專利名稱：正交混合電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種在多個頻帶中可用作例如無線電頻帶高頻信號功率分配器、功率組合器、移相器等的正交混合電路。
背景技術(shù)：
在無線電頻帶中，正交混合電路被廣泛地用作為高頻信號的功率分配或功率組合的功率分配器和/或組合器電路。圖23示出了支線型正交混合電路(下文中稱為正交混合電路)的配置。四個傳輸線180至184以環(huán)形互連，并且所述傳輸線的四個接點用作為高頻信號的I/O端子。
傳輸線180在一端上連接到端子1(下文中稱為端口1)，并且在另一端上連接到端子2(下文中稱為端口2)。傳輸線181在一端上連接到端口2，并且在另一端上連接到端子3(下文中稱為端口3)。傳輸線182在一端上連接到端口3，并且在另一端上連接到端子4(下文中稱為端口4)。傳輸線183連接在端口4和端口1之間。
彼此相對的傳輸線180和182以及傳輸線181和183被分別配置成具有相同的特性阻抗。端口1和端口3之間的耦合因子可以根據(jù)傳輸線180和181的特性阻抗的比率而變化。
例如，假定相同的負載(阻抗Z0)連接到每一端口2、3和4，具有阻抗Z0的信號源184連接到端口1，并且向端口1中輸入高頻信號。此時，如果傳輸線181的特性阻抗是Zb，而傳輸線180的特性阻抗是Za＝Zb/，則輸入到端口1中的高頻信號的功率的一半被輸出到端口3。剩余的一半功率被輸出到端口2，并且在端口2和端口3的高頻信號之間的相位差是90度。以分貝表示的、到原始信號功率的一半的衰減是-3dB。因此，這樣的電路被稱為具有3dB的耦合因子的正交混合電路。在Wiley-Interscience，Inc.出版的、Johnwiley和Sons所著的“Microwave Solid State Circuit Design(微波固態(tài)電路設(shè)計)”(下文中稱為非專利文獻1)的185頁中，這樣的正交混合電路被描述為正交混合，其具有如等式(1)和(2)所表示的匹配條件和耦合因子。
匹配條件Y02=Ya2-Yb2---(1)]]>耦合因子C＝20log10Ya/Yb(2)在上述等式中，Y0是Z0的導納表達。同樣，Ya和Yb分別是Za和Zb的導納表達。當傳輸線180的特性阻抗Za是Za＝Zb/，導納Ya＝Yb。因此，耦合因子C是-3dB。
通過以這種方式將如在等式(2)中所示的導納值之比設(shè)置成特定值，該電路可以被用作具有期望功率分配比的功率分配器。而且，該電路也可被用作功率組合器，由此，具有90度相位差的高頻信號被輸入到端口2和3，而從端口1輸出它們的組合信號。其也可被用作移相器。
日本待審專利申請第H07-30598號(下文中稱為專利文獻1)示出了包括正交混合電路和混合器IC的組合的正交調(diào)制器的例子。圖24示出了在專利文獻1中所描述的正交調(diào)制器的方框圖。向90度移相器190的輸入端口IN輸入載頻信號。所述90度移相器190由正交混合電路組成。分別由乘法器191和192將彼此具有90度相位差的90度移相器190的輸出OUT1和OUT2與調(diào)制信號I和Q相乘，以產(chǎn)生具有90度相位差的調(diào)制載波。由加法器193對乘法器191和192的輸出信號進行組合并且所得到的信號被發(fā)送到發(fā)送放大電路(其未被示出在圖中)。以這種方式，例如在正交調(diào)制器等中使用正交混合電路。
而且，日本待審專利申請第H08-43365號(下文中稱為專利文獻2)示出了由多個正交混合電路(每一個用于多個不同的頻帶之一)組成的多個頻帶移相器的例子。
專利文獻1示出了在圖25中的包括等效于傳輸線的集總元件的正交混合電路的例子。圖23中示出的傳輸線180被由電感器194以及電容器198和199組成的π型電路所替代，其中所述電容器198和199連接到所述電感器194的任一端。同樣，傳輸線181被由電感器195以及電容器199和200組成的π型電路所替代。對應(yīng)于傳輸線182和183的部分相同，因此省略對它們的說明。
這里，已以縮寫標注表示了在一端上連接到端口1到4的電容器。簡而言之，兩個電容器的每一個都需要在一端上連接到每一個端口1到4以構(gòu)造π型電路。然而，所述電容器是這樣的電容，它們連接在相應(yīng)的端子和地之間，因此它們被一起標注成單個電路標記。
等效于具有傳輸線的正交混合電路的正交混合電路可以利用其導納值符合等式(1)和(2)的π型電路來構(gòu)造。
如在專利文獻2的段 中所述，正交混合電路具有如下缺陷它們僅僅可被用在有限的頻率范圍，并且不能被用于寬帶。因此，通常，已并排放置多個正交混合電路以支持多個頻帶。具體地說，已使用了被設(shè)計來支持特定頻帶的、具有多個正交混合電路(每一個都具有圖23中所示出的所有四個傳輸線)的配置。另外，在使用集總元件時，已存在對由電感器和電容器組成的、被設(shè)計成具有調(diào)節(jié)至每一頻率的常數(shù)的多個正交混合電路的需求。因此，所得到的電路的大尺寸仍然是一個挑戰(zhàn)。
特別地，由于其矩形形狀，正交混合電路需要大的表面面積，如圖23所示。這是因為在矩形的中央，需要相同長度和空間的、來自每一端口的傳輸線是不可避免的浪費。因此，使用多個這樣的電路需要非常大的電路表面面積。

發(fā)明內(nèi)容
已考慮到上述問題而做出了本發(fā)明，并且本發(fā)明旨在提供一種正交混合電路，其具有四個雙端口電路，所述四個雙端口電路和在現(xiàn)有技術(shù)中一樣以環(huán)形配置互連，但是其可用在多個頻帶中。
