專利名稱：帶有穩(wěn)壓電源的多通道、多功率d類放大器的制作方法
技術領域：
下面所描述的實施例一般地涉及揚聲器，并且具體地說，涉及高頻切換技術在揚聲器的電源和放大器中的應用。
背景技術：
傳統(tǒng)的音頻功率放大器使用正和負的功率晶體管，這些正和負的功率晶體管連接到正和負的電壓幅值，并工作于可變電阻模式以將所希望的正負電流傳送到揚聲器。使用公知的技術來最小化放大誤差。然而，效率固有地受到電阻性損耗的限制，并且在正常輸出水平時特別低，其中只有一小部分電源電壓傳遞到負載。通過利用控制電路系統(tǒng)來使用中檔電壓以減小功率晶體管上的平均壓降，可以大大改進效率，但是這增加了復雜度，并引入了新的音頻失真源。結果，在揚聲器上或內(nèi)部安裝非常高的功率放大器變得不切實際，因為熱沉(heatsink)將變得太大，并且風扇冷卻的方式由于噪聲和灰塵堆積的原因也是不受歡迎的。
一種較新的技術使用“高頻切換”來代替不經(jīng)濟的線性功率控制。在這種技術中，將晶體管用作“接通-斷開”開關而不是可變電阻器，并且它們的占空因子確定到達負載的電源電壓的百分比。這種切換可以是高效的，因為在“斷開”時沒有電流通過器件，并且在“接通”時器件上的壓降非常低，于是避免了高電壓和電流的同時耗散，而這是線性解決方案的特征。
已知的要求包括以充分高于最高音頻頻率的頻率來非常迅速地切換以減小在“線性”區(qū)域花費的時間，以便允許平均濾波器重構光滑且連續(xù)的音頻波形。進一步的要求包括將音頻信號轉換為脈沖寬度調(diào)制(PWM)信號的精確“調(diào)制器”，其中脈沖寬度調(diào)制信號的開/關比精確地代表音頻信號的瞬時幅度，其后跟隨具有足夠的電壓和電流容量以傳遞所希望的功率的高頻功率晶體管，其后跟隨電感器-電容器輸出濾波器，該濾波器對功率脈沖積分，傳送音頻頻帶信號，并且減小切換頻率。進一步的要求是具有可預測的電壓且被相當好地穩(wěn)壓的DC電源，以將切換器件維持在它們的額定值。
現(xiàn)有的D類技術存在如下問題a)較差的線性b)較差的電源抑制(power supply rejection)c)較差的頻率響應d)由切換動作的不受控制的開始而引起的開-關噪聲e)過載及過熱f)過大的切換損耗g)過大的切換噪聲h)過大的復雜度和成本簡要討論這些缺點的原因(a)因為在整個調(diào)制范圍上傳遞函數(shù)不是統(tǒng)一的，所以在調(diào)制器之后出現(xiàn)各種誤差，這導致1％或更多的諧波失真(THD)，而高質(zhì)量的放大器需要小于0.1％的THD。(b)在使用標準“開放環(huán)路”PWM的系統(tǒng)中，PWM比使固定百分比的電源電壓到達負載，因此任何電源波動都會出現(xiàn)在輸出端。這需要昂貴的完全穩(wěn)壓電源，或者導致輸出信號的嗡嗡聲以及幅度變化?，F(xiàn)有的“誤差校正”調(diào)制器具有這里將指出的其他缺點。(c)即使在其他方面完美的系統(tǒng)中，L-C輸出濾波器具有頻率響應以及取決于輸出負載阻抗的Q。不同的揚聲器、負載情況以及其他條件使得這種負載高度可變，這導致不可預測的高頻響應。(d)如果切換不是以特定方式開始和結束，則生成瞬時值，這導致?lián)P聲器中出現(xiàn)“噼啪”聲。(e)雖然在理論上無損，但是實際的D類方案存在切換次數(shù)有限以及電阻性損耗的缺點，由此生成一定的熱量。利用正和負的切換晶體管之間微小的“死時間”可以最小化這些損耗，但是這種死時間是較差線性的另一起因。損耗還取決于電流的幅度，因此電流幅度必須被限制在一定的安全水平。其損耗隨著溫度升高而增加的典型切換器件(FET)的特性使已知的限流方案變得復雜。設置在最大溫度處安全的保護限制可能過度限制正常工作溫度時的性能。另外，外部的電流監(jiān)視方案可能由于異常的內(nèi)部條件而不能夠檢測到過大的電流。(f)因為切換損耗與切換頻率成正比，所以希望以可能的最低頻率來進行切換，但是音頻性能將會由于應用全面負反饋的復雜性而變差?，F(xiàn)有的內(nèi)部誤差校正方案使切換頻率隨調(diào)制深度改變，由此需要增加平均頻率以便在音頻和切換頻率之間維持必要的分離?，F(xiàn)有的開放環(huán)路方案具有固定的頻率，但是具有較差的線性，并且沒有內(nèi)部誤差校正，因此還需要高工作頻率以允許使用外部負反饋?，F(xiàn)有的B-D類方案需要第二輸出電感器，并且仍然需要對定時信號進行精確控制以防止長期熱損耗。(g)固定頻率方案可以使用高度選擇性的“陷波濾波器”來減弱切換頻率，這對音頻通帶的影響最小?？勺兦袚Q頻率的方案不能有利地使用這種“陷波器”。(h)一般地，此前通過使用較高的切換頻率、優(yōu)質(zhì)部件、極其嚴格的容許偏差、精巧的電路系統(tǒng)、每個單元的手動調(diào)諧、完全穩(wěn)壓電源電壓以及其他貴重的“暴力”解決方案，已經(jīng)減小了這些問題的復雜度以及成本。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種D類音頻功率放大方法，其中大約80％的功率傳送到使用全電橋的低頻驅動器，并且大約20％的功率傳送到使用半電橋的高頻驅動器，并且所述全電橋和所述半電橋根據(jù)公共的電源貯存器進行操作，所述方法包括生成平頂?shù)木匦吻袚Q波形，其峰-峰值維持在穩(wěn)定電平；通過使所生成的波形穿過高頻隔離變壓器，在至少一個次級線圈電容器貯存器上維持可預測的電壓，其中所述變壓器具有一個或多個次級線圈，它們的輸出由高頻二極管進行峰-峰整流，其中每個次級線圈獨立對一個實質(zhì)上不受其他次級線圈的負載干擾的方波電壓進行整流，并且所述波形不需要具有任何特定的高低占空因子；以及減小所述切換波形的上下轉變速度。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于D類放大的功率轉換系統(tǒng)，其被配置為執(zhí)行包絡整流，其中穩(wěn)壓的峰-峰電壓在一個或多個隔離的DC貯存器上維持可預測的電壓，而無需使用大的串聯(lián)電感，并且被配置為執(zhí)行主動箝位，其中所述穩(wěn)壓的峰-峰電壓以及受限的高低占空因子產(chǎn)生恒定運行的初級線圈切換波形，所述功率轉換系統(tǒng)包括高頻隔離變壓器，其帶有氣隙芯，被設置為產(chǎn)生可預測的分路電感值，其中所述變壓器初級線圈的第一端耦合到離線DC貯存器；第一切換晶體管，被配置為將所述變壓器初級線圈的第二端耦合到所述DC貯存器的低端；第二貯存器，其箝位初級線圈電壓，并產(chǎn)生“增壓電壓”，通過改變所述第一切換晶體管的通/斷比可以將所述增壓電壓維持在設定電壓；足夠數(shù)量的分路電容，跨放在所述變壓器初級線圈兩端，從而在每個切換周期結束時所存儲的電感電流足以產(chǎn)生向相反幅值的轉變，其中在電容器中具有可預測、適中的dv/dt，以獲得緩和的切換轉變，而在切換晶體管中沒有耗散電流。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種功率轉換方法，包括將高頻隔離變壓器初級線圈的第一端耦合到離線DC貯存器；通過在變壓器芯中提供氣隙，在初級線圈中維持大的DC電流而不飽和；減小串聯(lián)電感；通過將第一切換晶體管配置為將所述高頻隔離變壓器初級線圈的第二端耦合到所述DC貯存器的低端，使初級線圈電流斜線上升；通過在預定間隔之后截止所述第一切換晶體管，將初級線圈電壓增加到高于DC貯存器的電平，所述DC貯存器類似于增壓轉換器；通過將所述電壓箝位到第二貯存器，建立“增壓電壓”，通過改變所述第一切換晶體管的通/斷比將所述增壓電壓維持在設定電壓；當切換動作繼續(xù)時，通過獲得限制在所述DC貯存器的下側與所述第二貯存器的所述增壓電壓之間的所希望的矩形通-斷波形，產(chǎn)生可預測的峰-峰電壓；通過在次級線圈一側對通過變壓器線圈耦合的所述電壓波形進行整流，在一個或多個隔離的次級線圈電容器上維持可預測的電壓；通過產(chǎn)生向相反幅值的轉變，獲得相對緩和的切換轉變，而在切換晶體管中沒有耗散電流，其中轉變在跨接在所述變壓器初級線圈兩端的適當大小的分路電容中具有可預測、適中的dv/dt，其中dv/dt由每個切換周期結束時所存儲的電感電流引起；以及一種配置，其中控制器通過使用常規(guī)的增壓轉換器控制功能來維持所述增壓貯存器上的電壓；通過所述高頻隔離變壓器耦合到次級線圈一側的貯存器來加載所述第二貯存器，其中所述增壓貯存器電壓耦合到所述次級線圈貯存器電壓，并且一起進行跟蹤。