專利名稱：高級數(shù)字接收機的制作方法
相關(guān)申請的交叉參考本申請要求以下在先申請的優(yōu)先權(quán)于2004年4月9日提交的美國臨時申請第60/561,085號，名稱為“Advanced Digital Receiver”(高級數(shù)字接收機)；以及于2004年8月12日提交的美國臨時申請第60/601,026號，名稱為“Advanced Digital Receiver”(高級數(shù)字接收機)。本申請也通過引用結(jié)合了以下申請于2003年4月4日提交的美國申請序列號第10/408,053號，名稱為“Carrier Recovery DTV Receivers”(載波恢復(fù)DTV接收機)；于2001年6月6日提交的美國申請序列號第09/875,720號，名稱為“AdaptiveEqualizer Having a Variable Step Size Influenced by Output from a TrellisDecoder”(具有受網(wǎng)格譯碼器的輸出影響的可變步長的自適應(yīng)均衡器)(現(xiàn)在為美國專利第6,829,297號)；于2003年4月4日提交的美國申請序列號第10/407,634號，名稱為“System and Method for Symbol Clock Recovery”(用于碼元時鐘恢復(fù)的系統(tǒng)和方法)；于2001年6月19日提交的美國申請序列號第09/884,256號，名稱為“Combined Trellis Decoder and DecisionFeedback Equalizer”(組合的網(wǎng)格譯碼器和判決反饋均衡器)；以及于2003年4月4日提交的美國申請序列號第10/407,610號，名稱為“TransposedStructure for a Decision Feedback Equalizer Combined with a TrellisDecoder”(用于帶有網(wǎng)格譯碼器的判決反饋均衡器的轉(zhuǎn)置結(jié)構(gòu))。
有關(guān)聯(lián)邦政府贊助的研究或開發(fā)的參考無序列表無發(fā)明背景發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明一般涉及數(shù)字通信技術(shù)，尤其涉及高級數(shù)字接收機。
背景技術(shù)：
描述離散數(shù)據(jù)傳輸是通過通信信道，從發(fā)射機到接收機的消息傳輸。位于發(fā)射機上的消息發(fā)送者或發(fā)送設(shè)備，通過選擇消息并經(jīng)通信信道發(fā)送代表該消息的對應(yīng)信號或波形與消息接收機通信。接收機通過觀察信道輸出來確定發(fā)送的消息。離散數(shù)據(jù)消息的連續(xù)傳輸被認為是數(shù)字通信。信道噪聲經(jīng)常干擾傳輸并使發(fā)送的消息劣化，以及導(dǎo)致接收機端對于原始消息的內(nèi)容的某種不確定性。接收機使用被稱為檢波的過程，判定發(fā)送者發(fā)送的消息或消息序列。最佳檢波使得對于發(fā)送的消息的錯誤接收機判決的概率最小。
消息由轉(zhuǎn)換為通過信道發(fā)送的電信號的位的數(shù)字序列構(gòu)成。這些位一般在調(diào)制之前被編碼。編碼是把消息從固有形式(一般為位)轉(zhuǎn)換為代表消息的值。調(diào)制是把值轉(zhuǎn)換為模擬信號用于通過信道傳輸?shù)倪^程。該信道不但確定性地而且用隨機噪聲使傳送的信號失真。這些干擾正確接收的情況包括加性高斯白噪聲(AWGN)以及相干噪聲、頻率相關(guān)信道失真、時間相關(guān)信道失真、和多徑衰落。因為這些影響，發(fā)送的消息在到達接收機時變壞是存在一定可能性的。
一旦接收，接收機對進入的波形進行解調(diào)。一般來說，解調(diào)試圖盡可能精確地恢復(fù)原始發(fā)送的信號并轉(zhuǎn)換經(jīng)恢復(fù)的信號以估計這些值。對于該處理有許多步驟，包括把射頻(RF)和近基帶中頻(IF)信號下混頻至基帶表示、信道均衡和譯碼。采取碼元和載波恢復(fù)以便離散時間采樣處于正確的碼元速率，并且信號被精確地下移至基帶。接收機使用檢波器蓋然性地確定值估計?？紤]可能的發(fā)送值和潛在的信道引起的誤差的、由接收機用來對接收信號進行解調(diào)和檢波的方法是重要的。然后通過把值估計轉(zhuǎn)換回消息的固有形式，對值估計進行譯碼。
數(shù)字通信系統(tǒng)通過以每個碼元間隔一次對解調(diào)器的輸出進行周期性采樣來接收發(fā)送的信息。這要求接收機設(shè)計克服與非理想傳輸信道條件下系統(tǒng)同步有關(guān)的問題，被認為是與碼元定時和載波恢復(fù)有關(guān)。接收機對接收信號進行采樣的最佳次數(shù)一般是未知的，這是因為從發(fā)射機到接收機的傳播延遲以及諸如多徑之類的信道條件的影響。發(fā)送信號中的傳播延遲還導(dǎo)致載波相位偏移。對那些要求接收機使用相位相干檢波器的那些傳輸系統(tǒng)來說，接收機直接從接收信號產(chǎn)生對傳播延遲的估計并導(dǎo)出對發(fā)送的碼元定時的估計和相位誤差。例外情況是導(dǎo)頻或控制信號嵌入于發(fā)送信號中的情況。這種情況下，接收機使用嵌入的導(dǎo)頻或控制信號以使接收機和發(fā)射機同步。在任一種情況下，接收機通過執(zhí)行三個基本功能載波恢復(fù)、定時恢復(fù)、以及信道均衡來克服系統(tǒng)同步的障礙。
如上所述，載波恢復(fù)處理包括對接收的射頻(RF)信號進行解調(diào)的若干步驟。部分地，對近基帶信號進行解調(diào)以恢復(fù)承載信息的基帶信號，并去除任何殘留載波相位偏移。該最后步驟通常被稱為鎖相。
定時恢復(fù)處理用于恢復(fù)發(fā)射機時基以及同步接收機和發(fā)射機時鐘。一旦完成，這種同步允許接收機以最佳時間點對接收信號進行采樣，并減少限幅誤差。
信道均衡處理試圖補償傳輸信道內(nèi)的缺陷，這些缺陷在接收信號穿越信道時改變接收信號的幅度和相位。這些缺陷一般是頻率相關(guān)的、時間相關(guān)的以及動態(tài)的。因此，使用自適應(yīng)均衡器濾波器系統(tǒng)以去除來自信道的幅度和相位失真是有益的。
存在許多鎖相環(huán)(PLL)技術(shù)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的有限的一些示例性的方法是邊環(huán)(Costas loop)、矩形環(huán)、以及更為一般地判決導(dǎo)向(decision-directed)和非判決導(dǎo)向環(huán)。
鎖相機制一般涉及三個公共元素。它們是相位誤差檢測/生成、相位誤差處理、以及本地相位重建。由鑒相器實現(xiàn)的相位誤差檢測操作得出接收機檢測的發(fā)送信號相位與接收機所導(dǎo)出的進入信號的相位估計之間的相位差測量。相位誤差測量是接收的信號與實際發(fā)送的信號的相位之間的差異。
一般由積分器或低通環(huán)路濾波器實施的相位誤差處理操作通過在一段時間或一個時間窗口上對相位誤差的大小進行平均，來提取基本的相位差趨勢。經(jīng)過適當設(shè)計，相位誤差處理操作濾去相位誤差信號中的隨機噪聲和其他不需要的分量。為了確保穩(wěn)定性，環(huán)路濾波器吸收鑒相器中固有的增益。鎖相環(huán)內(nèi)可以使用模擬、數(shù)字以及混合的模擬-數(shù)字相位誤差檢測方法。這些方法使用的組件包括但不限于模2π鑒相器、二進制鑒相器、分相濾波器、以及最大似然載波相位估計器。
本地相位重建操作負責本地振蕩器的產(chǎn)生和相位。本地振蕩器用于用具有與近基帶信號相同頻率和相位的本地產(chǎn)生的振蕩器頻率對近基帶信號進行解調(diào)。當被鎖定時，所產(chǎn)生的本地振蕩器信號具有與正被解調(diào)成基帶的信號相同的頻率和相位。可以使用模擬或數(shù)字裝置實現(xiàn)本地振蕩器。各種類型的壓控晶體振蕩器和數(shù)控振蕩器(分別為VCXO和NCO)都可被用于再生本地載波。
在模擬電路的情況下，使用壓控振蕩器實現(xiàn)本地相位重建操作。VCXO使用經(jīng)處理的相位誤差信息，通過強制相位誤差為零來再生進入信號的本地相位。
實際上，任何鎖相機制都有一些有限的延遲，因此該機制試圖預(yù)測進入的相位，然后以新的相位誤差的形式測量該預(yù)測的精確性。鎖相機制越快地跟蹤相位偏移，該機制就越容易受隨機噪聲和其他缺陷的影響。在接收信號存在于強多徑環(huán)境的情況中更是如此。因此，當設(shè)計同步系統(tǒng)時，這兩種競爭效果間可作出適當?shù)恼壑小?br> 定時恢復(fù)或同步是接收機將其本地時基與發(fā)射機碼元速率進行同步的處理。這允許碼元周期精確的采樣時間瞬間，以便使得正確確定發(fā)送的碼元的值的似然性最大化。如前所述，PLL子系統(tǒng)并不足以恢復(fù)碼元速率。相反，添加單獨的碼元定時恢復(fù)功能與PLL相結(jié)合以提供定時恢復(fù)。不適當?shù)拇a元定時恢復(fù)是符號間干擾(ISI)的一個來源，并且嚴重劣化了接收機的性能。
如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，解調(diào)器輸出的正確采樣直接依賴于正確的定時恢復(fù)。系統(tǒng)使用許多方法來完成本地時鐘恢復(fù)。在第一系統(tǒng)中，各種類型的時鐘信號被編碼成位流。在第二系統(tǒng)中，不發(fā)送預(yù)先定義的同步碼元且只發(fā)送數(shù)據(jù)，并且從接收的數(shù)據(jù)流得出鎖定的本地時鐘。應(yīng)該注意到，因為帶寬效率的要求，后一系統(tǒng)似乎更為普遍。
此外，關(guān)于定時恢復(fù)方法在對接收機的判決設(shè)備輸出的使用方面也是可以區(qū)別的。非判決輔助方法不依賴于判決設(shè)備的輸出。這種方法的例子是平方律定時恢復(fù)方法。同樣，包絡(luò)定時恢復(fù)是用于正交幅度調(diào)制(QAM)接收機中的一種等價的平方律定時恢復(fù)方法。
判決導(dǎo)向(也稱為判決輔助)定時恢復(fù)使用判決設(shè)備的輸出。判決導(dǎo)向定時恢復(fù)方法的一個例子使線性均衡器(LE)或判決反饋均衡器(DFE)與判決設(shè)備輸出之間的采樣時間相位上的均方誤差最小。
判決設(shè)備負責將碼元值分配給從解調(diào)器獲得的每個采樣。存在硬判決設(shè)備和軟判決設(shè)備。硬判決設(shè)備的例子是判決限幅器或維特比(Viterbi)譯碼器。在判決導(dǎo)向定時恢復(fù)方法的情況下，注意確保在判決設(shè)備輸出和輸入采樣函數(shù)之間沒有過度的延遲。過度的延遲劣化了接收機的總體性能，或者在最壞的情況下，導(dǎo)致鎖相環(huán)變得不穩(wěn)定。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的那樣，碼元定時估計的質(zhì)量依賴于總信噪比(SNR)以及是信號脈沖形狀和信道特性的函數(shù)。
存在很多信道失真和干擾來源可能導(dǎo)致差的接收機性能，例如可以通過接收機設(shè)計的誤碼率(BER)或總的數(shù)據(jù)傳送速率來測量。因素包括噪聲、AWGN、符號間干擾(ISI)和多徑條件。
接收機也對具有顯著多徑特性的信道進行補償。取決于信道頻率響應(yīng)和時變多徑效應(yīng)，有各種對多徑現(xiàn)象進行分類或描述的手段。本領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟知的四個公共的分類是慢變頻率非選擇性衰落、快變頻率非選擇性衰落、慢變頻率選擇性衰落、快變頻率選擇性衰落。
一般來說，多徑是發(fā)送的信號通過不同的傳輸路徑到達接收機的結(jié)果，其中每條路徑對接收機有唯一的合成傳播時間。多徑引起的ISI導(dǎo)致接收機與信道的非恒定幅度和非線性相位響應(yīng)進行抗衡。第二個效應(yīng)指衰落。衰落是由于與每個傳播路徑有關(guān)的傳播延遲造成的，導(dǎo)致在接收機處的相長干擾和相消干擾。衰落導(dǎo)致SNR的劣化。
該簡單的描述被進一步提煉成本領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟悉的四個分類，由其實際暗示來概括。實際上，表現(xiàn)出慢變的、頻率非選擇性衰落的信道意味著所有的傳播路徑都在一個碼元周期被接收，并且該信道均等地影響所有的信號頻率分量。這被認為是最容易補償?shù)乃ヂ湫诺垃F(xiàn)象。快變、頻率非選擇性衰落產(chǎn)生于信道在碼元周期內(nèi)變化的情況?？焖ヂ浜茈y有效地補償。