本發(fā)明的正交混合電路這樣組成四個雙端口電路以環(huán)形互連，所述四個雙端口電路的四個接點限定了所述正交混合電路的四個端口，并且所述四個雙端口電路被配置以便從所述四個端口之一輸入的高頻信號被從其他端口中的兩個端口、以相等的電平并且彼此具有90度的相位差而輸出；以及四個可變電抗部件的每一個都連接到所述四個端口中的相應(yīng)的一個。
通過改變可變電抗部件的電抗值而可以在多個頻帶中使用的正交混合電路通過這樣的配置來實現(xiàn)。具體地說，因為以環(huán)形連接并且因而要求大的電路表面面積的電路的部件可以共同用于多個頻帶，所以可以減小電路表面面積。


圖1是示出根據(jù)本發(fā)明的正交混合電路的基本配置的圖；
圖2是本發(fā)明的第一實施例的圖；圖3A是對應(yīng)于圖2的幅度的頻率特性的圖；圖3B是對應(yīng)于圖2的相位的頻率特性的圖；圖4A是對應(yīng)于圖2的幅度的頻率特性的圖；圖4B是對應(yīng)于圖2的相位的頻率特性的圖；圖5是本發(fā)明的第二實施例的圖；圖6是在基底上配置的正交混合電路圖案以及在其上設(shè)置的開關(guān)元件的圖；圖7是示出開關(guān)元件的配置和連接的圖；圖8是本發(fā)明的第三實施例的圖；圖9是示出對應(yīng)于圖8的頻率-幅度特性的圖；圖10是本發(fā)明的第四實施例的圖；圖11是示出對應(yīng)于圖10的頻率-幅度特性的圖；圖12是本發(fā)明的第五實施例的圖；圖13A是對應(yīng)于圖12的幅度的頻率特性的圖；圖13B是對應(yīng)于圖12的相位的頻率特性的圖；圖14是本發(fā)明的第六實施例的圖；圖15是本發(fā)明的第七實施例的圖；圖16是本發(fā)明的第八實施例的圖；圖17是本發(fā)明的第九實施例的圖；圖18A是示出在沒有連接用于阻抗匹配的可變電抗部件81到84的情形中的、對應(yīng)于圖17的幅度的頻率特性的圖；圖18B是示出在上述情形中的阻抗的頻率特性的史密斯表；圖19A是示出在連接用于阻抗匹配的可變電抗部件81到84的情形中的、對應(yīng)于圖17的幅度的頻率特性的圖；圖19B是示出在上述情形中的阻抗的頻率特性的史密斯表；圖20是本發(fā)明的第十實施例的圖，其中利用集總元件替代傳輸線；圖21是本發(fā)明的第十一實施例的圖，其中利用集總元件替代傳輸線；圖22是本發(fā)明的第十二實施例的圖；圖23是傳統(tǒng)支線型正交混合電路的圖；圖24是在專利文獻1中描述的正交調(diào)制器的圖；以及圖25是由在圖24中使用的集總元件組成的正交混合電路的圖。
具體實施例方式
下面利用附圖來說明本發(fā)明的實施例。對附圖的對應(yīng)部分給予相同的附圖標記以便省略重復(fù)的說明。
圖1是示出根據(jù)本發(fā)明的正交混合電路的基本配置。可變電抗部件10到13連接到端口1到4，所述端口是在四個傳輸線180、181、182和183之間的接點，這些傳輸線以環(huán)形接合在一起，如傳統(tǒng)正交混合電路的示例所示出的那樣。傳輸線180到183的互連和尺寸關(guān)系也與現(xiàn)有技術(shù)中描述的那些相同。同樣在下面的描述中，傳輸線180到183的環(huán)形互連和尺寸關(guān)系也是相同的，因此，將省略對傳輸線180到183的說明。
可變電抗部件10的一端連接到端口1，其中傳輸線180和183的一端連接到所述端口1。可變電抗部件11的一端連接到端口2，其中所述傳輸線180的另一端和傳輸線181的一端連接到所述端口2?？勺冸娍共考?2的一端連接到端口3，其中所述傳輸線181的另一端和傳輸線182的一端連接到所述端口3?？勺冸娍共考?3的一端連接到端口4，其中所述傳輸線182和183的另一端連接到所述端口4。
通過將可變電抗部件10到13的每一個的電抗值設(shè)置為特定的相等值，可以改變在端口1到4之間的正交混合電路的工作頻率。
下面參照

可變電抗部件10到13的實施例。
圖2示出由可變電容元件組成的可變電抗部件10到13的示例?？勺冸娙菰?0到23的每個的一端連接到端口1到4中的相應(yīng)的一個，并且每一可變電容元件的另一端接地。
由電抗控制器40控制可變電抗部件10到13的電抗。在這個實施例中，電抗控制器40控制可變電容元件20到22的電容?？刂瓶勺冸娍共考碾娍箍刂破饕脖挥迷谌缦滤龅谋景l(fā)明的所有其它實施例中，但是為了簡潔，從附圖中將其省略。
所述可變電容元件20到23可以是例如利用在半導體的耗盡層中的變化的變?nèi)荻O管元件等。通過控制所施加的電壓，可以將它們設(shè)置到期望的電容值。在本實例中，例如，根據(jù)等式(1)和(2)設(shè)計傳輸線180到183以便在可變電容元件20到23處于最小電容狀態(tài)時(即在可變電容元件20到23的電容可忽略不計時)、在2GHz的頻率上作為正交混合電路而工作。
在圖3A和3B中示出了當可變電容元件20到23的電容可忽略不計時的傳遞參數(shù)的頻率特性。圖3A示出幅度特性。橫坐標表示以GHz為單位的頻率，而縱坐標表示作為散射參數(shù)的傳遞特性Si1(dB)，它在圖3A中是在向端口1輸入高頻信號的情形中的、到端口i(i＝1，2，3，4)的反射系數(shù)或傳輸系數(shù)。S11表示在輸入端是端口1時的返回信號與輸入信號之比，即反射率。在2GHz的頻率時，S11小于-30dB，因此，反射率非常小。S21和S31都為-3dB(0.5)，表示傳遞了具有輸入到端口1的信號的一半功率的高頻信號。S41和S11一樣，表現(xiàn)出在2GHz小于-30dB的值，這表示從端口1輸入的信號幾乎沒有傳遞到端口4。
圖3B示出在與圖3A相同的條件下的相位特性。這里，傳遞特性Si1表示在從端口i輸出的高頻信號和輸入到端口1的高頻信號之間的相位差。在圖3B中，橫坐標表示以GHz為單位的頻率，而縱坐標表示以度為單位的相位。該圖示出傳遞特性S21在2GHz的頻率時為-90度，同樣，傳遞特性S31在2GHz的頻率時為-180度。因而，在端口2和端口3之間的相位差是90度。