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種D類音頻功率放大器，包括根據(jù)公共的電源貯存器進行操作的全電橋和半電橋，其中所述貯存器由如下各項來提供高頻隔離變壓器，其中變壓器芯具有氣隙，以初級線圈中維持大的DC電流而不飽和，并且被設置為產(chǎn)生可預測的分路電感值，并且所述變壓器初級線圈的第一端耦合到離線DC貯存器；第一切換晶體管，被配置為將所述變壓器初級線圈的第二端耦合到所述DC貯存器的低端，以使初級線圈中的電流斜線上升，其中在一定間隔之后截止所述第一切換晶體管，以使初級線圈電壓飛升到高于所述離線DC貯存器的電平，所述DC貯存器類似于增壓轉換器；第二貯存器，其箝位初級線圈電壓，并建立“增壓電壓”，通過改變所述第一切換晶體管的通/斷比可以將所述增壓電壓維持在設定電壓，其中矩形通-斷波形限制在所述DC貯存器的下側電壓與所述第二貯存器的所述增壓電壓之間，產(chǎn)生可預測的峰-峰電壓；在所述變壓器的次級線圈一側對通過所述變壓器的線圈耦合的所述矩形通-斷波形進行整流；在一個或多個隔離的次級線圈電容器上維持可預測的電壓；由初級線圈一側的控制器在限度之內(nèi)改變所述波形的占空因子，以在所述第二貯存器上針對AC電壓的變化維持指定電壓，而不影響次級線圈一側的整流電壓；足夠數(shù)量的分路電容，跨放在所述變壓器初級線圈兩端，從而在每個切換周期結束時所存儲的電感電流足以產(chǎn)生向相反幅值的轉變，其中在所述分路電容器中具有可預測、適中的dv/dt，以獲得緩和的切換轉變，而在切換晶體管中沒有耗散電流。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種向D類放大器提供時鐘的半電橋D類音頻放大方法，所述方法包括利用系統(tǒng)時鐘信號同步至少一部分過程；通過對所述時鐘信號積分形成三角形信號；高速比較器使用音頻輸入信號，將所述三角形信號脈沖寬度調(diào)制(PWM)為可變占空因子的方形信號；對調(diào)制后的脈沖進行積分；將所述放大器在預定的一段時間內(nèi)保持在靜音狀態(tài)，其中禁止切換；在保持期間將輸出電源緩緩升高到工作點，以避免由于在切換開始時突然出現(xiàn)平均DC電壓而引起的大的接通瞬變；在保持期之后繼續(xù)切換；將半電橋輸出反饋到放大器輸入；從切換后的輸出反饋到所述積分器，以最小化誤差；解耦所述時鐘信號的平均DC電壓；解耦所述輸出反饋的DC分量；解耦來自音頻輸入部分的任何DC偏移；將平均電壓維持為地；并且其中所述比較器輸入的DC電壓實質(zhì)上保持在零，并且所述PWM信號在空閑時實質(zhì)上平均為50％的通/斷，在音頻輸入信號驅動時行程從0到100％，并且其中實質(zhì)上為50％空閑的條件實質(zhì)上將切換后的波形放置在地與+Vcc之間的中央，這確保了與Vcc電壓無關的實質(zhì)上對稱的峰值輸出電壓。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種向D類放大器提供時鐘的全電橋D類音頻放大方法，其中所述D類放大器包括一對半電橋切換部分，所述方法包括將負載差分連接在這對半電橋切換部分的驅動輸出之間；利用系統(tǒng)時鐘信號同步至少一部分過程；通過對所述時鐘信號積分形成三角形信號；高速比較器使用音頻輸入信號，將所述三角形信號脈沖寬度調(diào)制(PWM)為可變占空因子的方形信號，該信號具有互補的輸出相位；對調(diào)制后的脈沖進行積分；將所述放大器在預定的一段時間內(nèi)保持在靜音狀態(tài)，其中禁止切換；在保持期之后繼續(xù)切換；將來自全電橋輸出的差分信號反饋到差分放大器輸入；將來自切換后的輸出的差分信號反饋到所述積分器，以最小化誤差；解耦所述時鐘信號的平均DC電壓；解耦所述輸出反饋的DC分量；解耦來自音頻輸入部分的任何DC偏移；利用DC伺服電路將平均差分輸出電壓維持在實質(zhì)為零；并且其中所述比較器輸入的DC電壓實質(zhì)上保持在零，并且所述PWM信號在空閑時實質(zhì)上平均為50％的通/斷，在音頻輸入信號驅動時行程從0到100％，并且其中實質(zhì)上為50％空閑的條件實質(zhì)上將切換后的波形放置在地與+Vcc之間的中央，這確保了與確切的Vcc電壓無關的實質(zhì)上對稱的峰值輸出電壓，并且確保了在負載兩端實質(zhì)上為零的平均差分電壓。


圖1示出了電源(穩(wěn)壓電源)。
圖2示出了時鐘電路和半電橋放大器(系統(tǒng)時鐘及半電橋輸出通道)。
圖3示出了全電橋放大器(全電橋輸出通道)。
具體實施例方式
在下面的詳細描述中，首先介紹關于目的的概要。隨后，公開更詳細的一組條件及必要元件，最后，使用附圖來介紹和描述所公開的解決方案的實施方式的某些示例。
一般地，切換系統(tǒng)由于具有多個信號轉換、特殊的信號處理以及用于驅動FET柵極以及維持有序操作的子系統(tǒng)，因此是復雜的。雖然隨著商用器件的發(fā)展已經(jīng)緩解了這些問題中的某一些，但是下面公開的解決方案是簡單、廉價且魯棒的。
現(xiàn)在將描述本發(fā)明的各個實施例。下面的描述提供具體的細節(jié)，以便徹底理解并實現(xiàn)這些實施例的描述。然而，本領域的技術人員應該理解，沒有這些細節(jié)中的許多細節(jié)也可以實施本發(fā)明。另外，可能沒有示出或詳細描述某些公知結構或功能，以避免不必要地模糊各個在下面進行的描述中所使用的術語應該以其最廣的合理方式來解釋，即使該術語是與本發(fā)明的特定實施例的詳細描述相結合使用的。下面甚至可能強調(diào)某些術語；然而，任何應該以任何受限方式解釋的術語將在這一部分的詳細描述中明確且特別地指出。
這里對本發(fā)明實施例及其應用的描述是說明性的，而不是要限制本發(fā)明的范圍。對實施例進行變化和修改是可能的，并且本領域的普通技術人員將知道這里所公開的實施例的可行替代方案或者各種元件的等同物?？梢詫λ_的實施例做出這種變化和修改而不脫離本發(fā)明的范圍和精神。
改進的線性不是去除眾多的次要問題，一種用來改進線性的已知解決方案是應用某種形式的誤差校正，例如負反饋。經(jīng)常采用圍繞整個放大器的全局反饋，這取得了一些效果，但是輸出濾波器的相移以及將切換噪聲耦合回到信號路徑中的趨勢限制了可以應用的反饋數(shù)量。這里，所公開的實施例在切換部分內(nèi)使用“局部”反饋。這種方案監(jiān)視實際的切換電壓(包括所有誤差)，將其耦合回到對這些誤差進行積分的精確電路，并且以減小這些誤差的方式來使PWM調(diào)制器的占空因子在數(shù)個周期中改變。
這種方法使線性改進了一個數(shù)量級，這產(chǎn)生了高保真度的結果。這種方法還減小了對電源電壓的靈敏度，這是被校正的數(shù)個誤差之一。切換頻率依附到精確的晶體控制時鐘，這樣固定了頻率并且允許使用輸出陷波器來減小輸出端的切換殘留。
改進的電源抑制由于電源紋波引起的誤差大大減小，并且可以使用不那么昂貴的電源方案，其只需要將電源電壓維持在器件額定值所確定的合理范圍之內(nèi)。
改進的頻率響應使用L-C“陷波器”來減小切換頻率的能力不需要級聯(lián)的多極點輸出濾波器，這允許使用最大數(shù)量的全局負反饋?？梢灾饕{(diào)諧這種反饋來減小高頻時輸出電壓相對負載情況的波動，因為已經(jīng)通過內(nèi)部誤差校正改進了整體的線性。
控制通-斷噪聲即使利用普通裝置減弱輸入信號，如果隨機開始或停止切換，則L-C濾波器還是會經(jīng)歷階躍輸入，因此將產(chǎn)生聽得見的輸出瞬時值。然而，在使用通用輸出電感器的標準切換放大器中，在空閑時，高頻紋波電流穿過每個切換周期中間的零點。如果在這一時刻開始或停止切換，則系統(tǒng)“嚙合”或“脫離”，而不會在電感器中存在任何殘留能量。因此，本發(fā)明的某些實施例在時鐘系統(tǒng)中結合了邏輯，以將異步的RUN-MUTE命令轉換為與切換周期的中心同步的命令。
防止過載和過熱在輸出濾波器之后可以測量電流(困難程度不同)，但是這忽略了可能在輸出濾波器之前流動的某些高頻電流。例如，如果異常操作使輸出濾波器諧振，則可能出現(xiàn)這種電流，因此希望防止這種條件以及普通的外部過載。另外，在全電橋的拓撲(由于各種實際的原因，這種拓撲常常是受歡迎的)中，不存在以地為參考的輸出端子(感應電阻器位于此處是方便的)。FET類型的切換晶體管具有隨溫度增加的導通電阻，并且在溫度升高時引起更高的損耗，這導致潛在的“失控”條件。另外，外部電流監(jiān)視方案受到輸出濾波器相移的困擾，由此增加了將過流反饋信號耦合回到放大器中而不引起振蕩的難度。