當信道在頻率域內(nèi)使接收的碼元失真，且并非所有的頻率分量都均等地受到影響時，可把信道表征為具有慢的、頻率選擇性多徑。結(jié)果，基帶脈沖形狀失真，且符號間干擾產(chǎn)生。最后，快變、頻率選擇性衰落被認為是最壞的信道類型，當接收的碼元在許多碼元周期上擴展且信道特性也在碼元周期內(nèi)變化時會出現(xiàn)這種情況。
如圖1所示，衰落也大致被分為大規(guī)模和小規(guī)模衰落。接收機的大運動(如發(fā)生在移動應(yīng)用中)導(dǎo)致大規(guī)模衰落，而小規(guī)模衰落是由于接收機的運動。大規(guī)模衰落也叫做對數(shù)正態(tài)(log-normal)衰落，因為其幅度有對數(shù)正態(tài)概率密度函數(shù)。根據(jù)最好地描述小規(guī)模衰落的概率分布函數(shù)(pdf)，小規(guī)模衰落通常被描述為瑞利(Rayleigh)衰落或萊斯(Ricean)衰落。此外，Nakagami-m分布也被用于表征一些多徑信道條件。
許多現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)使用自適應(yīng)均衡來補償改變信號傳輸信道中的條件和擾動的影響。均衡被用于去除由傳輸信道失真引起的符號間干擾，并且可在基帶或通帶信號上執(zhí)行。均衡通常在載波恢復(fù)和下混頻以生成基帶信號之前，對近基帶信號進行。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，在判決導(dǎo)向載波恢復(fù)處理中尤其如此，這要求至少部分打開的眼。
圖2中顯示了8-VSB，即殘留邊帶的眼圖。該眼圖是在采樣瞬間接收的RF信號的幅度的許多軌跡的覆蓋圖。許多信號軌跡的會聚構(gòu)成七個“眼”，它們與接收機內(nèi)的時鐘脈沖的出現(xiàn)保持一致。在每個采樣時間，解調(diào)的RF幅度假定是八個可能的級別之一。如果8-VSB信號在傳輸期間被破壞，這些“眼”將關(guān)閉并消失，因為RF信號在恰當?shù)乃查g不再擁有正確的幅度。
自適應(yīng)均衡器濾波器系統(tǒng)實際上是具有補償信道失真的可更改的頻率和相位響應(yīng)的自適應(yīng)數(shù)字濾波器。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的那樣，可以采用許多架構(gòu)、方法和算法來實現(xiàn)該功能。一個實施例中，前饋均衡器(FFE)產(chǎn)生提供給判決反饋均衡器(DFE)的部分均衡的信號。在該類型的典型系統(tǒng)中，F(xiàn)FE負責使由前體符號間干擾(ISI)(precursor ISI)引起的重影(ghost)最小化或消除，而DFE負責使由后體ISI(postcursor ISI)所引起的重影最小化或消除。另一個系統(tǒng)中，F(xiàn)FE減少或消除由前體和某些前體ISI引起的重影，而DFE減少或消除由后體ISI所引起的重影。
通過對信道估計和均衡的應(yīng)用來減少多徑引起的ISI對接收機性能的影響。信道估計的有效性與ISI的消除有直接關(guān)系。從理論上講，理想的信道估計將提供對ISI的完全去除。然而，當存在特別惡劣的信道特性時，獲得理想的信道估計就有問題的。
在多徑干擾存在時改善性能的另一種方法是基于分集原則。不同的傳播路徑被組合使用以減輕多徑衰落。這樣做是可能的，因為傳播路徑通常不相關(guān)，意味著不可能所有的路徑會同時衰落。分集概念把信道衰落機制建模成信道突發(fā)誤差。因此，提供發(fā)送信息的時間上的或基于頻率的冗余副本就改善了成功的數(shù)據(jù)傳輸?shù)目赡苄浴?br> 分集技術(shù)包括時間分集和頻率分集。頻率分集要求在許多載波上傳送相同的信息，其中相繼的載波的間隔等于或超過該信息信道的相干帶寬。時間分集使用在許多個(L個)不同的時隙內(nèi)傳輸?shù)南嗤某休d信息信號的許多個(L個)獨立衰落版本，其中相繼的時隙的間隔等于或超過該信道的相干時間。因此，基于傳輸路徑，發(fā)送的信息的L個副本以基于傳輸路徑的變化的時間提供給接收機。
這個概念的一種實現(xiàn)是瑞克接收機(Rake Receiver)。瑞克接收機利用多徑現(xiàn)象來改善系統(tǒng)性能。多個基帶相關(guān)器被用于個別地處理多個多徑分量。然后，相關(guān)器的輸出相加以增加總信號強度。
以上的描述只是可采用的、部分的、非有限的一些示例性技術(shù)，并不意圖以任何方式表示對本發(fā)明的限制。
盡管在本領(lǐng)域當前情況下可以使用很多技術(shù)，然而在存在強多徑環(huán)境時，接收機表現(xiàn)出顯著的性能劣化。這在陸地數(shù)字廣播系統(tǒng)的情況下是尤為正確的。特別是，本領(lǐng)域的當前情況下，使用均衡器的接收機一般使用相減法以去除干擾的多徑信號。這在變化的多徑衰落環(huán)境下有顯著的缺點。特別是，這些接收機系統(tǒng)試圖識別并鎖定通過給定的傳輸路徑或信道進入的單個最強的接收信號。這是在均衡器啟動時通過在FFE的中心點建立單位大小的抽頭來實現(xiàn)的。一旦接收，就從接收進的總信號中減除與其他傳輸路徑相對應(yīng)的信號。這就有效地從接收處理中去除了所有的分集(如果該系統(tǒng)中使用分集)。同樣，當最初的多徑信號的強度衰落或出現(xiàn)新的更強的信號時，接收機可能失鎖。這就在接收機引入顯著的載波相位偏移。因此，變化的多徑條件通常需要接收機重新獲得載波鎖定，這就導(dǎo)致對接收機處的用戶來說，可能會有顯著的信息流的破壞。
發(fā)明概述根據(jù)本發(fā)明的一方面，一種用于處理從信道接收的信號的數(shù)字接收機包括數(shù)字解調(diào)器以及與該數(shù)字解調(diào)器耦合的均衡器。均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭。與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)以及所有與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值是動態(tài)確定的。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，一種用于處理從信道接收的信號的數(shù)字接收機包括同步單元、與該同步單元耦合的數(shù)字解調(diào)器、以及與該解調(diào)器耦合的均衡器。均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中前饋濾波器和DFE包括多個抽頭。與多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)以及所有與多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值是共同優(yōu)化的。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面，一種用于處理從信道接收的信號的方法包括提供數(shù)字解調(diào)器以及提供與解調(diào)器耦合的均衡器。均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭。與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)以及所有與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值是動態(tài)確定的。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面，一種用于處理從信道接收的信號的方法包括提供同步單元、提供與該同步單元耦合的數(shù)字解調(diào)器、以及提供與該解調(diào)器耦合的均衡器。均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中前饋濾波器和DFE包括多個抽頭。與多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)以及所有與多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值是共同優(yōu)化的。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面，一種用于處理從信道接收的信號的計算機可讀介質(zhì)包括用于實現(xiàn)多個例程的程序。第一例程實現(xiàn)數(shù)字解調(diào)器。第二例程實現(xiàn)對該解調(diào)器作出響應(yīng)的均衡器。均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭，并且系數(shù)與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)。第三例程動態(tài)確定所有與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面，一種用于處理從信道接收的信號的計算機可讀介質(zhì)包括用于實現(xiàn)多個例程的程序。第一例程實現(xiàn)同步單元。第二例程實現(xiàn)對該同步單元作出響應(yīng)的數(shù)字解調(diào)器。第三例程實現(xiàn)對該解調(diào)器作出響應(yīng)的均衡器。均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中前饋濾波器和DFE包括多個抽頭，并且系數(shù)與多個抽頭相關(guān)聯(lián)。第四例程共同優(yōu)化所有與多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值。
通過考慮以下的詳細描述，本發(fā)明的其他方面和優(yōu)點會變得顯而易見。


圖1是顯示小規(guī)模和大規(guī)模衰落隨時間的關(guān)系的圖表；圖2是顯示8-VSB調(diào)制的開放眼圖的圖表；圖3是根據(jù)本發(fā)明的高級數(shù)字接收機的示意性框圖。
圖4是顯示數(shù)據(jù)段和幀同步結(jié)構(gòu)的ATSC基帶成幀編碼段格式的示意圖；圖5是圖3中的高級數(shù)字接收機中使用的均衡器的一個實施例的示意圖；圖6是基于信道延遲估計單元(CDEU)的段同步的一個實施例的框圖；圖7是顯示出相對于傳輸信道中檢測出的重影的虛中心的相對位置的示意圖；圖8是顯示傳輸信道中檢測出的重影的相對位置的示意圖；圖9是ATSC段同步相關(guān)器的一個實施例的框圖；圖10是“漏”積分器的一個實施例的框圖；圖11是質(zhì)心估計器的一個實施例的框圖；圖12是說明CDEU的操作的流程圖；圖13是基于CDEU的段同步的另一實施例的框圖；圖14是基于CDEU的幀同步的實施例的框圖；圖15顯示相對于窗函數(shù)的傳輸信道中的重影信號的位置；圖16是說明CDEU的又一實施例的操作的流程圖；圖17顯示相對于窗函數(shù)的傳輸信道中的重影信號的位置；圖18是基于CDEU的幀同步的另一實施例的框圖；圖19A-19D顯示虛信道的虛中心、FFE輸出(ZOUT)以及FFE和DFE抽頭和系數(shù)之間的關(guān)系；
圖20A和20B顯示虛信道的虛中心、FFE輸出(ZOUT)以及FFE和DFE抽頭之間的關(guān)系；圖21是說明圖3的系統(tǒng)20用于產(chǎn)生重疊的均衡器結(jié)構(gòu)或無固定中心抽頭的均衡器的操作的流程圖；圖22是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖23是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖24是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖25是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖26是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖27是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖28是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖29是使用重疊的均衡器的同步和解調(diào)反饋系統(tǒng)的實施例的框圖；圖30是說明圖29的系統(tǒng)900的另一個實施例的操作的流程圖，用于控制重疊的均衡器優(yōu)化過程的操作以及同步并解調(diào)控制反饋環(huán)；圖31是使用重疊的均衡器的同步和解調(diào)反饋系統(tǒng)的又一實施例的框圖；圖32是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖33是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖34是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖35是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖36A和36B分別顯示定時偏移后置濾波器和載波偏移后置濾波器的品質(zhì)特性；圖37是用于控制數(shù)字接收機系統(tǒng)中的VCXO的字段/幀同步相關(guān)定向控制系統(tǒng)的實施例的框圖；圖38A-38C顯示對信道中的重影信號的位置的相關(guān)加權(quán)函數(shù)的關(guān)系；圖39是相關(guān)定向同步反饋系統(tǒng)的實施例的框圖；圖40是描述相關(guān)定向同步反饋環(huán)系統(tǒng)的實施例的操作的流程圖；圖41是基于相關(guān)定向控制信號產(chǎn)生段同步的系統(tǒng)的實施例的框圖；圖42是描述用于基于相關(guān)定向控制信號產(chǎn)生段同步的系統(tǒng)的實施例的操作的流程圖；