接著，圖4A和4B示出了在由于電抗控制器40的控制而使可變電容元件20到23的電容值從0增加到2pF時的頻率特性。圖4A示出幅度特性，具有與圖3A相同的橫坐標和縱坐標。由于在可變電容元件20到23的電容值中的2pF的增加，所以在1.5GHz的頻率時，S21和S31都變成-3dB，而S11和S41都變成大約-28dB。另一方面，在2GHz的頻率時，S21和S31分別為大約-6dB和-5dB，而S11和S41分別為大約-6dB和-7.2dB。因而，正交混合電路的工作頻率已變化到1.5GHz。
圖4B示出在相同條件下的相位特性。橫坐標和縱坐標和圖3B中相同。圖4B示出，在1.5GHz的頻率時的傳遞特性S21為-90度，而在1.5GHz的頻率時的傳遞特性S31為-180度。另一方面，在2GHz的頻率時，S21大約為-144度，而在S31大約為90度，這示出和幅度特性一樣，在其上獲得90度的相位差的頻率已變化至1.5GHz。
如上所述，可以通過下述方式改變正交混合電路的工作頻率通過將由可變電容元件20到23組成的可變電抗部件10到13連接到作為以環(huán)形互連的傳輸線180、181、182和183的相應(yīng)接點的端口1到4，以及通過改變所述可變電容元件20到23的電容值。
圖5示出本發(fā)明的第二實施例，其中將傳輸線用作可變電抗部件10到13。連接到端口1的可變電抗部件10由開關(guān)元件50和傳輸線51組成。連接到端口2的可變電抗部件11由開關(guān)元件52和傳輸線53組成。連接到端口3的可變電抗部件12由開關(guān)元件54和傳輸線55組成。連接到端口4的可變電抗部件13由開關(guān)元件56和傳輸線57組成。開關(guān)元件50、52、54和56被分別置于傳輸線51、53、55和57和端口1到4之間。圖5中示出的正交混合電路被設(shè)計成當開關(guān)元件50、52、54和56都處于非導電狀態(tài)時具有2GHz的工作頻率，如上所述。在這個狀態(tài)中，幅度和相位的頻率特性與圖3A和3B中所示出的那些相同。當所有的作為開路線(open end line)工作的傳輸線51、53、55和57被配置成在2GHz的頻率具有大約60度的電長度，并且所有的開關(guān)元件50、52、54和56被切換至導電狀態(tài)時，正交混合電路的工作頻率變化到1.5GHz。在這種情況下的幅度和相位的頻率特性與圖4A和4B中的相同。
以這種方式，也可以通過連接作為集總元件的、由替代可變電容元件的傳輸線組成的電抗元件來改變正交混合電路的工作頻率。
例如將傳輸線51、53、55和57連接到端口1到4的開關(guān)元件可以由諸如場效應(yīng)晶體管(FET)、PIN二極管等的半導體元件以及使用微電子機械系統(tǒng)(MEMS)技術(shù)的機械開關(guān)來實現(xiàn)。下面說明使用由單片微波集成電路(下文中縮寫成MMIC)組成的開關(guān)元件的例子。
圖5中示出的每一開關(guān)元件50、52、54和56都是單刀單擲開關(guān)(下文中縮寫成“SPST開關(guān)”)。但是，這里說明使用單刀雙擲開關(guān)(下文中縮寫成“SPDT開關(guān)”)的例子，由于正交混合電路圖、連接到所述電路圖的所述開關(guān)元件50、52、54和56以及傳輸線51、53、53和57的布局，所述單刀雙擲開關(guān)是合適的，其中所有的正交混合電路圖、連接到所述電路圖的所述開關(guān)元件50、52、54和56以及傳輸線51、53、53和57都形成在圖6中所示的基底70上。
如圖6中所示，MMIC開關(guān)單元50、52、54和56的每一個分別都靠近端口1到4排列，因此，便于形成由例如傳輸線51和53以這樣的方式組成的可變電抗部件它們在從MMIC開關(guān)單元50和52的相對側(cè)開始的相對方向上伸出。相同的是關(guān)于MMIC開關(guān)54和56到傳輸線55和57的關(guān)系。SPDT開關(guān)在此被用作MMIC開關(guān)單元50、52、54和56以使得這樣的布局成為可能。
圖7是示出8管腳塑料封裝的管腳編號的圖，所述8管腳塑料封裝實現(xiàn)形成為SPDT開關(guān)的MMIC，并且電路連接到每一管腳。這個例子示出開關(guān)元件50由SPDT開關(guān)組成的情形。MMIC開關(guān)50的長方體塑料封裝具有從該長方體的兩個長側(cè)的每一個伸出的四個管腳，用于將電路連接到基底上。在具有伸出管腳的一側(cè)的一端處的一個管腳被編號為1(由靠近該管腳的標記○表示)，并且管腳編號以逆時針方向順序遞增以便在該塑料封裝的另一側(cè)上的、對著管腳編號1的管腳被編號為8。
在圖7中，管腳5是SPDT開關(guān)的所述單刀，而管腳2和7是所述雙擲端子。具有50Ω的特性阻抗的傳輸線61在一端上連接到管腳5，并且在另一端上經(jīng)由芯片電容器75連接到端口1。傳輸線51連接到管腳2。在圖5中示出的可變電抗部件10由所述傳輸線51和MMIC開關(guān)元件50組成。管腳1和8連接到控制端子66和67，其控制單刀接點連接到雙擲元件的哪一個。耦合電容器68和69被置于所述控制端子66和67以及地電極77之間以防止高頻信號或切換受到從外部進入布線圖的電磁噪聲的影響。沒有電路連接到管腳7。