因此，希望在輸出濾波器之前的FET自身之內(nèi)測量電流。這里所公開的一種方法只在“導通”期間測量FET上的壓降，并且在其超過閾值時使用該電壓作為過流反饋信號。這避免了輸出濾波器的相移，測量了包括內(nèi)部過電流在內(nèi)的所有電流，并且除了其他優(yōu)點之外，還具有在FET發(fā)熱時自動減小允許輸出電流的優(yōu)點，由此允許在任何特定溫度時流過最大的安全電流。因為揚聲器音圈阻抗也隨著溫度增加而升高，這產(chǎn)生了所希望的“跟蹤”行為，其中最大峰值電流可用于突然的聲音極高點，而不會存在由于持續(xù)過載而長期燒毀的風險。
減小的切換損耗幾種特征(尤其是固定頻率的誤差校正調(diào)制器)的組合允許切換頻率與現(xiàn)有技術相比減小50％或更多，同時仍然改進了音頻性能。這本身就大大減小了切換損耗。
通過使放大器適應典型的高輸出揚聲器的特性可以進行進一步的改進。這種揚聲器通常對低頻使用高功率直接輻射器，并且對高音(頻率分集在1kHz與2kHz之間某處)使用較低功率但是更有效的壓縮驅動器。因此，將整個功率放大器分為兩部分是有利的。一個部分被最優(yōu)化來將大約80％的系統(tǒng)功率傳送到低頻驅動器，其中該驅動器使用全電橋拓撲，并且以相對低的頻率(例如，125kHz)切換，這支持直至大約10kHz的良好音頻性能。其余20％的功率傳送到高頻驅動器，該驅動器使用半電橋拓撲，根據(jù)相同的主電源幅值運行，并且以較高頻率(例如，250kHz)切換，這足以獲得直至20kHz的優(yōu)越音頻性能。
本發(fā)明的實施例公開了這樣的具體技術同步兩個放大器部分，根據(jù)最小成本的公共電源貯存器(reservoir)操作這兩個放大器部分，將半電橋放大器耦合到高頻揚聲器而不具有通/斷瞬時值，由此最優(yōu)化它們各自的效率。現(xiàn)有技術或者使用帶有無源分頻網(wǎng)絡的單個放大器，這犧牲了性能和凈空(headroom)，或者使用具有類似構造的雙重放大器，這不能最優(yōu)化每個揚聲器的功率以及頻率范圍。
減小的切換噪聲和應力如上所述，通過使用固定的切換頻率，在揚聲器線路預期較長時可以使用選擇性陷波器，或者至少可以采用更精確校準的輸出和反饋濾波器頻率。在全調(diào)制附近切換頻率減小的現(xiàn)有方案在全輸出時將發(fā)射較多的切換干擾，這將干擾有序的反饋。這種方案常常局限于小于全調(diào)制的情況，這犧牲了潛在的輸出功率。這種實踐也大大降低了極高功率時的效率?？梢允股鲜龆嗤ǖ老到y(tǒng)嚴重限幅，而沒有討厭的交調(diào)失真，因為高低頻率是分別放大的。允許達到100％調(diào)制的系統(tǒng)在限幅時不會切換，這樣可觀地減小了高平均應力時的切換損耗。
減小復雜度和成本已經(jīng)設計了一種全面的體系結構來從根本上減小總的系統(tǒng)成本。全電橋和半電橋放大器利用單個公共電源貯存器，這樣最小化電源復雜度，并且避免了在帶有分離的正負貯存器的半電橋放大器中出現(xiàn)的“對側過量充電(off-side overcharge)”問題。在某些實施例中，兩個放大器使用相同類型的切換晶體管，并且這些晶體管工作于類似的應力水平。內(nèi)部誤差校正反饋允許使用欠完美的電源，這樣獲得了如下所述的某些節(jié)約。
電源的改進AC-DC電源轉換器是任何功率放大器中的主要子系統(tǒng)，因此目標之一是減小它的成本。上述雙功率放大器體系結構根據(jù)單個電容貯存器進行操作，這本身就是大大的節(jié)約。使放大器對電源變化的靈敏度減小，現(xiàn)在可以簡化穩(wěn)壓的技術，并且使用創(chuàng)新的電源設計。
電源要求盡管AC線路電壓變化，還是希望電源保持恒定電壓。這穩(wěn)定了輸出功率，因此穩(wěn)定了放大器部分的電壓應力。還希望電源在某一區(qū)域(可以波動到標稱值之上20％以及標稱值之下30％)的AC電壓特性的整個范圍中安全且高效地工作。
無論主電源在0％到100％負載中是哪一種情況，還希望維持低壓輔助電源的足夠的穩(wěn)壓，并且希望在“待機”或無聲條件期間完全停止放大器切換，因為這將損耗減小為零。這將主電源上的負載降低為零，但是諸如輸入檢測或網(wǎng)絡監(jiān)視之類的輔助電路可能仍然是有效的。通常從主要的次級線圈進行整體電壓反饋；但是在空載時，許多傳統(tǒng)的轉換器將它們的切換活性降低為零，由此不能支持輔助電源。因此，非常希望在主要和輔助部分之間進行良好的交叉穩(wěn)壓。
電源包括提供功率放大器所使用的能量的額外切換轉換器。因此，其效率同樣在考慮之列。
簡化的磁結構電源需要隔離變壓器來產(chǎn)生希望電平的次級電壓，同時具有安全的隔離以滿足嚴格的穩(wěn)壓要求。大多數(shù)高功率電源還使用大的電感器作為它們的轉換及濾波系統(tǒng)的一部分。希望將這兩種元件組合以降低成本并加快制造。
初級線圈一側的控制和啟動實際的電源必須在施加AC電源時自動啟動。商用控制器芯片提供“點滴式啟動(trickle-start)”能力以發(fā)起操作，并且通常從功率變壓器上特定的線圈獲得它們持續(xù)工作的功率。希望消除這種必須與所有其他線圈隔離的低功率線圈。
初級線圈一側的穩(wěn)壓如上所述，數(shù)個次級電壓中哪一個應該提供穩(wěn)壓信號并不明顯。另外，用于將穩(wěn)壓信號從次級線圈耦合到初級線圈一側的方案必須滿足嚴格的隔離要求，并且表現(xiàn)出潛在的故障點，這可能導致電源控制的完全失控。因此，優(yōu)選地，使用對控制器芯片的可靠電阻反饋來在初級線圈一側的單個主點處調(diào)節(jié)電壓。這提供了更好的AC線路穩(wěn)壓。如果電源具有足夠的交叉穩(wěn)壓，則該電壓將可靠地傳遞到所有次級線圈，而只存在取決于各自負載程度的中等及可解決數(shù)量的“下垂(sag)”。
EMI的減小高頻切換轉變能夠生成嚴重的射頻干擾。這種“EMI”受到穩(wěn)壓的限制。D類放大器必須非?？斓剡M行轉變，以滿足音頻性能需求，但是因為它們從隔離的次級線圈一側的電源工作，所以通過使用良好的實踐，高頻電流可以抑制，并且進行再循環(huán)，而不會過多的發(fā)射出來。然而，初級線圈一側的電源開關必須在某種程度上耦合到AC線路，并且它們的切換干擾可能難以抑制。由此，理想的電源應該相對緩和的進行切換轉變，并且使得到的電流盡可能多的自消除。
“ERAC”電源的簡要描述下面描述的包絡整流、主動箝位電源方案可以滿足上述目標。
總體目標通過準備如下條件，可以滿足上述目標的組合1.切換波形應該是平頂(flat-topped)的矩形波形，控制電路將其峰-峰值維持在穩(wěn)定電平。這是因為平頂?shù)牟ㄐ尾恍枰?lián)電感來進行高效整流。
2.這種電壓波形穿過高頻隔離變壓器，該變壓器具有一個或多個具有所希望的匝數(shù)比的次級線圈，其輸出是由高頻二極管進行整流的峰-峰值，這樣在一個或多個次級電容器貯存器上維持可預測的電壓。這種波形不需要具有任何特定的高低占空因子，因為只有峰-峰電壓是必要的。因為每個次級線圈獨立對其自身的方波電壓進行整流，基本上不受其他次級線圈上負載的干擾，所以這種系統(tǒng)產(chǎn)生良好的交叉穩(wěn)壓。
3.實際上，高低比應該保持在例如大約20％與80％之間，因為較窄的脈沖需要過大的峰值電流來傳送給定數(shù)量的能量。
4.可以減小轉變速度而不會引起切換損耗，這樣減少了高頻諧波和EMI的生成。這是可能的，因為電流只在波形處于其峰值電壓時流動，并且在上下轉變期間不流動。
目標的實現(xiàn)方式下列元件的組合滿足上述條件1.高頻隔離變壓器，使用普通的合適材料，例如具有銅箔線圈的鐵氧體芯。
2.為變壓器芯提供氣隙，從而其可以在初級線圈中維持實質(zhì)的DC電流而不飽和，并且這被設置為產(chǎn)生可預測的分路電感值。
3.通過常規(guī)手段減小串聯(lián)電感，但是可以容納合理的“泄漏電感”的殘留而不會有惡劣的影響。
4.將變壓器初級線圈的一端耦合到離線的DC貯存器(例如，200-400Vdc)。
5.配置第一切換晶體管，以將另一初級線圈端耦合到所述貯存器的低端，使電流在變壓器的初級線圈電感中斜線上升。
6.在一定間隔之后截止第一切換晶體管，其中帶電電感器的正常動作使電壓飛升到高于離線貯存器的電平。這種動作類似于公知的增壓轉換器。
7.將該電壓箝位到第二貯存器，通過改變第一切換晶體管的導通/截止比，來建立可以維持在設定電壓(例如，520V)處的“增壓電壓”。
8.在切換活動繼續(xù)時，獲得限制在初級線圈貯存器的低側與增壓電壓貯存器之間的所希望的矩形通-斷波形，這樣產(chǎn)生可預測的峰-峰電壓(例如，520V)。
9.對該電壓波形進行整流，該電壓波形是通過變壓器次級線圈側的線圈耦合的；在一個或多個隔離的次級電容器上維持可預測的電壓。重要的是，注意初級線圈一側的控制器可以在限制范圍內(nèi)改變該波形的占空因子，以在增壓貯存器上針對AC電壓的變化維持指定電壓(例如，520V)，而不影響次級線圈一側的整流電壓。