圖43是基于相關(guān)定向載波反饋環(huán)的段同步的實施例的框圖；圖44是信道延遲定向同步反饋環(huán)的實施例的框圖。
較佳實施例的詳述為了促進對本發(fā)明的原理的理解，現(xiàn)在將參考附圖中說明的實施例，并且將用明確的語言來描述。盡管如此，仍應(yīng)該理解這并不意圖限制本發(fā)明的范圍。所描述的實施例的任何改變和進一步的修改，以及這里描述的本發(fā)明的原理的任何進一步的應(yīng)用，對于本發(fā)明所涉及的領(lǐng)域的技術(shù)人員來說都是可正常想到的。
圖3中說明的本系統(tǒng)的一個方面是在惡劣的多徑環(huán)境中接收調(diào)制信號時，具有顯著改善的穩(wěn)定性和性能的數(shù)字接收機系統(tǒng)。這種新的數(shù)字接收機中包含的技術(shù)、設(shè)備以及系統(tǒng)可適合于各種調(diào)制格式，包括但不限于QAM、偏移QAM以及VSB。作為例示，所感興趣的一個非限定的示例性的傳輸標準是為美國的HDTV廣播而采用的ATSC標準。ATSC傳輸標準使用具有抑制載波頻率的導(dǎo)頻信號的抑制載波8-VSB信號，用于實現(xiàn)VSB接收機內(nèi)的載波鎖定。如圖4所示，ATSC數(shù)據(jù)傳輸格式包含每幀兩個字段。每個字段有313個由832個多級碼元組成的段。每個段有四個碼元段同步字符，其后跟隨828個碼元的有效載荷。每個字段的第一段包含字段同步段，而剩下的段用于傳輸數(shù)據(jù)分組。字段同步由預(yù)先確定的511碼元偽隨機數(shù)(PN)序列和三個預(yù)先確定的63碼元長的(PN)序列來表征。中間的63碼元長的(PN)序列在每個相繼的字段內(nèi)被反轉(zhuǎn)。VSB模式控制信號(在VSB構(gòu)象(constellation)大小內(nèi)定義)緊跟著最后的63PN序列，之后是92個保留的碼元和從前一字段復(fù)制的12個碼元。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將理解，無需過度的實驗，本發(fā)明可適合于其他傳輸標準。
本發(fā)明的一個實施例是圖3所示的系統(tǒng)20。系統(tǒng)20接收并處理ATSC廣播信號，且包括模擬前端接收機30、同步40、數(shù)字解調(diào)器42、奈奎斯特(Nyquist)根濾波器(NRF)44、均衡器46、前向糾錯(FEC)48、非相干控制(NCC)50、判決導(dǎo)向控制(DDC)52和控制系統(tǒng)54。系統(tǒng)20的進一步的實施例在系統(tǒng)20內(nèi)的各個點還檢測段同步、字段/幀同步的存在，以及信噪比(SNR)。作為例示，系統(tǒng)20的一些實施例確定接收的數(shù)據(jù)的SNR。其他的實施例基于接收的同步信號確定接收信號的SNR。某些其他的實施例基于數(shù)據(jù)差錯率來量化均衡器的性能。類似地，系統(tǒng)20的其他元件也使用數(shù)據(jù)差錯率來量化其性能。如在美國專利第6829297中所描述的那樣，還有一些其他實施例還使用均衡器內(nèi)的網(wǎng)格譯碼器所導(dǎo)出的性能度量(metrics)。
系統(tǒng)20的一些實施例還在均衡器46的其中一個輸出中檢測幀同步或字段同步信號。系統(tǒng)20的其他實施例確定同步40或數(shù)字解調(diào)器42是否被鎖定在接收信號。
控制系統(tǒng)54(未顯示)連接到系統(tǒng)20的各個元件，并且一般控制系統(tǒng)20的功能。作為例示，在一些實施例中，控制系統(tǒng)54監(jiān)視系統(tǒng)啟動、操作模式選擇、以及均衡器系數(shù)的自適應(yīng)。如后面所述，控制系統(tǒng)54接收信道延遲估計84(CDE)、均衡器輸出88和自適應(yīng)碼元判決94?？刂葡到y(tǒng)54還接收信號段同步96、字段/幀同步98、SNR100、VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。段同步96是指示在均衡器46想要的輸出處或系統(tǒng)20的其他元件處檢測到有效的段同步的信號。字段/幀同步98是指示在均衡器46想要的輸出處或系統(tǒng)20的其他元件處檢測到有效的字段/幀同步的信號。類似地，SNR 100是在均衡器46想要的輸出處接收信號的估計的SNR。VCXO鎖定102是指示同步40已被鎖定到進入信號的時基的信號。最后，NCO鎖定104是指示數(shù)字解調(diào)器42被鎖定到進入的載波的信號。
模擬前端接收機30的輸入連接到天線或接收廣播信號的其他信號源。模擬前端接收機30調(diào)諧到想要的RF廣播信號、提供自動增益控制(AGC)和信號放大、并把接收的信號轉(zhuǎn)換為要用于解調(diào)處理的中頻(IF)。模擬前端接收機30可包括RF調(diào)諧電路、IF電路、以及在存在噪聲時優(yōu)化接收信號的自動增益控制電路。模擬前端接收機30還把接收的信號下變頻為近基帶信號。作為例示，接收的ATSC標準中所采用的近基帶載波抑制8-VSB信號的IF通帶信號大致以5.38MHz為中心。
根據(jù)本發(fā)明，同步40是整個定時恢復(fù)功能的一部分，該功能負責對進入的信號進行采樣，并把系統(tǒng)20與進入信號的時基同步。同步40從模擬前端接收機30接收模擬近基帶信號60，并產(chǎn)生數(shù)字化的近基帶信號62。同步40還從判決導(dǎo)向控制52接收判決導(dǎo)向同步反饋信號66，以及從非相干控制54接收非相干同步反饋信號64。
在本發(fā)明的一些實施例中，同步40包括A/D轉(zhuǎn)換器(未顯示)，它基于受控反饋VCXO產(chǎn)生的采樣時鐘對進入的模擬近基帶信號60進行采樣以產(chǎn)生數(shù)字的近基帶信號60?？刂葡到y(tǒng)54控制同步40以選擇判決導(dǎo)向同步反饋信號或非相干同步反饋信號64，來控制A/D采樣時鐘的相位和頻率。在其他實施例中，同步40還接收相關(guān)導(dǎo)向控制反饋信號(未顯示)。選擇的反饋信號被濾波以產(chǎn)生控制VCXO輸出頻率和相位的控制信號。
作為例示，在某些實施例中，控制系統(tǒng)54最初將同步40配置成使用非相干同步反饋信號64來控制VCXO操作。同步40基于受控反饋VCXO采樣時鐘對模擬的近基帶信號60進行采樣。系統(tǒng)20至少部分收斂后，控制系統(tǒng)54有選擇地將同步40配置成以使用判決導(dǎo)向同步反饋信號66來控制VCXO操作。作為例示，適合于ATSC系統(tǒng)的同步40的一些實施例包括以大約21.52MHz速率驅(qū)動A/D采樣的VCXO，該速率是ATSC系統(tǒng)中接收信號的碼元速率的兩倍。VCXO已經(jīng)鎖定在接收信號的時基后，控制系統(tǒng)54從VCXO鎖定102中接收正的指示。將理解到，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可使用許多技術(shù)來確定VCXO是否被鎖定在進入的信號。
在其他實施例中，同步40對固定采樣速率A/D的輸出進行重新采樣。作為例示，A/D以固定速率對進入的信號采樣。采樣速率轉(zhuǎn)換器對數(shù)字化的近基帶信號重新采樣，以導(dǎo)出與進入的碼元速率同步的想要的輸出采樣速率。與以上討論的類似，控制系統(tǒng)54基于系統(tǒng)20的操作狀態(tài)，使用非相干同步反饋信號64或判決導(dǎo)向同步反饋信號66選擇性地控制重新采樣處理。
數(shù)字解調(diào)器42是系統(tǒng)20的整個載波跟蹤和恢復(fù)功能的一部分，并把同步40的近基帶輸出解調(diào)至基帶。如圖3所示，數(shù)字解調(diào)器42從同步40接收數(shù)字化的近基帶信號62、從判決導(dǎo)向控制52接收判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號、以及從非相干控制50接收非相干載波跟蹤反饋信號72。盡管并未顯示，但是數(shù)字解調(diào)器42的其他實施例還接收相關(guān)導(dǎo)向控制反饋信號。根據(jù)一個實施例，數(shù)字解調(diào)器42數(shù)字化地把近基帶信號62下調(diào)制成有同相分量信號68和正交分量信號70的二次過采樣復(fù)合基帶輸出。在后面會討論的濾波步驟之前，同相分量信號68和正交分量信號70有負的和正的頻率分量。數(shù)字解調(diào)器42的輸出由奈奎斯特根濾波器44進行低通過濾，以去除帶外信號。
如后面將闡釋的那樣，控制系統(tǒng)54選擇性地控制支配數(shù)字解調(diào)器42的操作的反饋信號。在最初的系統(tǒng)啟動期間，數(shù)字解調(diào)器42的操作由來自NCC 50的非相干載波跟蹤反饋信號控制。NCC 50跟蹤接收的載波頻率并控制由數(shù)字解調(diào)器的NCO部分產(chǎn)生的下混頻頻率。系統(tǒng)20至少部分收斂后，控制系統(tǒng)54配置數(shù)字解調(diào)器42以使用判決導(dǎo)向控制反饋環(huán)信號來提供改善的載波跟蹤，并控制下轉(zhuǎn)換過程。在數(shù)字解調(diào)操作的某些想要的點上，NCO鎖定104指示控制系統(tǒng)54NCO被鎖定在接收信號的載波。
在本發(fā)明的一些實施例中，僅同相分量信號68由均衡器46使用來降低系統(tǒng)的復(fù)雜性。可選地，本發(fā)明的其他實施例結(jié)合系統(tǒng)20的均衡器46內(nèi)結(jié)合的微小間隔的FFE來使用過采樣的基帶信號。
解調(diào)器42提供同相分量信號68和正交分量信號70作為NRF 44和NCC 50的輸入。NRF 44從已解調(diào)的信號中過濾出高頻分量，以產(chǎn)生經(jīng)濾波的同相基帶信號(IF)76和經(jīng)濾波的正交基帶信號(QF)，作為均衡器46的輸出。在一些實施例中，NRF 44是有5.38MHz雙邊帶帶寬和11％的頻率響應(yīng)下降的低通濾波器。
如在結(jié)合于此的發(fā)明人的共同待決的申請美國申請序列號第10/408,053，名稱為“Carrier Recovery for DTV Receivers”以及美國申請序列號第10/407,634，名稱為“System and Method for Symbol Clock Recovery”中所描述的那樣，NCC 50使用關(guān)于上奈奎斯特斜率(upper Nyquist slope)和下奈奎斯特斜率(lower Nyquist slope)的導(dǎo)頻信號和冗余信息，以導(dǎo)出非相干載波跟蹤反饋信號和非相干碼元定時同步信號。如較早所提及的那樣，NCC 50提供非相干載波跟蹤反饋信號72作為數(shù)字解調(diào)器42的輸入，以及提供非相干同步反饋信號64作為同步40的輸入。
如圖3所示，均衡器46從NRF 44接收基帶分量信號IF76和QF78。在一些實施例中，均衡器46使用IF76和QF78。在其他實施例中，均衡器46只使用IF76，也稱為解調(diào)信號的有功分量。
均衡器46的一些實施例使用前饋技術(shù)建立并更新系數(shù)，而其他的實施例使用反饋技術(shù)，如LMS擬合。某些實施例估計信道延遲作為該過程的一部分。均衡器46向控制系統(tǒng)54提供CDE 84。然后，控制系統(tǒng)54通過LMS算法控制均衡器系數(shù)自適應(yīng)過程，以導(dǎo)出通過方便地組合多個接收的重影信號來創(chuàng)建穩(wěn)定的接收信號的虛信道。