通過使用從圖中未示出的電抗控制器施加至控制端子66和67的控制信號，有可能控制將單刀管腳5連接到雙擲端子管腳2和管腳7中的哪一個。例如，當將高電平的控制信號施加至控制端子66并且將低電平的控制信號施加至控制端子67時，管腳5進入與管腳2的導電狀態(tài)。另一方面，當將低電平的控制信號施加至控制端子66并且將高電平的控制信號施加至控制端子67時，管腳5進入與管腳7的導電狀態(tài)。
回到圖6，可以看到，類似于圖5中的正交混合電路的、由具有特性阻抗Za的傳輸線180和182以及具有特性阻抗Zb的傳輸線181和183(所有四個傳輸線以矩形互連)組成的正交混合電路被置于基底70(其形狀大略為方形)的中心。所述設(shè)計是這樣的傳輸線180和182的特性阻抗Za等于Zb的1/，Zb是傳輸線181和183的特性阻抗，而耦合因子C是3dB。具有特性阻抗Z0的輸入/輸出傳輸線(下文中稱為I/O傳輸線)71到74在平行于傳輸線180和182的方向上從端口1到4向基底70的邊緣延伸。它們被用作端口1到4的高頻信號I/O線。
雖然在圖中未示出，基底70的整個背表面由接地層(ground pattern)組成，所述接地層連接到地電極70，并且在地電極77上的小白圓圈是用于連接接地層的通孔。而且，在基底77的四個角上的、地電極77上的相對大的白圓圈是用于插入螺絲以將基底70固定到另一基底等上的螺絲孔。
同樣，正交混合電路的端口2經(jīng)由用于阻斷直流的芯片電容而連接到管腳5，其中所述管腳5是包括MMIC開關(guān)元件52的SPDT開關(guān)的單刀端子。由于基底布線布局，基本連接和在上述開關(guān)元件50的情形相同，除了傳輸線53連接到MMIC的管腳7之外。因此，在傳輸線53連接到端口2的情況中，施加到MMIC的管腳1和管腳8的控制信號的邏輯電平的關(guān)系是與開關(guān)元件50的控制信號相反。
如上所述，SPDT開關(guān)的雙擲端子管腳2和7在封裝的相對側(cè)上彼此相對。因此，傳輸線51連接到包括MMIC開關(guān)元件50的SPDT開關(guān)的管腳2，但是在MMIC開關(guān)元件52的情形中，傳輸線53連接到管腳7，而不是管腳2，如由圖7中的虛線所表示的那樣。因此，具有如圖6中所示的那樣的布局的布線圖成為可能。MMIC開關(guān)元件54和56的關(guān)系類似于MMIC開關(guān)元件50和52的關(guān)系，因此省略對它們的說明。
在圖8中所示的第三實施例中，可變電抗部件10由串聯(lián)連接的開關(guān)元件50、傳輸線51和電容器元件58組成。在包括可變電抗部件10的串聯(lián)連接的一端處的開關(guān)元件50的一端連接到端口1，而在所述串聯(lián)連接的另一端處的電容器元件58的一端接地。
連接到端口2到4的可變電抗部件11、12和13具有和上述的可變電抗部件10相同的配置?？刂瓶勺冸娍共考?0、11、12和13的開關(guān)單元以便它們都同時處于導電狀態(tài)或處于非導電狀態(tài)。在下面說明中，說明連接到端口1的可變電抗部件10的配置和操作，但是省略對可變電抗部件11到13的說明。在圖解本發(fā)明的后續(xù)實施例的圖中，將以作為虛線框的縮略形式表示可變電抗部件11到13。
在當前情形中，傳輸線51是具有大約為60度的電長度的線，如在第二實施例的情形中所說明的那樣。在第二實施例的情形中，說明了傳輸線51作為開路線工作，以及在這樣的開路線連接到每一端口時工作頻率由2.0GHz變化到1.5GHz。然而，在圖8中，由于該相同的傳輸線51的所述端通過電容器元件58接地，所以傳輸線51作為短路線工作，所述電容器元件58具有相對足夠大的電容值以致于在工作頻帶中阻抗足夠低。
當通過使開關(guān)元件50進入導電狀態(tài)，這樣的作為短路線工作的傳輸線51連接到每一端口1到4時，工作頻率變化至2.2GHz。以這種方式，甚至在使用相同電長度的傳輸線51時，在工作頻率中的變化量和變化方向依賴于其是被用作開路線還是短路線而變化得非常大。在圖9中示出了在這種情況下的幅度特性。在圖9中，橫坐標表示頻率，而縱坐標表示在將高頻信號輸入到端口1中時的、以dB為單位、作為S參數(shù)的傳遞特性。S21和S31在2.2GHz的頻率時都大約為-3.0dB，這表示工作頻率已經(jīng)變化至2.2GHz。
在圖10中示出的第四實施例中，可變電抗部件10由開關(guān)元件501到50N以及電抗元件51x到51N組成，它們在串聯(lián)連接中彼此交替。N是等于或大于2的整數(shù)。對于可變電抗部件11、12和13也是如此。
下面說明N＝2的情形。這里假定可變電抗部件10到13的每一個都由兩個傳輸線組成，以便例如，作為連接到每一端口1到4的電抗元件的系列中的第一個的電抗元件511是在頻率2GHz處具有大約24度的電長度的傳輸線，而作為連接到每一端口1到4的電抗元件的系列中的第二個的電抗元件512是在頻率2GHz處具有大約36度的電長度的傳輸線。
如上所述，設(shè)計由傳輸線180到183組成的正交混合電路以便在作為連接到端口1到4的開關(guān)元件中的第一個的開關(guān)元件501處于非導電狀態(tài)時其工作頻率為2GHz。在這種狀態(tài)下，當使最接近每一個端口1到4的開關(guān)元件501進入導電狀態(tài)以將傳輸線511(其在頻率2GHz處具有大約24度的電長度)連接到每一端口1到4時，傳輸線511作為開路線工作，以便正交混合電路的工作頻率變化至1.8GHz。
在具有24度的電長度的傳輸線連接到每一端口1到4時的不同頻率的幅度特性被示出在圖11中。和在圖3A的情形中的一樣，橫坐標表示以GHz為單位的頻率，而縱坐標表示以dB為單位的、作為S參數(shù)的、與輸入到端口1中的高頻信號有關(guān)的傳遞特性。