10.用與第一切換晶體管交替控制的第二切換晶體管代替二極管箝位。這是因為，由于泄漏電感，在所有實際變壓器中都存在少量不流向負載的未耦合能量，這必須被箝位到增壓貯存器以避免破壞性的電壓毛刺。然而，簡單的二極管箝位到增壓貯存器只是將能量耦合到貯存器中，因此將使其電壓升高而沒有限制，除非加入某些裝置來對其放電。通過用第二切換晶體管來代替二極管箝位，解決了這一問題，而無需使用浪費的分泄電阻方案，其中與第一切換晶體管交替地控制第二切換晶體管。這種技術稱作“主動箝位”。
11.主動箝位包括常規(guī)構造的第二高頻切換FET，但是其尺寸可以遠小于第一開關。當?shù)谝婚_關斷開時，初級線圈電壓飛升到增壓貯存器，隨之箝位電流通過第二開關的內(nèi)在二極管流回增壓貯存器。在一短暫、非臨界的時期之后，第二開關接收其導通信號，并且呈現(xiàn)雙向低阻狀態(tài)。當泄漏能量釋放到增壓貯存器時，增壓貯存器電壓爬升。在某時刻，其電壓超過從次級線圈反射回來的電壓，該電壓被其整流器箝位到次級線圈貯存器中。因為主動箝位開關現(xiàn)在是接通的，所以增壓貯存器上多余的能量通過該開關并且通過變壓器向前流動，于是加到到達負載的能量中，并且對增壓貯存器放電，直至其與反射的輸出電壓匹配。因此，使得增壓貯存器的電壓跟蹤輸出電壓，因此，其可以用作穩(wěn)壓器控制系統(tǒng)的初級線圈一側的參考電壓。在控制器系統(tǒng)所確定的持續(xù)時間結束時，第二開關斷開。如果適當布置元件值和持續(xù)時間(如下所述)，則初級線圈分路電感器中的電流將反轉，因此使初級線圈電壓回到零，而沒有耗散，隨之接通第一開關以開始下一周期。
12.在變壓器初級線圈上放置適量的分路電容，從而在每個切換周期結束時所存儲的電感電流足以產(chǎn)生向相反幅值的轉變，其中在電容器中具有可預測的、適中的dv/dt，于是獲得相對緩和的切換轉變，而在切換晶體管中沒有耗散電流。還可以如此布置對通過該電容器的電流進行整流，并且使用該電流來對控制器電路供電，這樣會帶來下面將更詳細描述的系統(tǒng)好處。因此，這種系統(tǒng)的另一優(yōu)點是可能獲得零電壓、無損切換，并具有良好受控的上升和下降時間，以減小EMI。
13.將該系統(tǒng)視為在電壓-電壓轉換器上添加的增壓轉換器是有利的。由為此目的設計的商用控制器IC來維持增壓貯存器上的電壓，并且常規(guī)的增壓轉換器控制功能適用。同時，通過變壓器耦合到次級線圈一側的貯存器來加載增壓貯存器；因為切換電壓是矩形的，并且只存在最小的串聯(lián)電感，所以增壓貯存器電壓緊密耦合到次級線圈貯存器電壓，并且它們都共同跟蹤。如前所述，如果離線電壓和增壓電壓保持在所希望的比例(例如，4∶1的比例)是有利的，從而切換波形的高低比保持在這些限制之內(nèi)，并且峰值電流保持合理。這是針對離線電容器的200-400V的范圍選擇例如520V的增壓電壓的原因。這種選擇的另一優(yōu)點是，這種通/斷比可以與連接到低成本“單端”控制器IC的簡單柵極驅動變壓器相耦合，于是以最小成本來驅動第二開關。
總之，所公開的方案包括“包絡整流”，其中在一個或多個隔離的DC貯存器上峰-峰電壓維持可預測的電壓，而不使用大的串聯(lián)電感，并且采用“主動箝位”來產(chǎn)生恒定運行、具有調(diào)節(jié)的峰-峰電壓以及合理受限的高低占空因子的初級線圈切換波形。
圖1的描述圖1是根據(jù)本發(fā)明實施例的穩(wěn)壓電源的示意圖。AC線路電壓連接到J1-J2。對于80-140Vac處的操作，使用如圖所示的電壓倍增器連接。對于160-280Vac處的操作，J2和BR-1應該重新布線為全電橋整流器。這在由C1和C2形成的貯存器端部之間產(chǎn)生相同范圍的大約200-400Vdc的未穩(wěn)壓DC電壓。
AC檢測和使能控制模塊使用許多便利的技術來檢測AC電壓的存在，并激活控制器IC的使能管腳，以便有序地啟動和關閉。
根據(jù)來自控制器IC(UC3854A)制造商的指示采用R1、R2、R3、R4、C4、C5、C7、R9、R10、R11以及C8，并且使它們在方便的頻率(例如，90kHz)處以緩和的啟動開始振蕩，響應表示進入AC電壓的信號，并且電流在電源電路中流動。這使控制器能夠執(zhí)行其對傳送到增壓貯存器C3的電壓進行穩(wěn)壓的主要功能。
本領域的普通技術人員可以替換不同的控制器IC和控制系統(tǒng)，但是使用為增壓轉換設計的控制器是最方便的。還應清楚，本公開中所使用的具體控制器也是設計來用作功率因數(shù)控制器的，并且可以操作ERAC方案(與任何增壓轉換器一樣)，從而在大多數(shù)AC周期中從線路抽取實質(zhì)上與瞬時電壓成正比的電流，這樣滿足高功率因數(shù)轉換器系統(tǒng)的基本要求。還獲得了這種方案的常規(guī)權衡通過ERAC系統(tǒng)的電流在AC周期中的廣闊變化、增加輸出上的AC紋波、以及減小傳遞到負載的平均功率。另外，這種方案需要僅僅利用小的高頻DC濾波器來進行全波AC整流，由此不能使用對120V操作所示的電壓倍增器方案。由于這些原因，雖然這里沒有示出，但是將ERAC系統(tǒng)用于高功率因數(shù)轉換也在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。
控制器IC的輸出是幾乎等于其電源電壓的可變脈沖寬度信號，該信號通過C9施加到柵極驅動變壓器T1。T1的次級線圈以相反極性施加到切換晶體管Q1和Q2的柵極。因為控制器IC的操作使PWM信號在大約20％和80％的占空因子之間變化，并且因為必須將該信號通過柵極驅動變壓器AC耦合以防止飽和，所以信號由DC恢復電路(包括C11、D4和R15，以及C12、D5和R12)恢復到大約為-0.6到+10V的限定范圍。R13和R14與D6和D7相組合，在互補開關的斷開與接通之間產(chǎn)生了可調(diào)節(jié)的“死時間”。最終結果是，以控制器IC所確定的通-斷比來交替驅動Q1和Q2，并且在接通和斷開之間具有適中的死時間，在這一段死時間中，所切換的電壓可以進行平滑的轉變，如下所述。
Q2是“第一晶體管”，它的導通時間確定隔離變壓器T2的分路電感中存儲的電流。Q1是“第二晶體管”，其將回程能量耦合到增壓貯存器C3。根據(jù)這種方案的正常操作，施加于C3的電壓增壓的幅度相對于源電壓是Q2的通/斷比的函數(shù)。C3上的電壓通過R6(根據(jù)制造商的指令，帶有補償元件)向回反饋，以形成閉合環(huán)路系統(tǒng)，其改變Q2的占空因子，以便在C3上維持設定電壓。相對于IC的內(nèi)部電壓參考來調(diào)節(jié)R6、R5和R7的電阻比，以產(chǎn)生比最高輸入電壓高出至少20％但是在器件額定值下安全的電壓，在這種情形中，當系統(tǒng)平衡時C3上大約是520V。
次級線圈整流器結構使用針對柵極驅動器描述的相同“DC恢復”技術，但是功率要高得多。在“下行程”期間，當Q2導通時，進入C17中的電壓變低，使其另一端比地低0.6V，使D14參與其中，并且在電容器上放置一定的電荷。在“上行程”期間，C17上升的電壓是由峰-峰初級線圈電壓以及變壓器匝數(shù)比所確定的電壓，這通過D9對次級線圈貯存器C20充電。因此，將認識到，C20接收的電壓始終等于峰-峰電壓擺幅(小了兩個二極管壓降)，并且該電壓擺幅是增壓貯存器C3上維持的電壓的反映，而與由控制器IC在維持該預期電壓期間所引起的切換波形占空因子的合理變化無關。
C17的值不是關鍵的，但是應該如此調(diào)整，以便其電壓在持續(xù)時間最長的單個切換周期中不會過度變化。如果C17太小，則其電壓在單個周期中的變化將足以終止電流的流動。在有限的情形中可以利用這種效應，但是不能與這種方案的占空因子特性的寬擺幅很好地協(xié)調(diào)。為了足夠的電流處理以及非常迅速的恢復時間而選擇D9和D14。可以替換全波二極管整流方案，而不會實質(zhì)上改變C17的動作以及峰值整流的效果。
圖示了輔助電源，其包括第二線圈，具有正電源(包括C15、D11、D10和C18)和負電源(包括C16、D12、D13和C19)。如上所述，該線圈的峰-峰電壓傳遞到每個濾波器電容器(小了兩個二極管壓降)。調(diào)節(jié)C15和C16，以通過電流的變化量，由此執(zhí)行有用的限流功能，以防止低功率二極管由于局部過載而毀壞。如圖所示，正電源將支持至少0.6A，而負電源限制在大約0.2A。以公知的方式應用線性后置穩(wěn)壓器；其損耗由于提供給其的電壓的近似穩(wěn)壓而大大減小。