在其他實施例中，均衡器46包括結(jié)合在均衡器結(jié)構(gòu)中的網(wǎng)格譯碼器。在一些實施例中，網(wǎng)格譯碼器的輸出被用于更新均衡器DFE中的數(shù)據(jù)采樣或指示在進行的基礎(chǔ)上的均衡器系數(shù)自適應(yīng)過程。在其他實施例中，中間的網(wǎng)格譯碼器級輸出被用于控制均衡器。又一些其他實施例，如美國專利申請第10/407,610，名稱為“Transposed Structure for Decision Feedback EqualizerCombined with Trellis Decoder”中所示，包括組合的DFE-網(wǎng)格譯碼器結(jié)構(gòu)。還有一些實施例，如美國專利申請第09/884,256中所示，來自網(wǎng)格譯碼器的中間階段的輸出通過映射耦合到DFE的某些階段的輸入。
如這里所述，均衡器46包括用于估計傳輸信道的信道延遲的技術(shù)，承載信息的信號是通過該傳輸信道發(fā)送的。均衡器46向控制系統(tǒng)54提供CDE 84，后者結(jié)合其他均衡器自適應(yīng)技術(shù)使用來推導(dǎo)出均衡器46的抽頭系數(shù)?？刂葡到y(tǒng)54使用CDE 84相對于信道來調(diào)準均衡器。從對信道脈沖響應(yīng)(CIR)的估計中導(dǎo)出CDE 84。一些實施例通過使同步信號到達相關(guān)來估計CIR。某些實施例使用字段/幀同步信號。其他實施例使用段同步信號。還有一些其他實施例使用段同步和幀同步兩者，以訓練均衡器46的系數(shù)。此外，其他實施例通過使接收信號內(nèi)的其他信號相關(guān)來估計CIR。
均衡器46的一些實施例沒有中心抽頭或基準抽頭。當多徑重影顯著減弱主接收信號時，這有利地使均衡器能保持穩(wěn)定。其他實施例包括帶有虛中心輸出的重疊均衡器。在重疊均衡器中，均衡器46的FFE和DFE部分中包含的一些采樣是時間相關(guān)的。重疊均衡器結(jié)構(gòu)允許虛中心被關(guān)鍵性地放置在均衡器內(nèi)，以使噪聲的影響最小并改善總的性能。此外，均衡器46的一些實施例還包括判決導(dǎo)向相位跟蹤器，以去除數(shù)字解調(diào)器42未消除的任何殘留相位噪聲。這些實施例的某一些還包括用于將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74的操作鏈接到判決導(dǎo)向相位跟蹤器的操作的技術(shù)。
如圖3所示，在系統(tǒng)20的一些實施例中，均衡器46向判決導(dǎo)向控制52提供同步碼元判決86和相應(yīng)的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。如這里所述，經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88是提供給均衡器的判決設(shè)備(未顯示)的數(shù)據(jù)信號。同步碼元判決86是由均衡器內(nèi)的判決設(shè)備產(chǎn)生的值。一些實施例中，同步碼元判決86是判決限幅器的輸出。在其他實施例中，同步碼元判決86是來自網(wǎng)格譯碼器的所選擇的級的輸出。在本發(fā)明的某些實施例中，均衡器46向判決導(dǎo)向控制52提供對應(yīng)于同步碼元判決86的中間經(jīng)均衡的信號90。如后所述，在一些實施例中，中間經(jīng)均衡的信號90來自FFE的輸出。在其他實施例中，中間經(jīng)均衡的信號90是經(jīng)相位校正的FFE輸出。
一些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是已知的訓練信號，如產(chǎn)生的同步信號。在其他實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是均衡器46的判決限幅器的輸出。在某些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是均衡器46的網(wǎng)格譯碼器或網(wǎng)格譯碼器的中間級或其他級的輸出。又一些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94依賴于系統(tǒng)20或均衡器46的操作狀態(tài)。
判決導(dǎo)向控制52產(chǎn)生判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74和判決導(dǎo)向同步反饋信號66。判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74是對某一接收碼元的判決加權(quán)的載波跟蹤誤差估計。類似地，判決導(dǎo)向同步反饋信號66表示對接收碼元的判決加權(quán)的定時誤差估計。
FEC 48的輸入接收均衡器46的FEC碼元判決80。FEC執(zhí)行若干后信號處理步驟，以校正接收數(shù)據(jù)內(nèi)包含的誤差。作為例示，F(xiàn)EC 48執(zhí)行幀同步、數(shù)據(jù)去交織、以及Reed-Solomon前向糾錯。
均衡器46的一個實施例，如圖5中例示的均衡器200，它接收經(jīng)濾波的同相基帶信號(IF)76和經(jīng)濾波的正交基帶信號(QF)作為輸入，并提供FEC碼元判決80、同步碼元判決86、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88、中間經(jīng)均衡的信號90、以及自適應(yīng)碼元判決94作為輸出。如這里所述，均衡器200的一些實施例不處理QF。
均衡器200還包括前饋均衡器(FFE)210、加法器212、判決設(shè)備214、DFE 216和控制系統(tǒng)54。如圖5所示，均衡器200的一些實施例中，F(xiàn)FE 210接收經(jīng)濾波的同相基帶信號76作為輸入。盡管為了簡化起見，圖5并未顯示，但FFE 210的一些實施例也接收QF。FFE 210的輸出向加法器212的第一輸入提供中間經(jīng)均衡的信號90。DFE 216的輸出提供加法器212的第二輸入。加法器212的輸出是經(jīng)均衡的信號88，它作為判決設(shè)備214的輸入。盡管未顯示，控制系統(tǒng)54連接到均衡器200的各種元件，控制均衡器200的操作，并調(diào)整FFE 210和FFE 216的系數(shù)。FFE是本領(lǐng)域已知的一類濾波器，它包括前饋濾波器(FFF)和有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器，并且對本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，很明顯可以使用FFF或FIR濾波器作為這里使用的FFE的適當替代。
如圖5所述，判決設(shè)備214提供各種輸出，包括FEC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94。均衡器反饋碼元輸出92是提供給DFE 216的判決設(shè)備輸出。FEC碼元判決80是均衡器200提供給FEC 48的最后輸出，而同步碼元判決86提供給判決導(dǎo)向控制52(見圖3)。在一些實施例中，同步碼元判決86是判決限幅器電路的輸出。在其他實施例中，從網(wǎng)格或維特比譯碼器的輸出或所選擇的級獲得同步碼元判決86。在又一些其他實施例中，依據(jù)均衡器200的操作狀態(tài)，選擇性地從判決限幅器電路或網(wǎng)格譯碼器的輸出或級中獲得同步碼元判決86。在這里描述的實施例中，同步碼元判決86可分別向載波跟蹤和同步反饋環(huán)提供不同的輸出。
在一些實施例中，從判決限幅器電路獲得均衡器反饋碼元輸出92。在其他實施例中，從網(wǎng)格或維特比譯碼器的輸出或所選擇的級獲得均衡器反饋碼元輸出92。在又一些其他實施例中，當DFE內(nèi)的值被校正時，均衡器反饋碼元輸出92對其進行更新。或者，依據(jù)系統(tǒng)操作狀態(tài)，控制系統(tǒng)54選擇性地為均衡器反饋碼元輸出92選取數(shù)據(jù)源。
控制系統(tǒng)54使用自適應(yīng)碼元判決94來調(diào)整均衡器200的系數(shù)。類似于同步碼元判決86，在一些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是判決限幅器電路的輸出。在其他實施例中，從網(wǎng)格譯碼器的輸出或所選擇的級中獲得自適應(yīng)碼元判決94。在又一些其他實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是訓練碼元。在還有一些其他實施例中，根據(jù)均衡器200的操作狀態(tài)，選擇性地從判決設(shè)備判決限幅器電路、中間網(wǎng)格譯碼器級、或者網(wǎng)格譯碼器輸出中獲得自適應(yīng)碼元判決94。
在某些實施例中，F(xiàn)EC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94是來自判決設(shè)備214的判決限幅器輸出的相同信號。在某些其他的實施例中，F(xiàn)EC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94的功能不同，并且如上所述，是從判決設(shè)備216的不同級中獲得的。
作為非限定的例子，在本發(fā)明的一些實施例中，判決設(shè)備214是網(wǎng)格譯碼器，并且選擇性地控制各個輸出的源。作為例示，可以選擇性地從網(wǎng)格譯碼器中的想要的部分中獲得同步碼元判決86。在第一實例中，控制系統(tǒng)54選擇性地將同步碼元判決86控制為判決設(shè)備216的判決限幅器輸出。在第二實例中，控制系統(tǒng)54選擇性地將同步碼元判決86控制為來自判決設(shè)備216的網(wǎng)格譯碼器的部分或全部糾錯的碼元。
如圖5所示，DFE 216接收均衡器反饋碼元輸出92作為輸入。在某些實施例中，例如，當判決設(shè)備214包括網(wǎng)格譯碼器時，選擇性地控制反饋碼元輸出92。作為例示，在本發(fā)明的某些實施例中，均衡器反饋碼元輸出92可以是網(wǎng)格譯碼器的判決限幅器部分的輸出。當均衡器系數(shù)被調(diào)整成去除一部分傳輸信道失真時，控制系統(tǒng)54可以選擇性地從網(wǎng)格譯碼器的經(jīng)校正的碼元中更新DFE216的值。在某些其他的實施例中，如發(fā)明人共同待決的美國申請第10/407,610號，名稱為“Transposed Structure for a Decision Feedback EqualizerCombined with Trellis Decoder”中所述，判決設(shè)備214從網(wǎng)格譯碼器的跟蹤存儲內(nèi)容之一向DFE 216提供經(jīng)糾錯的碼元輸出。在又一些其他實施例中，如發(fā)明人共同待決的美國申請第09/884,256號，名稱為“Combined TrellisDecoder and Decision Feedback Equalizer”中所述，網(wǎng)格譯碼器的各級的輸出被用于導(dǎo)出對DFE的各級的至少一部分的輸入。
在圖5所示的系統(tǒng)中，控制系統(tǒng)54連接到FFE 210、判決設(shè)備214、DFE 216和CDEU 230(盡管為了簡化起見，并未顯示所有的連接)。此外，控制系統(tǒng)54接收CDE 84、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88、自適應(yīng)碼元判決94、來自段同步檢測器(未顯示)的段同步信號96，來自字段/幀同步檢測器218的字段/幀同步信號98，以及SNR信號100。
控制系統(tǒng)54尤其初始化并控制均衡器200、時鐘產(chǎn)生、以及系統(tǒng)20的初始化和操作的各級和各個部分。如此后所述，控制系統(tǒng)54還導(dǎo)出或調(diào)整均衡器200的濾波器系數(shù)，以消除前重影和后重影信號的影響。
均衡器200還包括CDEU 230，它包括用于估計傳輸信道的CIR的技術(shù)，CIR隨后被用于估計該傳輸信道的信道延遲。在一些實施例中，CDEU 230接收經(jīng)過濾的同相基帶信號IF76和經(jīng)過濾的正交基帶信號QF78作為輸入，并提供從CIR的估計中導(dǎo)出的CDE 84作為對控制系統(tǒng)54的輸出。在某些其他實施例中，CDEU230不使用經(jīng)過濾的正交基帶信號78。在又一些其他實施例中，F(xiàn)FE 210接收IF和QF。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，對IF操作的均衡器200的表示是為了解釋的簡化的目的，而非限制。