圖11示出在頻率1.8GHz處，S21和S31都大約為-3.0dB。S11和S41在頻率1.8GHz處都低于-30dB，其示出信號被輸入到端口1而幾乎沒有反射，并且?guī)缀鯖]有信號被傳輸?shù)蕉丝?。很明顯，以這種方式，在具有24度的電長度的開路線連接到每一端口1到4時，為2GHz的正交混合電路的工作頻率變化到1.8GHz。
接著，利用在每一可變電抗部件10到13中的、仍然處于導電狀態(tài)的開關(guān)元件501，如果使作為第二接近端口1到4的每一開關(guān)元件502進入導電狀態(tài)中以便具有大約36度的電長度的傳輸線512連接到具有大約24度的電長度的傳輸線511，則連接到每一端口1到4的傳輸線的總的電長度變成60度。在這種狀態(tài)中，正交混合電路的工作頻率變成1.5GHz。這與第二實施例的相同，其中傳輸線51、53、55和57(每一個通過它們自身而都具有大約60度的電長度)連接到每一端口1到4。在這種情況中的幅度和相位的頻率特性也與圖4A和4B中的相同。
以這種方式，有可能通過經(jīng)由開關(guān)元件將多個傳輸線串聯(lián)連接以便延長它們的整個電長度，來順序減小工作頻率。
在圖12中示出的第五實施例中，可變電抗部件10被配置有傳輸線51，其由多個串聯(lián)連接的電抗元件511到51N組成，對于每一電抗元件，添加接地開關(guān)部件60n(n＝1，2，...，N)，所述接地開關(guān)部件60n是包括開關(guān)元件59n和電容器元件58n的串聯(lián)連接電路，并且連接在地和與開關(guān)元件50相對的側(cè)上的電抗元件51n的一端之間。其它可變電抗部件11、12和13也具有相同的配置。每一接地開關(guān)部件60n的開關(guān)元件59n和電容器元件58Nn也可以以相反的順序連接。
下面說明N＝2的情形。具體地，連接到端口1的可變電抗部件10的串聯(lián)連接部分51由在頻率2GHz具有大約24度的電長度的傳輸線511和具有大約36度的電長度的傳輸線512的串聯(lián)連接組成。
當開關(guān)元件50處于導電狀態(tài)時，在2GHz的串聯(lián)連接部分51的電長度為大約60度，以便操作與在第二實施例(圖5)中相同。因此，正交混合電路的工作頻率是1.5GHz。
在這種狀態(tài)中，如果使在每一可變電抗部件10到13中的連接到傳輸線511的接地開關(guān)部件601的開關(guān)元件591進入導電狀態(tài)中，則由于電容器元件581的電容是這樣的相對大的值以致于在這個頻帶中該電抗可忽略不計，所以傳輸線511的末端經(jīng)由電容器581接地以便其作為短路線操作。
圖13A和13B中示出在這種情形下的幅度和相位的頻率特性。先前為1.5GHz的工作頻率現(xiàn)在已變至2.5GHz。如在圖13A中所示，在頻率2.5GHz，S21和S31都大約為-3.0dB。S11和S41在頻率2.5GHz都大約為-28dB，這示出信號被輸入到端口1而幾乎沒有反射，并且?guī)缀鯖]有信號傳輸?shù)蕉丝?。對于在圖13B中所示的相位的頻率特性，表示從端口2輸出的、與輸入到端口1中的高頻信號有關(guān)的信號的相位的S21，在頻率2.5GHz為-90度，而作為從端口3輸出的信號的相位的S31在相同頻率2.5GHz為-180度。
如上所述，通過借助最接近每一端口的接地開關(guān)部件601而使每一傳輸線511作為短路線操作，正交混合電路的工作頻率可以被極大地改變，例如，從1.5GHz變化到2.5GHz。
接著，使在每一可變電抗部件10到13中的、處于導電狀態(tài)的接地開關(guān)部件601的開關(guān)元件591進入非導電狀態(tài)，并且使連接到作為在從每一端口1到4開始的線中的第二個的傳輸線512的接地開關(guān)部件602的開關(guān)元件592進入導電狀態(tài)。具有大約60度的電長度的、由串聯(lián)連接的傳輸線511和512組成的線現(xiàn)在作為短路線工作。在這種情況下的工作頻率變成2.2GHz，并且特性和如上所述的圖9中的相同。以這種方式，通過串聯(lián)連接多個電抗元件以及通過使連接到在與端口1到4相對的端上的電抗元件的接地開關(guān)部件的開關(guān)元件中的僅僅一個進入導電狀態(tài)，有可能將通過串聯(lián)連接多個電抗元件所確定的頻率設(shè)置為最低頻率，并且獲得多個其它的更高的工作頻率。
在圖14中示出的第六實施例中，連接到端口1到4的可變電抗部件10到13的每一個都由下列元件組成多個開關(guān)元件501到50N，所述多個開關(guān)元件都在一端上連接到相應(yīng)端口；和不同電長度的多個電抗元件511到51N，其連接到相應(yīng)開關(guān)元件501到50N的另一端。N是等于或大于2的整數(shù)。
通過選擇性地使開關(guān)元件501到50N進入導電狀態(tài)以改變到端口的連接的電抗值，有可能使正交混合電路的工作頻率可變。所述操作據(jù)上述是很顯然的，因此省略對其的說明。
在圖15中所示的第七實施例被配置成在圖14的每一可變電抗部件10到13中的電抗元件511到51N的末端經(jīng)由電容器元件581到58N接地，所述電容器元件的每一個都具有這樣的電容值，使得阻抗在所使用的頻帶中充分小。
在這樣的配置中，當電抗元件511到51N是例如由傳輸線組成時，在圖14的第六實施例中作為開路線工作的電抗元件現(xiàn)在在圖15的第七實施例中作為短路線工作。
通過選擇性地使開關(guān)元件501到50N之一進入導電狀態(tài)以改變到每一端口的連接的電抗值，有可能使得正交混合電路的工作頻率可變。該操作據(jù)上述是很顯然的，因此省略對其的說明。