所有電源都具有精確反映穩(wěn)壓的初級線圈電壓的無負載電壓。當施加負載時，由于二極管、變壓器線圈等中較小的壓降，出現(xiàn)適量的下垂。這對正確設計的功率放大器是沒有危害的，并且可以允許其處于線性穩(wěn)壓器的凈空中。然而，一個顯著的好處是系統(tǒng)提供了針對AC電壓波動的穩(wěn)壓，于是允許針對一定范圍的電壓來設計所有部件。
C14和R16形成組合減振器(RFI吸收器)和dv/dt控制元件。通過正確調(diào)節(jié)功率變壓器中縫隙的大小，由此控制分路電感的值，可以使變壓器初級線圈中的電流在每個開關斷開時從中流出。這在斷開Q2時的正常事件過程中發(fā)生，因為將Q2導通使電感器電流斜線上升。該電流在Q1截止時可以反轉不是顯而易見的，但是通過正確選擇C3、C17的值以及變壓器初級線圈電感，這是可能的。應該如此調(diào)節(jié)這些值，以使得C3最初在Q2的“截止”期開始時充電，隨后是放電期(通過Q1和變壓器向Q1和變壓器電感放電)，放電期持續(xù)到最長的切換周期(80％)結束。
這在變壓器初級線圈中以正確的極性產(chǎn)生的電流，以使電壓轉變?yōu)橄喾吹姆?。如果在變壓器電感中獲得正確極性的反轉電流以升高及降低電壓，將認識到，在變壓器輸入兩端放置一定的電容將導致限定的dv/dt，因此減少生成EMI的高頻諧波，而不會在切換器件中耗散任何能量。還應指出，在多個切換周期中，C3上的長期電壓自動地調(diào)節(jié)其自身，以在充電和放電之間維持平衡，于是使C3成為測量整體電壓(用于穩(wěn)壓器控制)的可用點。
C14和R16的加入盡管不是ERAC方案所必須的，但是提供了減小EMI的好處。通過針對流過C14的電流來布置整流器電路可以獲得進一步的好處。該電路包括D3、D4、貯存器C13以及分路穩(wěn)壓器D8?？梢哉{(diào)節(jié)C14的大小，以傳送電流，以便為控制器電路供電，而不會帶來專門的功率變壓器線圈的額外開支。因為整流器方案只影響520V行程中的大約15V，所以對減振器控制dv/dt的能力的影響非常小。
根據(jù)制造商的指示，“點滴式啟動”電阻器R80使電源電容器C10上的電壓斜線上升，直至控制器IC超過內(nèi)部閾值，并開始工作。這導致增大的工作電流，如果外部電源不迅速補充的話，這會迅速耗盡C10。通過使C10實質(zhì)上大于C13，確保在C10不能關閉控制器的閾值之前由于切換動作的開始而對C13充電，由此通過D1提供穩(wěn)定的工作電流。應該認識到，這種方案維持了所希望的能量流的平衡，而沒有過多的損耗。
控制器方案的工作電流主要由對晶體管柵極進行充電和放電所需的能量確定。這種“柵極充電”主要由器件參數(shù)以及開關的工作電壓確定。這種相同的工作電壓是電流通過C14并最終返回D1的主要決定因素。因此，該方案在寬的工作電壓上自動提供適量的控制器電路能量。如果存在例如負載故障這樣的任何條件，將會出現(xiàn)另一優(yōu)點防止切換電壓達到其正常值。如果切換電壓沒有如愿出現(xiàn)在C14上，則沒有充足的能量來維持控制器操作，并且在C10到達控制器的欠壓鎖閉值時系統(tǒng)關閉。
圖2的描述已經(jīng)公開了一種具有良好的負載及AC線路穩(wěn)壓的電源，現(xiàn)在開始參考圖2描述音頻放大電路，圖2圖示了系統(tǒng)時鐘和半電橋輸出通道。
圖2所示的基本切換電路使用公知的D類技術。商用柵極驅動器模塊U12驅動切換晶體管Q3和Q4，晶體管Q3和Q4是針對足夠的電壓、電流以及速度選擇的。這些晶體管在地與+Vcc(在這種情形中設置為+125V)之間切換。這種切換后的波形(其占空因子由調(diào)制器改變)通過L1(對脈沖積分)和C32(進一步對切換頻率濾波)，這得到了用于連接到揚聲器的音頻波形，在這種情形中能夠將200瓦輸入到8歐姆中。
然而，應該清楚，在半電橋的輸出處具有大約為電源電壓一半的平均DC電壓，該電壓被C33阻隔，其中C33的大小應該調(diào)節(jié)為通過高頻驅動器感興趣的頻率范圍。然而，使用這種公知技術的系統(tǒng)將經(jīng)歷不可接受的接通瞬變，因為在切換開始時平均DC電壓將突然出現(xiàn)，這在C33充電時在驅動器中造成大的噼啪聲。
一種公知的解決方案是平衡雙極電源，但是希望根據(jù)公共的單個貯存器來操作所有通道。商用柵極驅動器被設計為接受以較低幅值為參考的信號，于是最方便的貯存器具有以地為參考的下端。因此，加入電阻分壓器R33和R34，以緩慢使電壓上升到工作點，而不會帶來可感知的瞬變，在此期間放大器被下述系統(tǒng)保持在靜音(muting)狀態(tài)。在合適的延遲(例如，1.5秒)之后，可以開始切換而沒有可感知的干擾，其經(jīng)歷在時鐘方案之后討論的另一條件。
通過R23從C23的、以地為參考的端部進行全局反饋，以避免DC偏移。非常希望在該反饋環(huán)路內(nèi)包括輸出濾波器，因為這提供了對其輸出電壓進行穩(wěn)壓的手段，與負載如何變化無關。然而，在試圖將2極點輸出濾波器包括在高環(huán)路增益的反饋網(wǎng)絡中時，其相移引起公知的問題。因此，將2極點補償相位前導網(wǎng)絡(包括C25、C24、R21和R24)加入到R23，使得能夠相對于單極點網(wǎng)絡施加更多的反饋。C25、C24和R24的值設置2極點前導網(wǎng)絡的頻率，將該頻率調(diào)節(jié)為盡可能偏移的與輸出濾波器的相移一樣多。加入R21以減小反饋回輸入中的殘留切換噪聲的量，而不會大大減小補償網(wǎng)絡在濾波器相移最麻煩的頻率處的效果。整個反饋系統(tǒng)的環(huán)路增益可以通過控制線性運算放大器模塊的增益(例如，通過設置R22)來控制。
一種公知的用來將音頻輸入轉換為PWM脈沖序列的方案使用比較器來檢測音頻信號穿過三角波參考的時刻，這樣生成占空因子隨音頻信號幅度變化的PWM信號。然后將這種信號連接到上述柵極驅動器和切換系統(tǒng)。使用這種“開放環(huán)路”方案，即使利用上述全局反饋，一般也會導致放大器具有0.2％至1％的THD讀數(shù)；不足以用于高質(zhì)量應用。調(diào)制器之后的誤差，例如柵極驅動器中監(jiān)視定時漂移、電源電壓的變化、以及切換晶體管的不同電阻，都會干擾實際的輸出信號，于是惡化性能，除非它們每一個都單獨具有昂貴且難以制造的詳細改進措施。
在本發(fā)明的另一實施例中，如圖3所示，有利地，向該放大器拓撲以及全電橋拓撲應用額外的局部反饋方案。
調(diào)制器系統(tǒng)以來自時鐘邏輯的方波信號開始，該信號通過R27施加到C27，調(diào)節(jié)C27的值，以將方波時鐘信號積分為三角波。應該認識到，在電路系統(tǒng)內(nèi)精心放置的簡單電容器不受大多數(shù)干擾源的影響，而這些干擾源擾亂其他更精細的三角波發(fā)生器的純度。音頻信號通過R25引入，將R25的值設置為相對于時鐘輸入為高，從而不會擾亂三角波的純度。高速比較器U7檢測音頻和時鐘信號的這一混合物前向及后向穿越地的時刻，并且將互補的高低柵極驅動信號傳送到柵極驅動器模塊的兩個輸入端口。
該系統(tǒng)等價于上述“開放環(huán)路”音頻至三角波比較器，并且如果保持在這種狀態(tài)的話，將獲得類似的結果。一種出版物公開的改進建議恰好在L-C輸出濾波器之前加入R28，其耦合到切換后的輸出信號。如果以正確的極性來連接比較器，這將從切換輸出將負反饋引入到C27所形成的積分器。根據(jù)這一建議，R27和R28必須具有這樣的比值，使得來自時鐘信號的電流大于來自反饋的電流；這確保了切換頻率仍然依附到時鐘。以這種方式，可以將除了輸出濾波器自身誤差之外的所有誤差局部返回到調(diào)制器，由此使得PWM信號以最小化這些誤差的方式來在每個周期之間連續(xù)變化。
使用這種技術在整體線性方面至少產(chǎn)生了一個數(shù)量級的改進，在大多數(shù)工作范圍上獲得了0.01％至0.05％的THD，而不需要手動調(diào)節(jié)。
為了在這里所示的半電橋放大器中使用這種技術，加入C28，以解耦時鐘信號的平均DC電壓，加入C29，以解耦輸出反饋的DC分量，C26解耦來自音頻輸入部分的任何DC偏移，并且在C27周圍放置R26，以將平均電壓維持為地。這樣，比較器輸入的DC電壓保持在零，并且PWM信號在空閑時平均是50％的通/斷，在被音頻輸入信號驅動時具有從0到100％的行程。50％空閑條件精確地將切換波形放置在地與+Vcc之間的中心，這樣確保對稱的峰值輸出電壓，而與確切的Vcc電壓無關。