如此后所述，CDEU 230向控制系統(tǒng)54提供表示在FFE 210的輸入端的合成延遲的CDE 84。如下面所述，該合成延遲反應(yīng)了與信道中存在的重影信號相關(guān)的延遲?；贑DE 84，控制系統(tǒng)54使用這里描述的任一技術(shù)確定均衡器200的輸出端的段同步和幀同步信號的時間位置?；诮?jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88和自適應(yīng)碼元判決94之間的差異，控制系統(tǒng)54調(diào)整FFE 210和DFE 216的系數(shù)。一些實施例包括向控制系統(tǒng)54提供(由字段/幀同步檢測器218)檢測到字段/幀同步信號98的指示的可選的段同步信號96和字段/幀同步信號98。最后，SNR信號100向控制系統(tǒng)54提供在均衡器46的輸出端的經(jīng)均衡的信號的相對信噪比和/或數(shù)據(jù)差錯率的指示。
圖6顯示了CDEU 230的一個實施例，即CDEU 230A，它通過檢測一個段周期內(nèi)在FFE 210的輸入端接收到的各種重影信號的段同步序列的相關(guān)強度和相對延遲，來估計信道的信道延遲。如下面更詳細描述的那樣，CDEU 230A將一個段周期內(nèi)給定碼元時間的接收信號與已知的段同步序列相關(guān)。這種相關(guān)強度表示傳輸信道的CIR的估計。然后，在段周期序列上對每個碼元時間對相關(guān)強度進行時間濾波。如將要結(jié)合圖7所述的那樣，然后，CDEU 230A通過計算一數(shù)據(jù)段周期內(nèi)經(jīng)時間濾波的相關(guān)強度相對于本地時基的質(zhì)心，導(dǎo)出CDE 84。盡管用特定的硬件和軟件劃分描述了CDEU 230的特定實施例，但這是作為例子并非限制。能夠理解到，其他劃分和配置被認為是本領(lǐng)域的技術(shù)人員能正常想到的。
作為圖7中說明的第一非限定的例子，系統(tǒng)20接收通過信道傳輸?shù)腁TSC信號。接收的信號包括第一重影G1和第二重影G2。G1和G2的到達之間的相對延遲是一段周期內(nèi)每個重影的段同步序列在接收機的到達的估計的延遲。每個重影的強度或大小是從在段周期內(nèi)特定碼元時隙到達的段同步序列的相關(guān)強度估計的。作為例示，G1和G2在832碼元時鐘段周期內(nèi)分別位于碼元時間128和512。如所示，G1的段同步序列的相關(guān)性是與G2相關(guān)的段同步序列的相關(guān)性大小的60％。使用加權(quán)平均值或質(zhì)心計算，信道的CDE被估計為對應(yīng)于碼元時間368。
在圖8所示的又一個例子中，圖7的信道還包括分別位于數(shù)據(jù)段碼元時間64、256和768的重影信號G3、G4和G5。在本發(fā)明的一些實施例中，當計算CDE時，也考慮G3、G4和G5。在其他實施例中，使用濾出對這種較小的重影信號的考慮的閾值函數(shù)。
返回到圖6，CDEU 230A適合于在陸地ATSC廣播系統(tǒng)的傳輸信道中存在重影信號的情況下進行操作。CDEU 230A包括相關(guān)器310、積分器312、相關(guān)緩沖器314、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、控制器320、存儲器330。以及質(zhì)心估計器340。CDEU 230A接收經(jīng)濾波的同相基帶信號IF76作為相關(guān)器310的輸入。積分器312接收相關(guān)器310的輸出，并將其輸出提供給相關(guān)緩沖器314。
類似地，質(zhì)心估計器340通過接口342接收相關(guān)緩沖器314的輸出。在所例示的實施例中，接口342是單向的，且質(zhì)心估計器340只能讀取相關(guān)緩沖器314的內(nèi)容。在其他實施例中，接口342是雙向的，且質(zhì)心估計器可讀寫相關(guān)緩沖器314的內(nèi)容。
在一些實施例中，碼元計數(shù)器316是模計數(shù)器，它接收來自碼元時鐘(未顯示)的輸入，并導(dǎo)出對應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)接收的碼元數(shù)量的碼元計數(shù)輸出(SC)。碼元時鐘每個碼元時間提供時鐘沿。作為例示，ATSC系統(tǒng)段周期由832個碼元時間組成。因此，適合于ATSC系統(tǒng)的碼元計數(shù)器的一個實施例是輸出值從0到831的模832計數(shù)器。碼元計數(shù)輸出每個碼元時間都遞增；然而，它并沒有必要與段同步對齊。此外，碼元計數(shù)器316的一些實施例包括每832個碼元時間就聲明一次的段指示器輸出(SI)。段指示器輸出相對于碼元計數(shù)器316計數(shù)的第一碼元被定時。
段計數(shù)器318的一個實施例接收碼元計數(shù)器316的段指示器輸出SI。段計數(shù)器318對碼元計數(shù)器產(chǎn)生的段指示的數(shù)量計數(shù)，并提供對應(yīng)于一幀時間內(nèi)接收的段指示的數(shù)量段計數(shù)SEGCNT。在又一些其他實施例中，段計數(shù)器318是對應(yīng)于ATSC傳輸中每數(shù)據(jù)字段313個段的模313計數(shù)器。在替代性的實施例中，段計數(shù)器318接收來自碼元時鐘的輸入并按每832個碼元時間遞增。
控制器320包括可操作地連接到控制系統(tǒng)54、用于與均衡器200(見圖5)的其他元件進行通信的第一控制接口，且進一步可包括用于與CDEU 230A的其他元件(包括相關(guān)器310、積分器312、相關(guān)緩沖器314、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、存儲器330以及質(zhì)心估計器340)進行通信的第二控制接口。第二控制接口把存儲器和緩沖器復(fù)位為零并控制CDEU 230A的各個元件，包括但不限于讀寫配置寄存器、控制復(fù)位信號、控制對存儲器和寄存器單元的訪問、各種設(shè)備的緩沖器管理、以及本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以想到的其他控制和技術(shù)?？刂破?20還分別從碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318接收信號SC和SEGCNT。
如在圖6中進一步所示，CDEU 230A的一些實施例連接控制器320和相關(guān)緩沖器314。相關(guān)緩沖器314具有對應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)的碼元時間的數(shù)量的存儲器單元，這里表示為陣列M(i)，其中i是陣列的索引。i的最大值對應(yīng)于數(shù)據(jù)段內(nèi)包含的碼元時間的數(shù)量。盡管并未顯示，由控制器320向相關(guān)緩沖器314提供索引變量i。如這里闡釋的那樣，在一些實例中，索引變量i有與碼元計數(shù)器316提供的SC相同的值。然而，在其他實例中，由控制器210提供索引變量i以計算CDE 84。
作為例示，適合于ATSC標準的本發(fā)明的一個實施例包括相關(guān)緩沖器314，它具有對應(yīng)于每數(shù)據(jù)段832個碼元的832個存儲器單元。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員會理解到的那樣，在某些實施例中，控制器320專門地控制相關(guān)緩沖器314的操作。其他實施例允許積分器312、控制器320和質(zhì)心估計器340訪問相關(guān)緩沖器314。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員可想到的各種技術(shù)、接口、緩沖器管理技術(shù)、存儲器組織和類型用于各種實施例中，并且這里所有的例示都是作為例子而不意圖作為限制。
控制器320還連接到存儲器330和質(zhì)心估計器340。CDEU 230A的其他實施例允許控制系統(tǒng)54訪問存儲器330。如圖6所示，存儲器330的一個實施例包括CDE寄存器332、質(zhì)心估計器(CENT)寄存器334、核心(coring)閾值寄存器336、以及段計數(shù)寄存器338。如此后將詳細描述的那樣，CDE寄存器332保持與在FFE 210的輸入端測量的信道延遲相關(guān)的當前估計的延遲。CENT寄存器334包含由質(zhì)心估計器340產(chǎn)生的對應(yīng)于CDE寄存器332內(nèi)存儲的值的質(zhì)心估計。如此后所述，核心閾值寄存器336包含用于濾出或最小化錯誤的段同步檢測的核心閾值變量。最后，段計數(shù)寄存器338的內(nèi)容是段數(shù)量N，在這N個段上，CDEU 230A對由相關(guān)器310產(chǎn)生的相關(guān)值進行積分，以對段周期內(nèi)的每個碼元時間產(chǎn)生一組經(jīng)時間濾波的段同步相關(guān)值。在一些替代性的實施例中，核心閾值的值和N是靜態(tài)的。
在功能上，相關(guān)器310接收四個最近接收的IF76的值并把其與已知的段同步序列相關(guān)，以產(chǎn)生碼元相關(guān)值SCV(i)。作為例示，在一些實施例中，SCV(i)是對數(shù)據(jù)段內(nèi)的第i個碼元時間的碼元相關(guān)值，且對應(yīng)于碼元計數(shù)316和相關(guān)緩沖器314內(nèi)第i個陣列位置M(i)。如圖9所示，相關(guān)器310的一個實施例是為ATSC系統(tǒng)設(shè)計的，且包括加法器350和延遲線360。延遲線360有第一、第二、第三和第四延遲元件(未顯示)，其中第一延遲元件接收IF76作為輸入，并有第一延遲輸出362。第二延遲元件接收第一延遲輸出362并提供第二延遲輸出364。第三延遲元件接收第二延遲輸出364并向第四延遲元件提供第三延遲輸出366，第四延遲元件提供第四延遲輸出368。第一、第二、第三和第四延遲元件的輸出對應(yīng)于最近接收的IF的四個值，分別表示為IF3、IF2、IF1和IF0。加法器350從輸入IF3、IF2、IF1和IF0中產(chǎn)生輸出SCV(i)。加法器350在碼元時間i的輸出為SCV(i)＝IF3-IF2-IF1+IF0。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員會理解的那樣，段同步序列的相對短的長度，即四個碼元時間，經(jīng)常導(dǎo)致有噪聲的相關(guān)SCV(i)。作為例示，通過相關(guān)器310(見圖6)的數(shù)據(jù)將以導(dǎo)致最大相關(guān)輸出值的方式調(diào)準自己。在若干段周期上對SCV(i)的值求積分，將最終平衡這些有噪聲的相關(guān)值。
在一個實施例中，積分器312是理想的積分器。在積分器312的另一個實施例中，圖10中所示的積分器312A是“漏”積分器且包括數(shù)據(jù)輸入緩沖器370、存儲器輸入緩沖器372、標量374、加法器376以及輸出緩沖器378。積分器312A在數(shù)據(jù)輸入緩沖器370從相關(guān)器310(見圖9)接收對應(yīng)于碼元計數(shù)器316的SC的SCV(i)。INT(i)是通過在時間上對SCV(i)的值求積分而獲得的SCV(i)的時間平均值，并存儲在相關(guān)緩沖器314的陣列M(i)中。積分器312A在存儲器輸入緩沖器372接收先前計算出的積分值，為了清楚起見表示為INTOLD(i)且處也對應(yīng)于的碼元計數(shù)器316的碼元計數(shù)。應(yīng)該理解，SCV(i)和INTOLD(i)對應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)的相同的碼元時間。存儲器輸入緩沖器372向標量374提供INTOLD(i)。標量374用想要的標量S乘以INTOLD(i)并向加法器376提供乘積。加法器376還接收數(shù)據(jù)輸入緩沖器370的輸出并向輸出緩沖器378提供和INTNEW(i)＝SCV(i)+(S×INTOLD(i))。輸出緩沖器378向相關(guān)緩沖器314提供INTNEW(i)，相關(guān)緩沖器314將INTNEW(i)存儲在M(i)中。
在積分器312A是理想的積分器的一些實施例中，標量值是單位值(S＝1)。在那些具有漏積分器的實施例中，該標量值小于1。作為例示，本發(fā)明的一個實施例使用S＝255/256。在若干段周期內(nèi)求SCV(i)的值的積分濾出了相關(guān)器310內(nèi)接收數(shù)據(jù)中的噪聲。