在圖16中所示的第八實施例中，在圖12的實施例中所表示的接地開關(guān)部件601到60N分別連接到在相應(yīng)端口的相對側(cè)上的圖10的電抗元件511到51N。
這樣的配置使得有可能增加可以選擇的工作頻率的數(shù)目。例如，在圖12的實施例中，電抗元件511不能被開路，但是在圖16的實施例中，通過使用開關(guān)元件502和591，既可以使得電抗元件511開路，也可以短路。該操作據(jù)上述是很顯然的，因此省略對其的說明。
根據(jù)分別連接到端口1到4的可變電抗部件10到13的電抗值，存在其中因為在從正交混合電路的輸入和輸出端看的阻抗的大變化而導致丟失匹配狀態(tài)，從而不能獲得期望頻率特性的情形。因此，需要匹配電路來有效地發(fā)送該信號。因為所述阻抗隨頻率變化，所以需要可以在多個頻率上獲得匹配狀態(tài)的匹配電路。
因此，在圖17中所示的第九實施例中，為了甚至在通過改變可變電抗部件10到13的電抗值而改變正交混合電路的工作頻率時也維持匹配狀態(tài)，建立其一端連接到環(huán)形連接的四個傳輸線180到183的相應(yīng)接點并且其另一端作為正交混合電路的四個端口的阻抗匹配傳輸線，以便所述阻抗匹配傳輸線的阻抗等于Z0，并且另外，阻抗匹配可變電抗部件連接到所述端口以便甚至在改變工作頻率時也能維持匹配狀態(tài)。
在圖17中所示的實施例的正交混合電路具有在一端分別連接到在圖5的實施例中的環(huán)形連接的四個傳輸線180到183的接點的阻抗匹配傳輸線91到94，所述阻抗匹配傳輸線的另一端作為四個端口1到4。正交混合電路還具有連接到四個端口1到4的阻抗匹配可變電抗部件81到84。每一阻抗匹配傳輸線91到94具有等于從每一端口1到4向正交混合電路內(nèi)部看的阻抗(下文稱為端口阻抗)的特性阻抗Z0。阻抗匹配可變電抗部件81到84的每一個都由其一端連接到端口1到4之一的開關(guān)元件62和連接到所述開關(guān)元件62的另一端的電抗元件63組成。
由開關(guān)元件50、52、54和56以及傳輸線51、53、55和57(每一個在頻率2GHz具有大約135度的電長度)組成的可變電抗部件10到13連接到傳輸線180到183的接點。
當可變電抗部件10到13的所有開關(guān)元件50、52、54和56都處于非導電狀態(tài)，工作頻率是2GHz。在這種情況下，每一阻抗匹配可變電抗部件81到84的開關(guān)元件62也處于非導電狀態(tài)，并且連接到端口1到4的阻抗匹配傳輸線91到94的特性阻抗等于端口阻抗，以便獲得匹配狀態(tài)。
接著，為了將工作頻率改變到1.0GHz，使得可變電抗部件10到13的開關(guān)元件50、52、54和56進入導電狀態(tài)以便每一個都具有大約135度的電長度的傳輸線51、53、55和57分別連接到傳輸線180到183的接點。在這種情況下，如果使得所有阻抗匹配可變電抗部件81到84的開關(guān)元件62留在非導電狀態(tài)，則在各個端口1到4的幅度的頻率特性如圖18A所示。
如圖18A中所示，其表示傳送到端口2的信號和輸入到端口1的信號之比的S21在1.0GHz表現(xiàn)出大約-3.5dB的值，這與期望的-3.0dB不同。而且，表示反射的S11以及表示傳送到端口4的信號與輸入到端口1的信號之比的S41都表現(xiàn)出大約-15dB(大約3％)的值，這比迄今所說明的例子中大約糟糕30倍，以致于不可能用作正交混合電路。原因是通過使得開關(guān)元件50、52、54和56處于導電狀態(tài)，具有大約135度的電長度的傳輸線51、53、55和57連接到相應(yīng)端口1到4，造成在可變電抗部件10到13的電抗的大的變化，從而發(fā)生阻抗失配。
順便提及，在圖18A中，S21和S31大約是-3dB，而表示反射的S11以及S41在大約2.3GH的頻率時表現(xiàn)出小于-30dB的低值。這些值僅僅是由于包括可變電抗部件10到13的傳輸線的周期性而表現(xiàn)出來，并且不是錯誤設(shè)計的結(jié)果，因此，它們將被認作為無關(guān)而被忽視。
以這種方式，當希望獲得例如1.0GHZ的工作頻率而由可變電抗部件10到13導致在電抗中的相對大的變化時，可能會丟失匹配狀態(tài)，從而不能得到令人滿意的特性。在圖18B的史密斯表中表示了這種失配狀態(tài)。眾所周知，史密斯表繪制出在阻抗和反射系數(shù)之間的關(guān)系，并且可被用于容易地識別電路的阻抗匹配狀態(tài)。通過史密斯表的中心的橫坐標軸示出阻抗值的實部。當存在匹配狀態(tài)時，由電路使用的頻率的阻抗值在橫坐標上覆蓋由1.0標記的點。由1.0標記的點表示歸一化阻抗，以便如果端口阻抗是50Ω，則在由1.0標記的點處的特性阻抗將是50Ω。
圖18B繪制出了當僅僅上述可變電抗部件10到13的開關(guān)元件50、52、54和56處于導電狀態(tài)時的、在頻率0.5GHz到3.0GHz上、從端口1向正交混合電路內(nèi)部看的阻抗。在頻率0.5GHz，阻抗接近實部0.15，在此之后，曲線隨著頻率增加而順時針旋轉(zhuǎn)直到在頻率1.0GHz的阻抗在實部與點0.7重疊，這遠離期望值。明顯地，當曲線是遠離對應(yīng)于匹配狀態(tài)的點1.0的0.3時，存在阻抗失配。
接著，使得連接到端口1到4的開關(guān)62進入導電狀態(tài)，以便連接具有39度的電長度的傳輸線63。在這種狀態(tài)中的對應(yīng)于圖18B的史密斯表示出在圖19B中。在頻率0.5GHz，阻抗表現(xiàn)出大約0.18+j0.35的值，在此之后，該曲線隨頻率增加而順時針旋轉(zhuǎn)直到其在1.0GHz與點1.0重疊。這意味著在頻率1.0GHz，從每一端口1到4向正交混合電路內(nèi)部看的阻抗匹配50Ω的端口阻抗。以這種方式，有可能通過將電抗元件連接到端口1到4的每一個來獲得匹配狀態(tài)。也就是說，連接到每一端口的一組阻抗匹配傳輸線和阻抗匹配可變電抗部件構(gòu)成可變頻率匹配電路。