常常希望檢測限幅，并且向用戶警告系統(tǒng)已經(jīng)超過其額定功率。C31連接到較低的柵極驅動信號，并且在正常切換期間，通過D16和D15饋送小電流，以維持C30上的電荷。當調(diào)制達到0或100％時，系統(tǒng)限幅，切換停止，并且將R29設置為在數(shù)個切換周期內(nèi)耗盡C30?？梢酝ㄟ^任何方便的方法來檢測這種突變，并且可以用來打開信號燈或監(jiān)視器標志。應認識到，這種技術只能用于允許達到全調(diào)制的放大器。
因為這是半電橋放大器，所以對于以地為參考的輸出，可以與來自揚聲器的返回串聯(lián)放置電流感應電阻器R37。調(diào)節(jié)其值，以在所希望的峰值電流處產(chǎn)生大約0.6伏。Q7、Q8以及R32形成該電壓處的雙向閾值，將“過流”信號通過Q5和Q6傳送到全局反饋節(jié)點。這種額外的反饋抵制了電流的任何進一步增加，于是防止了過大的應力。然而，在該電流處的延長操作(可能發(fā)生在短路驅動器中)仍然能夠使各種功率處理元件過熱，因此布置Q9，以將過流標記傳送到靜音控制模塊，該模塊在預定的間隔之后傳送靜音信號。
這種類型的過流保護是有效的，但是存在一些小缺點。在限流期間易于出現(xiàn)小的振蕩，并且電流限制不響應于切換器件的溫度，但是如果這部分的功率目標適中，并且由于在連接到正常負載時應該從不達到電流限這樣的事實，這些限制是可接受的。
商用柵極驅動器IC提供使能輸入，其可以用來打開及關閉切換(或者可以布置邏輯來對PWM信號執(zhí)行相同的功能)。這允許放大器處于零耗散的待機或靜音狀態(tài)，這是對通-斷靜音、過熱或放大器操作的遙控的有價值的響應。然而，不能不冒著在輸出濾波器中產(chǎn)生瞬變的風險就隨機觸發(fā)這種輸入。本發(fā)明的另一目的是說明可以如何開始及停止切換而沒有可感知的瞬變。
已經(jīng)知道，固定頻率D類系統(tǒng)為了低的系統(tǒng)噪聲的目的需要純凈且穩(wěn)定的時鐘信號，因此使用商用部件U4、R17、Y1、C22和C23來形成晶體控制振蕩器，其頻率被標準邏輯模塊細分。首先利用該分頻器鏈的最終級來為這里所示的半電橋放大器提供同步的250kHz時鐘信號，并且為圖3的全電橋放大器提供雙相125kHz時鐘信號。不同步的時鐘頻率易于在音頻頻帶內(nèi)產(chǎn)生拍頻，這種拍頻即使在非常低時也能聽到。
注意，只要電源啟動，就將時鐘信號提供到他們各自的調(diào)制器，并且柵極驅動器使能管腳在禁止時使所有切換晶體管保持為“截止”，這有效地斷開了輸出電感器，其繼續(xù)確定發(fā)起無瞬變通/斷操作的正確時刻。注意，輸出電感器電流在正負切換時刻達到正負峰值，因此在每個切換周期的中間穿過零點。因為在零電流時可以只斷開電感器而不會造成干擾，因此這是開始或停止切換的時間。
這可以通過布置D型觸發(fā)器U81來實現(xiàn)，以便從靜音控制模塊接受異步靜音信號，并且將其同步到來自U81的125kHz分頻器鏈的一個輸出。因為125kHz轉變與250kHz脈沖同步發(fā)生，所以這有效地使得只在250kHz時鐘的選定沿觸發(fā)使能管腳。并且因為250kHz時鐘脈沖被饋送到積分器C27，并且在零附近使其變高變低，所以其電壓在這些沿的中間穿過零，這使得輸出開關轉變出現(xiàn)在每個時鐘脈沖的中間。因此，通過將使能管腳同步到任何時鐘沿，使能動作發(fā)生在輸出轉變之間的中央，這正是所希望的。通過使用125kHz時鐘，相同的好處適于圖3的全電橋放大器。注意，這種方案僅僅適用于外部時鐘源的D類系統(tǒng)(其中時鐘信號可用)。
圖3的描述圖3示出了根據(jù)本發(fā)明可替代實施例的全電橋輸出通道。已經(jīng)知道，全電橋拓撲自動向給定的負載阻抗傳送兩倍的電壓擺幅，因此傳送四倍的功率，并且有利地使用這一事實來使用公共電源將所希望的系統(tǒng)功率(例如，80％)傳送到低頻驅動器。在該示例中，例如對8歐姆負載可獲得800W。上面已經(jīng)描述了用來將半電橋驅動器耦合到其負載而沒有有害副作用的技術。全電橋放大器原則上可以直接連接到其負載，而不需要DC阻隔電容器。然而，“驅動”負載的兩端，因此沒有方便的位置來放置電流感應電阻器，并且兩端都攜帶為電源一半的平均DC電壓。當耦合到系統(tǒng)其他部分時必須克服這些問題。
電源電路使用公知的技術。兩個柵極驅動器模塊U13、U14以與圖2相似的方式利用相反極性的相同信號(從而一個為高時，另一個為低)控制半電橋Q17、Q18和Q20、Q21。電流從電源通過一個半電橋、通過負載、通過另一半電橋并流入地。每個部分都具有輸出電感器，如果定時信號足夠精確，則這些電感器方便地可以是耦合電感器L2的一半，它們由電容器C53橋接，并且行為整體上如圖2所述。
在兩個輸出之間與C52并聯(lián)連接負載。因為這一部分只是要用于直至數(shù)kHz的操作，所以可以方便地使用較低切換頻率(例如，125kHz)，并且將輸出濾波器調(diào)節(jié)為相應的較低頻率。減小的切換損耗彌補了由于傳送到負載的輸出電流增加而引起的較高傳導損耗。
注意到在兩個半電橋中出現(xiàn)相同的信號，因此只需要連接單個限幅檢測器(C50、D19、D20和R21)，其如圖2所述工作，并且按比例調(diào)整為一半頻率。
因為全電橋系統(tǒng)是平衡差分方案，所以必須為全局以及局部反饋提供平衡反饋系統(tǒng)。下面描述這些修改。
在U9:1周圍通過R42和R44采取全局反饋到相反極性的反饋節(jié)點，并且連接到適當?shù)陌腚姌颍援a(chǎn)生負反饋。C36、C39、R43以及C38、C40、R48和R40形成如圖2所述的平衡差分2極點補償網(wǎng)絡。反饋網(wǎng)絡應該盡可能對稱，但是DC阻隔電容器C35、C37防止較小的電阻容限誤差產(chǎn)生DC偏移。U10:2和U10:1產(chǎn)生匹配差分音頻信號，以饋送到調(diào)制器。
已經(jīng)結合圖2描述了誤差校正調(diào)制器的一種重要工作模式。然而，為了將這種方案用于全電橋放大器，必須以對稱的方式將來自兩個部分的誤差反饋，因此，所有電路都加倍，成為具有相反的信號極性。匹配積分器C44、C45通過R67、68從U82(圖2)接收相反極性的125kHz時鐘信號。每個積分器通過R60、R61接收各自極性的音頻信號。這些電流通過DC阻隔電容器C46、C47耦合到積分器。每個比較器通過R63、R64接收局部反饋，其將來自每個半電橋的音頻和DC反饋耦合。
這些反饋信號通過R65、R66分流到相同的負電壓。通過使用精確電阻器，兩個半電橋的DC偏移由此維持在合理地低的值，并且不受C46、C47另一側偏移的干擾?？焖俦容^器U11將互補驅動信號傳送到柵極驅動器模塊，這兩個模塊之間具有必要的極性反轉。DC伺服模塊(包括Q10、Q12、R54、R48、R49和C42)檢測負載上的任何殘留DC偏移，并且返回DC校正項，而不影響音頻頻帶反饋。
如前所述，沒有方便的位置來連接電流感應電阻器，因此本發(fā)明的另一目的是描述一種以地為參考的方案，用于測量實際切換器件中的電流。另一目的是使這種電流響應于器件溫度，從而可以在正常溫度時安全處理較大電流，而在晶體管管芯過熱時自動減小電流。
注意，所有電橋電流在與Q21串聯(lián)連接的Q17或者與Q20串聯(lián)連接的Q18中流動。因此，只需要監(jiān)視以地為參考的器件Q18和Q21以便查看電橋中流動的所有電流。因此，由相同的電路監(jiān)視每個較低器件。
一個關鍵的要求是只要在FET導通時監(jiān)視FET上的電壓并且忽略截止電壓(通常等于Vcc)。通過適當處理所采樣的導通電壓，可以獲得與通過器件的電流成正比的信號，該信號可以用來防止輸入信號超過特定閾值。
Q18的柵極驅動信號通過D22和齊納D21連接，從而只有在柵極驅動信號接近滿值時才將R73拉高。此時，Q18預期是完全“導通”，并且其電壓是感興趣的。D25被Q18拉低，這將R73拉升為比Q18上的電壓大一個二極管壓降。該電壓通過R75耦合到C51，迅速使其與所測量的電壓對齊。當Q18柵極驅動開始變低時，R73被D22斷開，因此，在Q18截止時忽略D25正極處的電壓上升。因此，C51上積累的電壓保持不變，這有效地建立了“采樣和保持”系統(tǒng)(在整個切換周期內(nèi)保持電壓測量)。調(diào)節(jié)R76，以便以一定斜率(與輸出電感器中的切換電流類似)減小該電壓，這樣產(chǎn)生了實際輸出電流的精確模擬。Q16將該電壓轉換為電流，并且從D25加入的電壓中減去其結電壓，由此產(chǎn)生通過R72的電流，該電流跟蹤Q18上的電壓，而沒有嚴重的結電壓變量。類似的單元連接到Q21。