如圖11所示，質(zhì)心估計器340的至少一個實施例包括濾波器380、閾值寄存器382、乘法器384、減法器386、PCDE寄存器388和積分器390?？刂破?20(見圖6)對閾值寄存器382和PCDE寄存器388讀寫參數(shù)。如以下所述，積分器390向控制器320提供質(zhì)心誤差估計344。在一些實施例中，控制器320將變量threshold(閾值)從核心閾值寄存器336(見圖6)寫入到閾值寄存器382中。在其他實施例中，閾值寄存器382等價于核心閾值寄存器336。PCDE寄存器388包含評價中建議的信道延遲估計(PCDE)。在本發(fā)明的一些實施例中，PCDE寄存器388是CDE寄存器332(見圖6)的等價物。
控制器320(圖6)向圖11的質(zhì)心估計器340提供索引變量i，且質(zhì)心估計器340還在濾波器380的第一輸入342接收來自相關(guān)緩沖器314的INT(i)。濾波器380還包括從閾值寄存器382接收變量threshold的第二輸入，并將輸出提供給乘法器384的第一輸入。PCDE寄存器388向減法器386的正輸入提供變量PCDE。減法器386的負輸入從控制器320接收索引變量i。減法器386的輸出是用于計算對應(yīng)于INT(i)的“時刻”(數(shù)學意義上)的與PCDE的間隔。提供減法器386的輸出作為乘法器384的第二輸入，乘法器提供其乘積給積分器390的輸入。
如以下所述，控制器320搜索使這里表示為CCE(PCDE)的量度的絕對大小最小的PCDE的值。本發(fā)明的其他實施例尋找CCE(PCDE)的符號中的變化，以選擇CDE而無需考慮CDE的絕對大小。濾波器380對存儲在相關(guān)緩沖器314的INT(i)值的絕對值執(zhí)行濾波器函數(shù)F(INT(i)，threshold)。作為例示，在一些實施例中，濾波器380取INT(i)的絕對值并將其與threshold比較。對|INT(i)|＜threshold的那些值來說，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝0；對于|INT(i)|＞threshold，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝|INT(i)|。
在其他實施例中，濾波器380把INT(i)的平方值與threshold進行比較，使得如果INT(i)2≥threshold，則濾波器380的輸出等于INT(i)2，否則輸出等于0。在又一些其他實施例中，對|INT(i)|22＞threshold，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝|INT(i)|2。否則，對|INT(i)|2≤threshold，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝0。
減法器386導(dǎo)出采樣間隔差異(PCDE-i)，它表示建議的CDE的位置和對應(yīng)于INT(i)的第i個采樣之間的延遲或采樣數(shù)。乘法器384把采樣間隔差異信號與濾波器380的輸出相乘。乘法器的乘積向積分器390提供輸入，積分器執(zhí)行以下求和CCE(PCDE)=Σi=0i=831F(INT(i),threshold)×Dist(PCDE,i)]]>其中CCE(PCDE)是CIR質(zhì)心誤差估計，并反映PCDE離CIR的質(zhì)心位置(即CDE)的距離。函數(shù)Dist(x0，x1)計算從數(shù)據(jù)段內(nèi)的第一碼元時間x0到第二碼元時間x1的采樣數(shù)。作為例示，在ATSC系統(tǒng)的一些實施例中，Dist(PCDE，i)被定義為對[(PCDE+416)mod832]≤i＜PCDE，它為負號，而對PCDE≤i＜[(PCDE+416)mod832]，它為正號。
作為一個非限制性的例子，適合ATSC標準廣播的系統(tǒng)的至少一個實施例包括一個具有832個存儲單元的相關(guān)緩沖器314(參見圖6)。假設(shè)當前的PCDE值為26，Dist(PCDE,i)=d(PCDE,i)∀i:26≤i≤442-d(PCDE,i)else]]>其中d(PCDE，i)是一個非負的距離量度d(x0，x1)＝|x0-x1|且0≤i≤831?？梢岳斫獾氖怯糜谟嬎慵訖?quán)平均或質(zhì)心估計的不同邊界條件和技術(shù)出現(xiàn)在各種實施例中，并可由本領(lǐng)域技術(shù)人員無需過多試驗即可實現(xiàn)。系統(tǒng)的一些可選的實施例包括非線性距離量度函數(shù)。在一些實施例中，距離量度函數(shù)dK(x0，x1)＝|x0-x1|K。作為例示，在一些實施例中K＝2。在其它實施例中，K是分數(shù)。
繼續(xù)參照圖6的元件，現(xiàn)在將討論CDEU 230A的一個實施例，同時參照圖12的流程圖，它圖示說明了適合ATSC廣播系統(tǒng)的用于估計信道延遲的系統(tǒng)400的操作。在402，“初始化”，控制器320初始化CDEU 230A包括但不限于相關(guān)緩沖器314、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318以及積分器382的內(nèi)容。在各種實施例中，這還包括各種控制寄存器的適當初始化。在一些實施例中，通過從經(jīng)濾波的同相基帶信號IF76接收最初的三個碼元時間的數(shù)據(jù)來初始化相關(guān)器310。經(jīng)過CDEU 230A的初始化，控制前進至404。
在404，“SCV”，相關(guān)器310從經(jīng)濾波的同相基帶信號IF76接收新的碼元，并計算對應(yīng)于碼元計數(shù)器316產(chǎn)生的碼元數(shù)的SCV(i)的值。作為例示，在最初的啟動中，相關(guān)器310產(chǎn)生SCV(0)，其中SC＝0。在計算SCV(i)后，系統(tǒng)400轉(zhuǎn)到406。
在406，“積分”，積分器312從相關(guān)器310接收SCV(i)，并從相關(guān)緩沖器314的陣列M(i)接收INTOLD(i)。在最初的啟動中，每個INT(i)＝0。除此以外，INT(i)對應(yīng)于先前儲存的積分值。積分器312將SCV(i)加到INTOLD(i)的換算值以在輸出緩沖器378產(chǎn)生INTNEW(i)。然后積分器312用INTNEW(i)更新儲存在陣列M(i)中的INT(i)的值。然后系統(tǒng)400前進至410。
在410，“SC＝831”，控制器320判斷SC(SC也與索引變量i相同)是否等于碼元計數(shù)器輸出816的最大輸出。當滿足條件SC＝831(是)，其中SC的范圍是0至831，系統(tǒng)400轉(zhuǎn)到414。否則，當為否定判斷(否)時，系統(tǒng)400轉(zhuǎn)到412。于是CDEU 230A將段計數(shù)器316增1。在接收到SC的新值后，控制器320將索引變量i增1，并將系統(tǒng)400轉(zhuǎn)回到404。
在414，“SEGCNT＜N”，控制器320將段計數(shù)器318的輸出(SEGCNT)與儲存在段計數(shù)寄存器338中的值N進行比較。當判斷為真SEGCNT＜N(是)時，控制器320將CDEU 230A的操作分支到416，在416，段計數(shù)器318增1。另外，碼元計數(shù)器315的輸出被置為零(即SC＝0)。然而，當判斷為假SEGCNT＜N(否)時，即已確定SEGCNT＝N，則控制傳遞至420。
在420，“尋找初始CDE”，控制器320向相關(guān)緩沖器314搜索包含INT(i)的最大值的陣列M(i)中的單元。對應(yīng)于INT(i)的最大值的索引變量i被選擇作為信道延遲估計(CDE)的初始值，并被放置在CDE寄存器332和/或PCDE寄存器388中。
在422，“CDEU”，質(zhì)心估計器340為建議的CDE值計算CCE(PCDE)。在424，“找到CDE”，控制器320評價是否CCE(PCDE)＝0或者SGN(CCE)≠SGN(CENT)，其中SGN()是signum()函數(shù)，其返回括號中的數(shù)的符號。如果檢查到任意一個條件為真，則系統(tǒng)400的操作轉(zhuǎn)入分支432。否則，系統(tǒng)400的操作轉(zhuǎn)入分支426。
在426，“CCE(PCDE)＞0”，控制器320判斷是否CCE(PCDE)＞0。當判斷為真(是)，CDEU 230A的操作轉(zhuǎn)入分支430。否則，當判斷為假(否)，CDEU 230A轉(zhuǎn)入分支428。在428，“遞增PCDE”，控制器320A將PCDE和CCE(PCDE)的當前值分別寫入CDE寄存器332和CENT寄存器334，并遞增儲存在PCDE寄存器388的PCDE值。然后系統(tǒng)400的操作前進至422，同時CDEU 230A繼續(xù)搜索CDE。
在430，“遞減PCDE”，控制器320A將PCDE和CCE(PCDE)的當前值分別寫入CDE寄存器332和CENT寄存器334，并遞減儲存在PCDE寄存器388的PCDE值。然后系統(tǒng)400的操作回到422，同時CDEU 230A繼續(xù)搜索CDE。
在432，“CCE(PCDE)＝0”，控制器320評估是否CCE(PCDE)＝0。當判斷為真(是)，則PCDE值就使所希望的值，且CDEU 230A前進至434，在434，控制器320將PCDE的值寫入CDE寄存器332并前進至出口。否則，當判斷為假(否)，系統(tǒng)400前進至436。
在436，“選擇最接近的”，控制器320判斷是否CENT＜CCE(PCDE)。當判斷為真，則儲存在CDE寄存器332的值就是所需的CDE的值，且CDEU 230A前進至出口。否則，PCDE值是所需的CDE的值(參見434)，因此，控制器320將PCDE寄存器388的值寫入CDE寄存器322。然后系統(tǒng)400前進至出口。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員使用其它用于選擇PCDE值的搜索算法是或?qū)⒆兊蔑@而易見的，而之前所述的并不意圖作為限制。
CDEU 230的另一個實施例，如圖13中所示，是CDEU 230B，它適用于存在重影信號(如陸地ATSC廣播中所存在的那樣)時操作。CDEU 230B通過同時使用來自奈奎斯特根濾波器44(參見圖3)的基帶分量信號IF76和QF78導(dǎo)出估計的CDE。除了CDEU 230B還同時使用IF76和QF78來計算接收信號與段同步序列的相關(guān)之外，CDEU 230B的功能和操作與CDEU 230A類似。CDEU 230B還為每個碼元時間相加對應(yīng)的IF和QF信號的相關(guān)結(jié)果。
從而，與CDEU 230A類似，CDEU 230B包括第一相關(guān)器310、第一積分器312、第一相關(guān)緩沖器314、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、控制器320A、存儲器330以及質(zhì)心估計器340。另外，CDEU 230B包括第二相關(guān)器310A、第二積分器312A以及第二相關(guān)緩沖器314A。CDEU 230B接收經(jīng)濾波的基帶信號IF76和QF78分別作為第一相關(guān)器310和第二相關(guān)器310A的輸入。與積分器312類似，積分器312A接收相關(guān)器310A的輸出，以及來自相關(guān)緩沖器314A的SCVQ(i)和INTQOLD(i)。積分器312A提供INTQNEW(i)作為對相關(guān)緩沖器314的輸出。SCVQ(i)是數(shù)據(jù)段中的第i個碼元時間與QF的碼元相關(guān)值，并對應(yīng)于碼元計數(shù)器316的輸出和相關(guān)緩沖器314A的第i個陣列單元MQ(i)。
相關(guān)器310、積分器312以及相關(guān)緩沖器314具有與先前關(guān)于CDEU 230A的描述的類似的功能和操作。類似地，相關(guān)器310A、積分器312A以及相關(guān)緩沖器314A與CDEU 230A中的相關(guān)器310、積分器312以及相關(guān)緩沖器314在功能上相當并實現(xiàn)類似的操作和功能；然而，它們適用于對正交基帶信號QF78操作。作為例示，相關(guān)緩沖器314保持對應(yīng)于IF76的相關(guān)值INTI(i)，而相關(guān)緩沖器314A保持對應(yīng)于QF78的相關(guān)值INTQ(i)。