在這種情況中的各個端口1到4的幅度的頻率特性示出在圖19A中。表示傳送到端口2的信號與輸入到端口1的信號之比的S21以及表示傳送到端口3的信號與輸入到端口1的信號之比的S31在頻率1.0GHz都示出大約-3.0dB的值，而表示反射的S11以及表示傳送到端口4的信號與輸入到端口1的信號之比的S41都表現(xiàn)出小于-30dB的值。因此，已獲得使得可用作正交混合電路的特性。而且，在圖18A中的大約2.3GHz的頻率上的反射系數(shù)(S11)中的大斜率在圖19A中消失了，這表示這樣的特性僅僅在工作頻率1GHz是有效的。
以這種方式，有可能通過將具有等于正交混合電路的端口阻抗的特性阻抗的阻抗匹配傳輸線91到94連接到正交混合電路的相應(yīng)端口以及通過將阻抗匹配可變電抗部件81到84連接到端口1到4而防止在可變電抗部件10到13的電抗值增加到大值時丟失匹配狀態(tài)。
而且，雖然使用圖17來說明其中每一可變電抗部件10到13可僅僅采用一個電抗值，并且每一阻抗匹配可變電抗部件81到84也可以僅僅采用一個電抗值的例子，但也有可能使得有多個電抗值可選擇。
而且，雖然圖17中所示的實施例具有這樣的基本結(jié)構(gòu)，向利用實施例2(圖5)所說明的正交混合電路的端口1到4添加可變頻率匹配電路(71-74，81-84)，這也可以應(yīng)用于迄今所說明的其他實施例中的任何一個。
到目前為止，已經(jīng)利用其中可變電抗部件連接到包括以環(huán)形連接的傳輸線180到183的正交混合電路的相應(yīng)端口的配置說明了本發(fā)明。然而，以環(huán)形連接的四個傳輸線中的任何一個或多個可被替換成由集總元件組成的雙端口集總元件電路。
傳輸線可以被替換成由其導納值符合在等式(1)和(2)中所示出的關(guān)系的集總元件組成的雙端口π型電路。在圖20中示出了這樣的實施例。
圖20圖解了第十實施例，其中四個傳輸線的每一個已被替換成π型電路。組成π型電路220、230、240和250的部分的四個電感器200、201、202和203以環(huán)形連接，具有相等電容并且一端接地的電容器204A和204B連接到電感器200和202的每一個的兩端，以及具有相等電容并且一端接地的電容器205A和205B連接在電感器201和203的每一個的兩端。具體地，包括電感器200以及電容器204A和204B的π型電路220對應(yīng)于傳輸線180，包括電感器201以及電容器205A和205B的π型電路230對應(yīng)于傳輸線181，以及分別包括電感器202和203的π型電路240和250分別對應(yīng)于傳輸線182和183。
同樣，在第十實施例中，可變電抗部件10到13分別連接到在π型電路220到250之間的接點，所述π型電路以環(huán)形連接。到目前為止所說明的各種類型的可變電抗部件中的任何一種可被用作所述可變電抗部件10到13。
如上所述，例如，在圖5的情形中，由于傳輸線180的特性阻抗Za被設(shè)置為傳輸線181的特性阻抗Zb的1/以便將耦合因子C設(shè)置為-3dB，同樣在圖20的情形中，電感器200的電感值僅僅需要被設(shè)置為電感器201的電感值Zb/ω的1/。同樣，電容器204A和204B的電感值僅僅需要被設(shè)置為電容器205A和205B的電感值1/(Zbω)的1/，以獲得與具有大約四分之一的電長度的傳輸線的等效。同時，為了便于說明，已經(jīng)改變了電感器的附圖標記，但是如從到目前為止的說明可以很清楚，電感器200和202具有相同的電感，并且電感器201和203具有相同的電感。
圖21示出由集總元件電路組成的正交混合電路的另一實施例。在圖21中，四個電容器206到209以環(huán)形連接，而具有彼此相等的電感并且一端接地的電感器210A和210B連接在電容器206和208中的每一個的兩端，同時具有彼此相等的電感并且一端接地的電感器211A和211B連接在電容器207和209中的每一個的兩端。以這種方式，圖20的π型電路可以由其中電感器和電容器的布局相反的π型電路來代替。
簡而言之，只要導納關(guān)系符合等式(1)和(2)，本發(fā)明就可以被應(yīng)用于由集總元件電路組成的正交混合電路以獲得可以在多個頻帶中工作的正交混合電路。
在圖20和21的實施例中，在以環(huán)形連接的四個集總元件電路當中的任何一個、兩個、三個、或最好是彼此相對的集總元件電路對可以由傳輸線來代替。
在每一上述實施例中，構(gòu)成正交混合電路的四個傳輸線180到183中的每一個都是雙端口電路，并且構(gòu)成正交混合電路的每一集總元件電路也是雙端口電路。因此，正交混合電路可以被說成是由四個以環(huán)形連接的雙端口電路組成，它們的四個接點限定了四個端口1到4。因此，根據(jù)本發(fā)明的構(gòu)成正交混合電路的四個雙端口電路中的任何一個或多個可以由傳輸線或集總元件電路組成。
在參照圖17描述的實施例中，由具有等于端口阻抗的特性阻抗的I/O傳輸線和阻抗匹配可變電抗部件組成的可變頻率匹配電路連接到正交混合電路端口1到4的每一個。每一個這樣的可變頻率匹配電路也可以由諸如上述的集總元件組成。
圖22示出其中由例如集總元件組成的可變頻率匹配電路連接到正交混合電路的端口1到4的每一個的實施例?？勺冾l率匹配電路300到303的一端連接到傳輸線180到183的接點的每一個，并且可變頻率匹配電路300到303的另一端作為正交混合電路的端口1到4。