來自Q16和Q19的每個單元的輸出連接到各自的檢測器Q13、Q15，它們的發(fā)射極由R69、R70、Q14保持在特定的閾值，從而大于該閾值的輸出電流作為額外的負反饋耦合到適當?shù)娜址答伖?jié)點，這樣防止放大器中信號的進一步增加。確切的閾值由R55和R62調(diào)節(jié)。當過流反饋出現(xiàn)時，這使相同的電流通過Q14，并且當R58上的電壓超過0.6V時，Q11導通，將C41上的電壓升高為靜音控制模塊內(nèi)確定的靜音閾值。R50、R53和C41設置延時，從而電流限的較小偏移(在某些音頻頻率和箱調(diào)諧(cabinet tuning)時可能發(fā)生)不會不必要地觸發(fā)靜音。
應該認識到，通過有效地限制功率器件上的導通壓降，在溫度升高時自動獲得了所希望的電流限減小。當管芯變熱時，導通電阻增加，因此給定電壓的允許電流減小。這相應地減小了相關的切換損耗，由此在器件過熱時自動減小了總的熱應力。
應該清楚，可以使用公知的技術來檢測粗略的過壓，例如濾波器減幅振蕩，這也可以觸發(fā)保護靜音。還可以使靜音控制模塊響應于內(nèi)部溫度測量，以及關閉放大器的遠處命令。還應清楚，放大器電壓、限幅信號以及檢測到的電流信號可以通過任何方便的方法連接到模擬或數(shù)字形式的輔助處理電路，然后可以用來執(zhí)行各種進一步的信號處理，以增強性能并改進保護。這種操作超出了本發(fā)明的范圍，但是所公開的信號的外部可用性是本發(fā)明范圍的一部分。
所公開的實施例包括作為一個總體系統(tǒng)有利地運行的多個單獨改進。使用標準部件，D類切換在低且固定的頻率處進行，同時通過采用內(nèi)部誤差校正改進了音頻性能。通過允許100％調(diào)制，獲得了最大輸出功率，并且簡單的限幅檢測方案是可能的。示出了修改，以允許半電橋和全電橋利用單個主電源貯存器來安全且有效地工作，由此獲得了輸出功率的有用分配，同時使得能夠使用簡化的電源。電源改進包括簡化和高效，同時滿足該方案的特定方案需求。
結論除非上下文另外明確指出，在說明書和權利要求中，詞語“包括”等應該理解為包含的意思，這與排他或窮舉的意義相反；也就是說，是“包括但不限于”的意思。這里所使用的術語“連接”、“耦合”或它們的任何變體意味著兩個或多個元件之間的任何連接或耦合，或者是直接的或者是間接的；元件之間連接的耦合可以是物理的、邏輯的、或者它們的組合。
另外，詞語“這里”、“上述”、“下述”以及類似詞語在本申請中使用時，應該是將本申請作為一個整體，而不是指本申請的任何特定部分。如果上下文允許，在上面的詳細描述中使用單數(shù)或復數(shù)的詞語還可以分別包括復數(shù)或單數(shù)。關于一列兩個或多個項目的詞語“或”覆蓋對該詞語的所有如下解釋該列中的任何項目、該列中的所有項目、以及該列中項目的任意組合。
上面對本發(fā)明實施例的詳細描述不是排他性的，或者要將本發(fā)明限制在上面所公開的精確形式。雖然上面為了說明目的描述了本發(fā)明的具體實施例和示例，但是在本發(fā)明的范圍之內(nèi)可以做出各種等價的修改，相關領域的技術人員將認識到這一點。
這里提供的本發(fā)明的教導可以適用于其他系統(tǒng)，而不必是上述系統(tǒng)?？梢越M合上述元件以及各種元件的行為，以提供更多實施例。
在上面的詳細描述的啟發(fā)下可以對本發(fā)明做出改變。雖然上面的描述對本發(fā)明的特定實施例進行了描述，并且描述了所認為的最佳方式，但是與上面的描述在文字上看起來如何詳盡無關，仍然可以以許多方式來實施本發(fā)明。上述補償系統(tǒng)的細節(jié)可以在其實施方式細節(jié)中存在相當大的改變，但是仍然包括在這里所公開的本發(fā)明之內(nèi)。
如前所述，在描述本發(fā)明的特定特征或方面時所使用的具體術語不應理解為暗示在這里重新定義了該術語，以局限在與該術語相關聯(lián)的本發(fā)明的任何特定特性、特征或方面。一般地，所附權利要求中所使用的術語不應理解為將本發(fā)明限制在說明書中所公開的具體實施例，除非在上面的詳細描述部分明確定義了這種術語。因此，本發(fā)明的實際范圍不僅包括所公開的實施例，而且還包括根據(jù)所附權利要求來實施或實現(xiàn)本發(fā)明時所有的等同方式。
雖然以特定權利要求的形式提出了本發(fā)明的某些方面，但是發(fā)明人想到了任意數(shù)目權利要求形式的本發(fā)明的各個方面。因此，發(fā)明人保留在提交申請之后添加額外權利要求的權利，以追求本發(fā)明其他方面的這種額外權利要求形式。
權利要求
1.一種D類音頻功率放大方法，其中大約80％的功率被傳送到使用全電橋的低頻驅動器，大約20％的功率傳送到使用半電橋的高頻驅動器，并且所述全電橋和所述半電橋根據(jù)公共的電源貯存器進行操作，所述方法包括生成平頂?shù)木匦吻袚Q波形，其峰-峰值維持在穩(wěn)定電平；通過使所生成的波形穿過高頻隔離變壓器，在至少一個次級線圈電容器貯存器上維持可預測的電壓，其中所述變壓器具有一個或多個次級線圈，它們的輸出由高頻二極管進行峰-峰整流，其中每個次級線圈獨立對一個實質(zhì)上不受其他次級線圈的負載干擾的方波電壓進行整流，并且所述波形不需要具有任何特定的高低占空因子；以及減小所述切換波形的上下轉變速度。
2.如權利要求1所述的方法，通過減小轉變速度來減少高頻諧波和EMI的生成，其中電流只在所述波形處于其峰值電壓時流動，并且在高低轉變期間不流動。
3.一種用于D類放大的功率轉換系統(tǒng)，其被配置為執(zhí)行包絡整流，其中穩(wěn)壓的峰-峰電壓在一個或多個隔離的DC貯存器上維持可預測的電壓，而無需使用大的串聯(lián)電感，并且被配置為執(zhí)行主動箝位，其中所述穩(wěn)壓的峰-峰電壓以及受限的高低占空因子產(chǎn)生恒定運行的初級切換波形，所述功率轉換系統(tǒng)包括高頻隔離變壓器，其帶有氣隙芯，被設置為產(chǎn)生可預測的分路電感值，其中所述變壓器初級線圈的第一端耦合到離線DC貯存器；第一切換晶體管，被配置為將所述變壓器初級線圈的第二端耦合到所述DC貯存器的低端；第二貯存器，其箝位初級線圈電壓，并建立“增壓電壓”，通過改變所述第一切換晶體管的通/斷比可以將所述增壓電壓維持在設定電壓；足夠數(shù)量的分路電容，跨放在所述變壓器初級線圈兩端，從而在每個切換周期結束時所存儲的感性電流足以產(chǎn)生向相反幅值的轉變，其中在分路電容器中具有可預測、適中的dv/dt，以獲得緩和的切換轉變，而在切換晶體管中沒有耗散電流。
4.如權利要求3所述的功率轉換系統(tǒng)，其中耦合到離線DC貯存器的所述變壓器初級線圈的第一端是200V至400V，并且峰-峰電壓是大約520V。
5.如權利要求3所述的功率轉換系統(tǒng)，其中通過用與所述第一切換晶體管交替受控的第二切換晶體管來替換二極管箝位以對由于泄漏電感而得到的未耦合能量的任何殘留量進行箝位，來實現(xiàn)主動箝位。
6.如權利要求3所述的功率轉換系統(tǒng)，其中如此控制所述主動箝位斷開第一開關，并且所述初級線圈電壓飛升到所述增壓貯存器電壓，于是箝位電流通過第二開關的固有二極管回流入所述增壓貯存器中；在一段相對短的時間之后接通第二開關，并且其呈現(xiàn)雙向低阻狀態(tài)，其中當泄漏能量釋放到所述貯存器時所述增壓貯存器電壓爬升，并且所述貯存器電壓超過從所述次級線圈反射回的電壓，所述次級線圈由次級線圈整流器箝位到次級線圈貯存器中；對增壓貯存器放電，直至其匹配所反射的輸出電壓，同時加入到到達負載的能量中，其中所述增壓貯存器的電壓跟蹤輸出電壓；當初級線圈分路電感器中的電流反轉時斷開第二開關，并且使初級線圈電壓變回零；以及接通第一開關，以開始下一周期。
7.如權利要求3所述的功率轉換系統(tǒng)，其中所述增壓貯存器的電壓用作穩(wěn)壓器控制系統(tǒng)的初級線圈一側的參考電壓。
8.一種功率轉換方法，包括將高頻隔離變壓器初級線圈的第一端耦合到離線DC貯存器；通過在變壓器芯中提供氣隙，在初級線圈中維持大的DC電流而不飽和；減小串聯(lián)電感；通過將第一切換晶體管配置為將所述高頻隔離變壓器初級線圈的第二端耦合到所述DC貯存器的低端，使初級線圈電流斜線上升；通過在預定間隔之后截止所述第一切換晶體管，將初級線圈電壓增加到高于DC貯存器的電平，所述DC貯存器類似于增壓轉換器；通過將所述電壓箝位到第二貯存器，建立“增壓電壓”，通過改變所述第一切換晶體管的通/斷比將所述增壓電壓維持在設定電壓；當切換動作繼續(xù)時，通過獲得限制在所述DC貯存器的下側與所述第二貯存器的所述增壓電壓之間的所希望的矩形通-斷波形，產(chǎn)生可預測的峰-峰電壓；通過在次級線圈一側對通過變壓器線圈耦合的所述電壓波形進行整流，在一個或多個隔離的次級線圈電容器上維持可預測的電壓；通過產(chǎn)生向相反幅值的轉變，獲得相對緩和的切換轉變，而在切換晶體管中沒有耗散電流，其中轉變在跨接在所述變壓器初級線圈兩端的適當大小的分路電容中具有可預測、適中的dv/dt，其中dv/dt由每個切換周期結束時所存儲的電感電流引起；以及一種配置，其中控制器通過使用常規(guī)的增壓轉換器控制功能來維持所述增壓貯存器上的電壓；通過所述高頻隔離變壓器耦合到次級線圈一側的貯存器來加載所述第二貯存器，其中所述增壓貯存器電壓耦合到所述次級線圈貯存器電壓，并且一起進行跟蹤。