相關(guān)緩沖器314和314A的輸出分別向大小計算器392的輸入提供INTI(i)和INTQ(i)。大小計算器392的輸出將MAG(i)——INTI(i)和INTQ(i)的合成大小——提供給質(zhì)心估計器340和控制器320A。其它方面，控制器320A與之前描述的控制器320在功能上和操作上類似。其它實施例計算MAG(i)＝INTI(i)2+INTQ(i)2。還有些實施例計算MAG(i)＝|INTI(i)|+|INTQ(i)|。如可以理解的那樣，合成大小的其他量度用在另一些實施例中。
其它方面，CDEU 230B以與CDEU 230A幾乎相同的方式工作，除了它使用大小計算器392的輸出-MAG(i)-來計算質(zhì)心，而CDEU 230A只使用INT(i)的大小。作為例示，在足夠數(shù)量的段周期后，控制器320A通過確定對應(yīng)于MAG(i)的最大值的索引變量i的值來確定PCDE的初始位置。
又一個CDEU 230的實施例，圖14中所示，是CDEU 230C，它也適用于ATSC廣播系統(tǒng)。CDEU 230C通過檢測在所需的采樣窗口內(nèi)的各種接收到的重影信號與已知的幀同步序列PN511的相關(guān)強度來估算信道延遲的位置?？梢岳斫獾氖?，ATSC幀同步包含具有循環(huán)卷積性質(zhì)的偽隨機序列。本發(fā)明的一些實施例通過使用匹配濾波器來利用相對較長長度的字段/幀同步序列，方便地計算某一重影的相關(guān)強度。其它實施例通過將接收的信號和預(yù)期的PN511序列相關(guān)來導(dǎo)出相關(guān)強度估計。
如圖15中所示，另一個非限制性的示例性傳輸信道包括重影G1、G2、G3和G4，它們每一個都具有超過檢測閾值電平的相關(guān)強度。信道還包括具有在檢測閾值之下但在核心閾值之上的相關(guān)強度的重影G5、G6和G7。最后，示例的信道還具有在核心閾值之下的重影G8和G9。每個重影的相對多徑延遲反映在它們的沿著水平軸的位置上。
CDEU 230C的一些實施例對接收的重影信號使用窗函數(shù)。窗內(nèi)的重影信號被用于計算信道延遲估計。在一些實施例中，窗口的跨度基于最初檢測到的、具有在檢測閾值之上的幀同步相關(guān)強度的重影信號。如圖15所示，CDEU 230C最初檢測到具有在檢測閾值之上的相關(guān)強度的G1。然后CDEU 230C以G1為中心選擇一個窗口跨度W1。那些在窗口外的重影在估算信道延遲的位置時不被考慮?？梢岳斫獾氖荊4不在W1內(nèi)，并且在估算信道延遲的位置時不被考慮。
CDEU 230C的其它實施例以具有最大或局部最大相關(guān)強度的重影為中心選擇窗口。如圖15所示，CDEU 230C最初檢測到G1并以G1為中心選擇W1作為當前窗。接著，CDEU 230C檢測到具有比G1更大的相關(guān)強度的G2，CDEU 230C隨即以G2為中心選擇新的窗W2。結(jié)果，G7和G9在信道延遲估算中仍然不被考慮；然而G4被考慮因為它落在W2中。
再回到圖14，CDEU 230C包括碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、質(zhì)心估計器340A、大小計算器392、相關(guān)器510和512、相關(guān)緩沖器514、閾值檢測器516、控制器520以及存儲器530。CDEU 230C接收經(jīng)濾波的基帶信號IF76和QF78分別作為第一相關(guān)器510和第二相關(guān)器512的輸入。相關(guān)器510和512提供SCVI(i)和SCVQ(i)給大小計算器392。
相關(guān)器510和512與圖13的相關(guān)器310和312類似，除了它們適合提供接收的IF76和QF78信號與幀或字段同步序列之間的相關(guān)。SCVI(i)和SCVQ(i)是接收的IF76和QF78信號與幀或字段同步序列之間的相關(guān)。大小計算器392提供MAGFS(i)作為對閾值檢測器516和相關(guān)緩沖器514的輸出。MAGFS(i)在形式和功能上與圖13的MAG(i)類似，但直接作用于SCVI(i)和SCVQ(i)而不是作用于積分值。相關(guān)緩沖器514操作上連接至質(zhì)心估計器340A?？刂破?20與存儲器530接口，并接收分別來自碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318的SC和SEGCNT的值。類似于圖13的控制器320，控制器520提供信道延遲估計84并具有連接至控制系統(tǒng)54(見圖3)的第一控制接口。控制器520還具有第二接口(為了簡化并未示出)連接著相關(guān)器510、相關(guān)器512、相關(guān)緩沖器514、閾值檢測器516、存儲器530、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318以及質(zhì)心估計器340A的控制接口。
控制器520的第二控制接口支配著CDEU 230C的各種元件的操作，包括但不限于讀和寫配置寄存器、發(fā)出復(fù)位信號、控制對存儲器和寄存器的訪問、管理各個設(shè)備的緩沖器以及本領(lǐng)域技術(shù)人員可能想到的其他功能。在各種可選的實施例中，控制器520的第一和第二控制接口包括單獨的數(shù)據(jù)總線、或者利用了單條數(shù)據(jù)總線、或者各自由組件間的多個獨立數(shù)據(jù)信道組成，這對本領(lǐng)域技術(shù)人員來說是會想到的。
最后，存儲器530包括CDE寄存器332、CENT寄存器334、核心閾值寄存器336、包含可變的檢測閾值TDET的檢測閾值寄存器532、包含變量WINCENT的窗中心寄存器534、包含變量FSYM的幀同步碼元位置(FSYM)寄存器536、以及包含變量FSEG的幀同步段位置(FSEG)寄存器538。一些實施例包括包含變量WINEND的窗終點寄存器540以及包含變量WINSTART的窗起點寄存器542。
檢測閾值TDET是大小計算器392的最小輸出值，它被認為對應(yīng)于進入的數(shù)據(jù)流中的幀同步序列的檢測。WINCENT對應(yīng)于相關(guān)器514中的存儲器單元，它是窗函數(shù)的中心。FSYM和FSEG分別是碼元計數(shù)器315和段計數(shù)器318的值，它們對應(yīng)于位于窗函數(shù)中心的碼元時間。最后，變量WINSTART和WINEND對應(yīng)于相關(guān)緩存器514中的所希望的窗的最初和最后的存儲器單元。
在一些實施例中，相關(guān)緩存器514配置為具有2n個存儲器單元的、可被值域為0至2n-1的索引變量i尋址的循環(huán)緩沖器。在其它的實施例中，相關(guān)緩沖器514保持2n+1個相關(guān)值。作為非限制性例子，對質(zhì)心為WINCENT的傳輸信道而言，WEND＝(WINCENT+n)modulo(2n)而WSTART＝(WINCENT+n+1)modulo(2n)。
CDEU 230C的另一個實施例，如根據(jù)圖16的流程圖操作的系統(tǒng)600所示，也適用于ATSC廣播。在602，“初始化”，CDEU 230C的元件如本領(lǐng)域技術(shù)人員所能理解的被初始化。作為例示，同時再參照圖14，控制器520初始化存儲器530中的寄存器、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、大小計算器392、相關(guān)器510、相關(guān)器512、以及相關(guān)緩存器514。另外，索引變量i被初始化為零。
在604，“相關(guān)”，相關(guān)器510和512分別接收最近經(jīng)濾波的同相和正交基帶信號IF76和QF78，并對最近接收的位序列進行相關(guān)。如上述參照圖14所討論的實施例那樣，幅值計算器392分別從互相關(guān)器510和512接收SCVI(i)和SCVQ(i)，并計算相關(guān)大小-MAGFS(i)。MAGFS(i)作為輸出被提供至相關(guān)緩沖器514和閾值檢測器516。相關(guān)緩沖器514將MAGFS(i)儲存在陣列M(i)中。然后系統(tǒng)600前進至606。
在606，“檢測幀同步”，如果MAGFS(i)≥TDET(是)，真信號被送至控制器520。則系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支610。否則，閾值檢測器516發(fā)送假信號(否)(沒有檢測到幀同步)至控制器520。則系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支612。在一些實施例中，控制器520只有在檢測到第一個幀同步時才將CDEU 230C操作轉(zhuǎn)到分支610。與圖15的窗W1類似，這導(dǎo)致了窗函數(shù)以具有在TDET上幀同步相關(guān)的第一個重影信號為中心。
在其它實施例中，在606，當檢測到任何幀同步或MAG(i)＞CENT時，控制器520將CDEU 230C操作轉(zhuǎn)到分支610。作為例示，用CENT＝TDET初始化CENT寄存器。當MAGFS(i)≥TDET時，第一真信號(是)被送至控制器520。對于每個真信號，控制器520設(shè)置CENT＝MAGFS(i)。當MAGFS(i)≥CENT時，產(chǎn)生額外的真信號。與圖16的窗W2類似，這導(dǎo)致了窗函數(shù)以具有最大幀同步相關(guān)的重影信號為中心。否則，控制器520將CDEU 230C操作和系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支612。
在610，“儲存中心”，控制器520設(shè)置FSYM＝SC，以及FSEG＝SEGCNT，其中FSYM和FSEG代表數(shù)據(jù)分組字段/幀結(jié)構(gòu)中檢測到的幀同步的位置?？刂破?20設(shè)置CDE＝i作為信道延遲的初始估計。在一些實施例中，控制器520還設(shè)置CENT＝MAG(i)作為對應(yīng)于初始信道延遲估計的相關(guān)的大小?？刂破?20還計算位置WINEND。然后系統(tǒng)600前進至612。
在612，“繼續(xù)”，控制器520根據(jù)是否到達WINEND對CDEU 230C的操作進行分支。假信號(否)時，則CDEU 230C之前沒有檢測到幀同步，或CDEU 230E檢測到前一幀同步但i≠WINEND。在這種情況下，系統(tǒng)600將操作分支至614。否則，控制器520判斷已到達WINEND，并將操作分支至615 FIND CDE(尋找CDE)。如下文所要描述的那樣，系統(tǒng)600在FIND CDE處確定信道的CDE。
在614，碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318的值被更新。索引變量i也被遞增。系統(tǒng)600返回604。
CDEU 230C的一些實施例包括通過計算窗函數(shù)內(nèi)的相關(guān)值的加權(quán)平均或質(zhì)心來估計信道的延遲的質(zhì)心估計器340A。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，質(zhì)心估計器340A在功能上和結(jié)構(gòu)上與質(zhì)心估計器340類似，除了質(zhì)心估計器340A被適配為對儲存在相關(guān)緩沖器514中的MAGFS(i)值起作用。質(zhì)心估計器340A的相關(guān)緩沖器514和控制器520與質(zhì)心估計器340中的相關(guān)緩沖器314和控制器320等價地或幾乎相同的方式接口和操作。從而，類似于質(zhì)心估計器340，質(zhì)心估計器340A對包含在相關(guān)緩沖器514中的存儲器單元的所希望的WINDOW中的值進行求和CCE(PCDE)＝∑WINDOWF(MAG(i)，threshold)×Dist(PCDE，i)。
與之前描述的CDEU 230的實施例中的控制器320和320A類似，控制器520與質(zhì)心估計器340A(未示出)和相關(guān)緩沖器514交互以確定對應(yīng)于信道延遲的相關(guān)值的位置。
CDEU 230C的其它實施例通過計算窗函數(shù)內(nèi)的一子組相關(guān)值的相關(guān)值的加權(quán)平均或質(zhì)心來確定信道延遲。如圖17中所示，在一些實施例中，控制器520將窗分成以具有對應(yīng)于采樣i＝IMAX的最大相關(guān)值GMAX的重影信號為中心的區(qū)域，使得M(IMAX)＝GMAX在窗內(nèi)。在其它實施例中，區(qū)域R0具有大約IMAX的寬度。區(qū)域R1是窗從WINSTART至區(qū)域R0的部分，并包含相對于IMAX的前重影信號。區(qū)域R2是窗從區(qū)域R0至WINEND的部分，并包含相對于IMAX的后重影信號。