設(shè)計連接到端口1到4的可變頻率匹配電路300到303，以便通過允許在改變可變電抗部件10到13的電抗值以改變正交混合電路的工作頻率時引起的端口阻抗的變化，可以改變可變頻率匹配電路300到303的特性阻抗值以滿足匹配條件。因此，獲得甚至在改變工作頻率時也有效地操作的正交混合電路。
如上所述，借助本發(fā)明的正交混合電路，要求大電路面積的、以矩形形狀連接、由包括傳輸線或多個集總電抗元件的四個電路組成的電路的部分可以共同用于多個頻帶。因此，有可能提供節(jié)約更多表面面積以及具有更多工作頻率的正交混合電路。
權(quán)利要求
1.一種正交混合電路，包括四個以環(huán)形互連的雙端口電路，所述四個雙端口電路的四個接點限定四個端口，所述四個雙端口電路被配置以便輸入到所述四個端口之一的高頻信號被以相等的電平、彼此90度的相位差而從其他端口中的兩個端口輸出；以及四個可變電抗部件，分別連接到所述四個端口，用于改變所述正交混合電路的工作頻率。
2.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都包括可變電容元件。
3.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都包括開關(guān)元件，在一端上連接到所述四個端口中的相應(yīng)的一個；以及電抗元件，連接到所述開關(guān)元件的另一端。
4.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都包括開關(guān)元件，在一端上連接到所述四個端口中的相應(yīng)的一個；電抗元件，在一端上連接到上述開關(guān)元件的另一端上；以及電容元件，用于選擇性地將所述電抗元件的另一端接地。
5.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都包括串聯(lián)連接的電路，其由在串聯(lián)連接中彼此交替的多個開關(guān)元件和多個電抗元件組成。
6.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都包括串聯(lián)連接的電路，其由下列部件組成多個串聯(lián)連接的電抗元件；開關(guān)元件，連接在所述串聯(lián)連接的電路的一端和所述四個端口中的相應(yīng)的一個之間；以及接地開關(guān)部件，在其與所述開關(guān)元件相對的端上連接到所述電抗元件的每一個，用于將高頻信號接地。
7.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都包括多個開關(guān)元件，每一個開關(guān)元件在一端上連接到所述四個端口中的相應(yīng)的一個；以及多個電抗元件，每一個電抗元件連接到所述多個開關(guān)元件的每一個的另一端。
8.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都包括多個開關(guān)元件，每一個開關(guān)元件在一端上連接到所述四個端口中的相應(yīng)的一個；多個電抗元件，每一個電抗元件的一端連接到所述多個開關(guān)元件之一的另一端；以及多個電容器元件，每一個電容器元件將所述多個電抗元件之一的另一端接地。
9.如權(quán)利要求5所述的正交混合電路，其中所述四個可變電抗部件的每一個都還包括多個接地開關(guān)部件，每一個在與所述四個端口中的相應(yīng)的一個相對的側(cè)上連接在地和每一所述電抗元件之間，用于將高頻信號接地。
10.如權(quán)利要求1到9中的任何一項所述的正交混合電路，還包括四個可變頻率匹配電路，每一個可變頻率匹配電路能夠在多個頻率上阻抗匹配，并且在一端上連接到所述四個雙端口電路的接點中的相應(yīng)的一個，所述可變頻率匹配電路的每一個的另一端用作為所述高頻信號的所述四個端口之一。
11.如權(quán)利要求10所述的正交混合電路，其中所述四個可變頻率匹配電路的每一個都包括阻抗匹配傳輸線，所述阻抗匹配傳輸線的一端連接到所述四個雙端口電路的接點中的相應(yīng)的一個，并且所述阻抗匹配傳輸線的另一端用作為所述高頻信號的所述四個端口之一，所述阻抗匹配傳輸線具有等于所述正交混合電路的端口阻抗的特性阻抗；以及阻抗匹配可變電抗部件，連接到所述阻抗匹配傳輸線的所述另一端。
12.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，還包括電抗控制器，用于控制所述四個可變電抗部件的電抗以改變工作頻率。
13.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個雙端口電路的至少一個由傳輸線組成。
14.如權(quán)利要求1所述的正交混合電路，其中所述四個雙端口電路的至少一個由集總元件電路組成。
全文摘要
四個可變電抗部件(10－13)分別連接到正交混合電路的四個端口(1－4)，所述正交混合電路由四個環(huán)形連接的雙端口電路(180－183)組成，所述雙端口電路每個都由傳輸線或多個集總電抗元件組成，以便通過改變四個可變電抗部件(10－13)的電抗值，可以選擇性地改變正交混合電路的工作頻率。
文檔編號H03H7/24GK1848676SQ20061007536
公開日2006年10月18日 申請日期2006年4月11日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月11日
發(fā)明者福田敦史, 岡崎浩司, 楢橋祥一 申請人:株式會社Ntt都科摩