9.如權利要求8所述的方法，其中對通過所述分路電容器的電流進行整流，并且使用該電流來對控制器電路供電。
10.如權利要求8所述的方法，其中初級線圈一側的控制器使所述切換波形的占空因子在限度內(nèi)變化，以在所述增壓貯存器上維持指定電壓。
11.如權利要求8所述的方法，其中所述離線電壓與增壓電壓保持在大約4∶1的比例內(nèi)，從而所述切換波形的高低比保持在這些限制之內(nèi)，并且峰值電流保持合理。
12.如權利要求8所述的方法，其中對整流后的離線電壓略微進行濾波，并且以如此的方式來操作所述增壓轉換器使其對來自AC電源的電流執(zhí)行主動的功率因素校正。
13.一種D類音頻功率放大器，包括根據(jù)公共的電源貯存器進行操作的全電橋和半電橋，其中所述貯存器由如下各項來提供高頻隔離變壓器，其中變壓器芯具有氣隙，以在初級線圈中維持大的DC電流而不飽和，并且被設置為產(chǎn)生可預測的分路電感值，并且所述變壓器初級線圈的第一端耦合到離線DC貯存器；第一切換晶體管，被配置為將所述變壓器初級線圈的第二端耦合到所述DC貯存器的低端，以使初級線圈中的電流斜線上升，其中在一定間隔之后截止所述第一切換晶體管，以使初級線圈電壓飛升到高于所述離線DC貯存器的電平，所述DC貯存器類似于增壓轉換器；第二貯存器，其箝位初級線圈電壓，并建立“增壓電壓”，通過改變所述第一切換晶體管的通/斷比可以將所述增壓電壓維持在設定電壓，其中矩形通-斷波形被限制在所述DC貯存器的下側電壓與所述第二貯存器的所述增壓電壓之間，產(chǎn)生可預測的峰-峰電壓；在所述變壓器的次級線圈一側對通過所述變壓器的線圈耦合的所述矩形通-斷波形進行整流；在一個或多個隔離的次級線圈電容器上維持可預測的電壓；由初級線圈一側的控制器在限度之內(nèi)改變所述波形的占空因子，以在所述第二貯存器上針對AC電壓的變化維持指定電壓，而不影響次級線圈一側的整流電壓；足夠數(shù)量的分路電容，跨放在所述變壓器初級線圈兩端，從而在每個切換周期結束時所存儲的電感電流足以產(chǎn)生向相反幅值的轉變，其中在所述分路電容器中具有可預測、適中的dv/dt，以獲得緩和的切換轉變，而在切換晶體管中沒有耗散電流。
14.如權利要求13所述的功率放大器，其中通過用與所述第一切換晶體管交替受控的第二切換晶體管來替換二極管箝位以對由于泄漏電感而得到的未耦合能量的任何殘留量進行箝位，在所述電源中進一步包括“主動箝位”。
15.如權利要求14所述的功率放大器，其中如此控制所述主動箝位斷開第一開關，并且所述初級線圈電壓飛升到所述增壓貯存器電壓，于是箝位電流通過第二開關的固有二極管回流入所述增壓貯存器中；在一段相對短的時間之后接通第二開關，并且其呈現(xiàn)雙向低阻狀態(tài)，其中當泄漏能量釋放到所述貯存器時所述增壓貯存器電壓爬升，并且所述貯存器電壓超過從所述次級線圈反射回的電壓，所述次級線圈由次級線圈整流器箝位到次級線圈貯存器中；對增壓貯存器放電，直至其匹配所反射的輸出電壓，同時加入到到達負載的能量中，其中所述增壓貯存器的電壓跟蹤輸出電壓；當初級線圈分路電感器中的電流反轉時斷開第二開關，并且使初級線圈電壓變回零；以及接通第一開關，以開始下一周期。
16.如權利要求13所述的功率放大器，其中所述增壓貯存器的電壓用作穩(wěn)壓器控制系統(tǒng)的初級線圈一側的參考電壓。
17.如權利要求13所述的功率放大器，其中對通過所述分路電容器的電流進行整流，并且使用該電流來對控制器電路供電。
18.一種向D類放大器提供時鐘的半電橋D類音頻放大方法，所述方法包括利用系統(tǒng)時鐘信號同步至少一部分過程；通過對所述時鐘信號積分形成三角形信號；高速比較器使用音頻輸入信號，將所述三角形信號脈沖寬度調(diào)制(PWM)為可變占空因子的方形信號；對調(diào)制后的脈沖進行積分；將所述放大器在預定的一段時間內(nèi)保持在靜音狀態(tài)，其中禁止切換；在保持期間將輸出電源緩緩升高到工作點，以避免由于在切換開始時突然出現(xiàn)平均DC電壓而引起的大的接通瞬變；在保持期之后繼續(xù)切換；將半電橋輸出反饋到放大器輸入；從切換后的輸出反饋到所述積分器，以最小化誤差；解耦所述時鐘信號的平均DC電壓；解耦所述輸出反饋的DC分量；解耦來自音頻輸入部分的任何DC偏移；將平均電壓維持為地；并且其中所述比較器輸入的DC電壓實質(zhì)上保持在零，并且所述PWM信號在空閑時實質(zhì)上平均為50％的通/斷，在音頻輸入信號驅動時行程從0到100％，并且其中實質(zhì)上為50％空閑的條件實質(zhì)上將切換后的波形放置在地與+Vcc之間的中央，這確保了與Vcc電壓無關的實質(zhì)上對稱的峰值輸出電壓。
19.如權利要求18所述的音頻放大方法，其中，對于允許達到全調(diào)制的放大器，檢測限幅，并且向用戶警告已經(jīng)超過額定功率。
20.如權利要求18所述的音頻放大方法，其中“過流”信號反饋到全局反饋節(jié)點，并且防止過大的應力，并且向靜音控制模塊傳送過流標志，該模塊在預定間隔后傳送靜音信號。
21.如權利要求18所述的音頻放大方法，其中通過使輸出切換轉變在每個時鐘脈沖的中央發(fā)生，可以在沒有可感知的瞬變的情況下開始和停止切換。
22.一種向D類放大器提供時鐘的全電橋D類音頻放大方法，其中所述D類放大器包括一對半電橋切換部分，所述方法包括將負載差分連接在這對半電橋切換部分的驅動輸出之間；利用系統(tǒng)時鐘信號同步至少一部分過程；通過對所述時鐘信號積分形成三角形信號；高速比較器使用音頻輸入信號，將所述三角形信號脈沖寬度調(diào)制(PWM)為可變占空因子的方形信號，該信號具有互補的輸出相位；對調(diào)制后的脈沖進行積分；將所述放大器在預定的一段時間內(nèi)保持在靜音狀態(tài)，其中禁止切換；在保持期之后繼續(xù)切換；將來自全電橋輸出的差分信號反饋到差分放大器輸入；將來自切換后的輸出的差分信號反饋到所述積分器，以最小化誤差；解耦所述時鐘信號的平均DC電壓；解耦所述輸出反饋的DC分量；解耦來自音頻輸入部分的任何DC偏移；利用DC伺服電路將平均差分輸出電壓維持在實質(zhì)為零；并且其中所述比較器輸入的DC電壓實質(zhì)上保持在零，并且所述PWM信號在空閑時實質(zhì)上平均為50％的通/斷，在音頻輸入信號驅動時行程從0到100％，并且其中實質(zhì)上為50％空閑的條件實質(zhì)上將切換后的波形放置在地與+Vcc之間的中央，這確保了與確切的Vcc電壓無關的實質(zhì)上對稱的峰值輸出電壓，并且確保了在負載兩端實質(zhì)上為零的平均差分電壓。
23.如權利要求22所述的音頻放大方法，其中，對于允許達到全調(diào)制的放大器，檢測限幅，并且向用戶警告已經(jīng)超過額定功率。
24.如權利要求22所述的音頻放大方法，其中在兩個下側切換器件兩端測量“過流”信號，并將其反饋到全局反饋節(jié)點，以防止過大的應力，并且向靜音控制模塊傳送過流標志，該模塊在預定間隔后傳送靜音信號。
25.如權利要求22所述的音頻放大方法，其中通過使輸出切換轉變在每個時鐘脈沖的中央發(fā)生，可以在沒有可感知的瞬變的情況下開始和停止切換。
全文摘要
公開了減小揚聲器中安裝的功率模塊的尺寸、重量及熱損耗的方法和裝置。所公開的實施例在電源及放大器中用高頻切換技術代替了傳統(tǒng)的線性技術。在這些實施例中，D類切換使用標準部件以低且固定的頻率進行，其中通過采用內(nèi)部誤差校正獲得了音頻性能改進。通過允許100％調(diào)制，獲得了最大的輸出功率，并且簡單的限幅檢測方案是可能的。公開了具有單個主電源貯存器的半電橋和全電橋，這獲得了輸出功率的有用分配，同時使得能夠使用簡化的電源。電源改進包括簡化和高效，同時滿足該方案的特定系統(tǒng)需求。優(yōu)點包括增加的聲音輸出、減小的失真、更寬的頻率范圍、較小且較輕的揚聲器外殼、以及更低的成本。
文檔編號H03F3/217GK1805274SQ200610005478
公開日2006年7月19日 申請日期2006年1月12日 優(yōu)先權日2005年1月12日
發(fā)明者帕特里克·H·奎爾特 申請人:Qsc音頻產(chǎn)品公司