的距離，并將計算值看作兩個取樣時的微速矢量的相位差。
12. 如權(quán)利要求9所述的頻率合成器，其特征在于 將相當(dāng)于頻率差的電壓信號反饋到所述電壓控制振蕩部的單元包括將與微速矢量的頻率和頻率m *fb之差相當(dāng)?shù)男盘栠M(jìn)行累積的單元。
13. 如權(quán)利要求9所述的頻率合成器，其特征在于 逆矢量通過沿旋轉(zhuǎn)方向依次排列有規(guī)定復(fù)數(shù)平面上的逆矢量的位置的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的組的數(shù)據(jù)表、以及利用與逆矢量的旋轉(zhuǎn)方 向和頻率對應(yīng)的增量數(shù)或減量數(shù)產(chǎn)生所述數(shù)據(jù)表的地址的單元而生 成。
全文摘要
本發(fā)明提供一種頻率合成器，本發(fā)明的目的是提供根據(jù)新原理能夠在寬頻帶中精細(xì)地設(shè)定頻率，且頻率的引入范圍較寬的頻率合成器。作為具體的解決方法，對電壓控制振蕩部的輸出頻率的正弦波信號進(jìn)行正交檢波，制作以與檢波中使用的頻率信號的頻率的差分的頻率(速度)旋轉(zhuǎn)的矢量，預(yù)先計算電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的矢量的頻率，當(dāng)驅(qū)動電壓控制振蕩部時將與矢量的頻率和上述計算出的頻率的差分相當(dāng)?shù)碾妷盒盘柗答伒诫妷嚎刂普袷幉?，以使該差分成為零的方式形成PLL。從而，當(dāng)PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸出頻率被調(diào)整為設(shè)定頻率。并且，在PLL的鎖定后，在兩者的間隔變大后通過積分電路部對設(shè)定值進(jìn)行積分，并施加給控制電壓。
文檔編號H03L7/16GK101416393SQ20078001187
公開日2009年4月22日 申請日期2007年3月14日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月31日
發(fā)明者古幡司, 塚本信夫, 鹽原毅, 赤池和男 申請人:日本電波工業(yè)株式會社