作為例示，控制器520最初搜索相關(guān)緩沖器514以定位GMAX。然后控制器520搜索區(qū)域R1以定位最靠近IMAX的前重影信號GPRE(對應(yīng)于i＝IPRE，使得M(IPRE)＝GPRE)以及后重影信號GPOST(對應(yīng)于i＝IPOST，使得M(IPOST)＝GPOST)。在一些實施例中，控制器520只考慮那些MAGFS(i)＞TDET的重影信號。如圖15中所示，G2是GMAX，G1是GPRE，而G3是GPOST。
類似于CDEU 230A中的控制器320，控制器520通過解方程CCE(PCDE)＝GMAX·Dist(PCDE，IMAX)+GPRE·Dist(PCDE，IPRE)+GPOST·Dist(PCDE，IPOST)來確定PCDE的位置，其中Dist(PCDE，i)定義為當i的值落在WINSTART和CDE之間時為負，而當i的值落在CDE和WINEND之間時為正。在又一些實施例中，控制器520先考慮MAGFS(i)＞TDET的重影信號；然而，在threshold之上的重影信號也被考慮。作為一個非限制性例子，系統(tǒng)20的一個適合ATSC標準廣播的實施例有具有1024個采樣的窗寬度的包含1024個采樣的相關(guān)緩沖器514。在一個可能的信道條件下，F(xiàn)SYM＝128，WINSTART＝640且WINEND＝639。給定PCDE＝26Dist(PCDE,i)=d(PCDE,i)∀i:26≤i≤640-d(PCDE,i)else]]>其中d(PCDE)是一個非負距離量度d(x0，x1)＝|x0-x1|且0≤i≤1023。
用于計算加權(quán)平均或質(zhì)心估計的不同的邊界條件和技術(shù)可以應(yīng)用于本系統(tǒng)而不用過多的試驗。在一些實施例中，控制器520選擇能最小化CCE(PCDE)的絕對值大小的CDE值。在其它實施例中，控制器520選擇CCE(PCDE)的符號改變的CDE值。
CDEU 230的又一個實施例，如圖18所示，是CDEU 230D，它也適用于ATSC廣播系統(tǒng)，通過檢測在所希望的采樣窗口中的各個接收到的重影信號與幀同步序列PN511的相關(guān)強度來估計信道延遲。CDEU 230D在形式上和功能上于CDEU230C類似，除了它僅對經(jīng)濾波的同相基帶信號IF76起作用，而CDEU 230C同時使用IF76和QF78。從而，控制器510提供SCVI(i)給相關(guān)緩沖器514和閾值檢測器516。由于CDEU 230D不包括SCVQ(i)，所以沒有必要計算MAGFS(i)。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解的那樣，CDEU 230D適合用IF根據(jù)幀同步的大小估計信道延遲，而CDEU 230C同時使用IF和QF。因此，相關(guān)緩沖器514儲存M(i)＝SCVI(i)。CDEU 230D的功能類似于CDEU 230C，除了CDEU 230D使用SCVI(i)代替MAGFS(i)。則CCE(PCDE)＝∑WINDOWF(SCVI(i)，threshold)×Dist(PCDE，i)與之前類似，濾波器380將SCVI(i)的平方或絕對值與threshold相比較，并對于|SCVI(i)|＞threshold，產(chǎn)生輸出F(SCVI(i)，threshold)＝|SCVI(i)|，當。否則，對于|SCVI(i)|≤threshold，濾波器380輸出F(SCVI(i)，threshold)＝0。
可選地，濾波器380的其它實施例根據(jù)SCVI2(i)＞threshold來過濾SCVI(i)，并且對于SCVI2(i)＞threshold，產(chǎn)生輸出F(SCVI(i)，threshold)＝|SCVI(i)|2。否則，對于|SCVI(i)|2≤threshold，濾波器380輸出F(SCVI(i)，threshold)＝0。
在估計信道延遲之后，F(xiàn)SEG和FSYM的值被調(diào)整以反映對應(yīng)于信道延遲的相關(guān)值的位置。FSYM和FSEG分別是碼元計數(shù)器315(SC)和段計數(shù)器318(SEGCNT)對應(yīng)于位于窗函數(shù)中心的碼元時間的值。在一些實施例中，控制器520通過搜索能最小化CCE的絕對值大小的PCDE值來估計信道延遲。在其他實施例中，控制器520通過搜索使CCE(PCDE)的符號改變的PCDE值。控制器420遞增PCDE，直到CCE(PCDE)的符號改變?yōu)橹埂Ｈ缓罂刂破?20選擇當前PCDE值作為CDE值而不考慮CCE(PCDE)的絕對值大小。
回到圖5，在正常操作期間，均衡器系統(tǒng)200通過對接收的信號進行濾波操作來補償信道符號間干擾失真。FFE 210接收經(jīng)濾波的同相基帶信號IF76作為輸入。加法器212計算DFE 216和FEE 210的輸出的和，以生成經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。判決設(shè)備214對經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88進行采樣，并估計接收的碼元。
最初，控制系統(tǒng)54調(diào)整FFE的系數(shù)以去除相關(guān)的信道失真的部分，且DFE216被禁用。在一段時間之后，F(xiàn)FE 210的系數(shù)被調(diào)整為足夠去除信道相關(guān)的失真和噪聲的部分，這將允許DFE有效地工作。在最初的啟動之后，DFE 216被啟用且使用本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可想到的各種技術(shù)來調(diào)整FFE 210和DFE216的系數(shù)以去除信道失真的剩余部分，如LMS適配。判決設(shè)備214對經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88進行采樣以在判決限幅器的輸出獲得接收的信號的碼元級表示。
判決設(shè)備214提供均衡器反饋碼元輸出92至DFE 216作為輸入。例如，在一些實施例中，判決設(shè)備214是判決限幅器，且均衡器反饋碼元輸出92是判決限幅器的輸出。在其它實施例中，判決設(shè)備214校正接收的碼元差錯。在均衡器200的其它實施例中，其中判決設(shè)備214包括網(wǎng)格譯碼器，均衡器反饋碼元輸出92可被選擇性地控制。在初始化系統(tǒng)啟動期間，均衡器反饋碼元輸出92是來自判決設(shè)備214的未校正的碼元輸出。在一些包括具有網(wǎng)格譯碼器的判決設(shè)備的實施例中，均衡器控制系統(tǒng)54可選擇性地控制均衡器反饋碼元輸出92來提供網(wǎng)格譯碼器或網(wǎng)格譯碼器的跟蹤存儲中一級的輸出。在又一些實施例中，如發(fā)明人的共同待批的第09/884256號、題為“Combined trellisDecoder and Decision Feedback Equalizer”，以及第10/407610號題為“Transposed Structure for a Decision Feedback Equalizer Combined witha Trellis Decoder”的美國專利申請中所示，判決設(shè)備214持續(xù)地更新在由網(wǎng)格譯碼器校正時被DFE使用的恢復(fù)的碼元值。另外，在一些實施例中，均衡器200被適配為實數(shù)或復(fù)數(shù)濾波器以兼容各種調(diào)制技術(shù)。
某些實施例以沒有預(yù)定義的或固定的中心抽頭的方式導(dǎo)出均衡器系數(shù)。取而代之地，F(xiàn)FE輸出具有虛中心，該虛中心并不對應(yīng)于具體的濾波器抽頭或抽頭的組合，而且FEE的所有抽頭是被動態(tài)地確定的。虛中心位置基于傳輸信道延遲的估計。
如圖19A中所示，并參考圖5中的某些元件，一個可能的信道條件的非限制性例子(由信道脈沖響應(yīng)711表述)具有兩個相等強度的重影信號710和虛信道的虛中心712。均衡器200給控制系統(tǒng)54提供信道延遲估計，它是存在于FEE 210的輸入端的相對于系統(tǒng)20的本地時間的信道延遲的估計。控制系統(tǒng)54使用信道延遲估計通過將在FFE處測量的信道延遲加至所需的均衡器輸出的延遲，來計算用于生成的訓練碼元序列(例如，段或幀同步序列)的偏移位置。如此處所描述的那樣，控制系統(tǒng)54將接收信號與生成的訓練信號比較。在一些實施例中，訓練信號是段同步序列。在其它實施例中，生成的訓練信號是字段/幀同步序列或接收信號中所預(yù)期的其它同步信號的組合。在又一些實施例中，控制系統(tǒng)54最初生成段同步序列。在均衡器至少部分收斂后，控制系統(tǒng)51生成字段/幀同步序列?？刂葡到y(tǒng)54調(diào)整均衡器系數(shù)以將接收信號的同步信號與由所生成的同步信號引用的所希望的時間位置對準。作為例示，在一些實施例中，系統(tǒng)20將均衡器200的輸出與某一FFE抽頭對準，從而將均衡器適配為某一信道條件。
如圖20A中所示，作為繼續(xù)參照圖5描述的非限制性例子，均衡器200的一個實施例包括具有1024個FFE抽頭的FFE 210和具有512個DFE抽頭的DFE216。DFE的各抽頭由抽頭索引來引用?？刂葡到y(tǒng)54校準均衡器使均衡器200的輸出在時間上與FFE 210的第768個抽頭對準。將虛中心712移至較后的時間點對于前重影信號改善了均衡器的性能。作為另一個非限制性例子，如圖20B中所示，同一個系統(tǒng)的一個實施例包括控制系統(tǒng)54，該控制系統(tǒng)將均衡器200與FFE 210的第512個抽頭對準，使得FFE對于信道中的前重影和后重影分量都有較好的作用。
回到圖19B同時繼續(xù)參照圖5，F(xiàn)FE 210最初被適配成根據(jù)接收的信號內(nèi)的各種同步信號的位置來導(dǎo)出以對應(yīng)于FFE抽頭ZOUT的所希望的虛中心位置712為中心的輸出。系統(tǒng)20的一些實施例被適配為作用于ATSC系統(tǒng)并根據(jù)段同步信號的預(yù)期抵達時間(SEGMENT_SYNC_OUT)來訓練均衡器。當SC＝SEGMENT_SYNC_OUT時，控制系統(tǒng)54生成段同步信號作為訓練序列。將接收的信號與生成的訓練序列作比較以產(chǎn)生誤差信號用于適配均衡器200的系數(shù)。又一些實施例根據(jù)ATSC幀或字段同步的預(yù)期抵達時間(FRAME_SYNC_OUT)訓練均衡器200的系數(shù)。從而，與之前類似，當SEGCNT＝FRAME_SYNC_OUT時，控制系統(tǒng)54生成幀同步信號作為訓練序列。將接收的信號與生成的幀同步訓練序列作比較以產(chǎn)生誤差信號用于適配均衡器200的系數(shù)。系統(tǒng)20的又一些實施例同時使用幀同步和段同步來適配均衡器200的系數(shù)。
作為例示，給出所需的均衡器輸出位置ZOUT，控制系統(tǒng)54將從ATSC段同步得出的訓練信號的相對預(yù)期定時設(shè)置在碼元計數(shù)器時間SEGMENT_SYNC_OUT＝(ZOUT+CDE)mod 832。類似地，控制系統(tǒng)54計算碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318的值，以確定從ATSC幀/字段同步得出的訓練信號的相對定時的位置。控制系統(tǒng)54導(dǎo)致在碼元計數(shù)器316的輸出SC滿足SEGMENT_SYNC_OUT＝(ZOUT+CDE)mod 832且段計數(shù)器318的輸出SEGCNT滿足FRANE_SYNC_OUT＝FSEG mod 313個段時間時，基于訓練信號的幀/字段同步出現(xiàn)。舉例來說，系統(tǒng)20的一個適合ATSC標準廣播的實施例具有1024個采樣長度的相關(guān)緩沖器514，并同時使用字段/幀同步和段同步來適配均衡器200的系數(shù)。假設(shè)所希望的FFE 210中的輸出延遲是ZOUT＝768且CDE＝800、FSEG＝312，控制系統(tǒng)計算出SEGMENT_SYNC_OUT＝736而FRANE_SYNC_OUT＝312。
另外，在系統(tǒng)20的一些實施例中，控制系統(tǒng)54隨時間的流逝適配均衡器200的濾波器系數(shù)，以創(chuàng)建根據(jù)改變的信道條件而移動的虛中心(代表FFE 210的延遲)。均衡器構(gòu)建了虛信道或由幾個信號傳輸路徑或重影信號所組成的信號，且不必與一個重影信號對準。從而，均衡器200的穩(wěn)定性并不依賴于單個主重影信號。這在任一多徑貢獻信號的添加或刪除不導(dǎo)致均衡器變得不穩(wěn)定或相反需要信號的重新初始化或重新獲取方面提供了額外的健壯性。
如圖19B中所示，在均衡器200的一些實施例中，F(xiàn)FE 210和DFE 216作用于一個重疊區(qū)域，其中FEE 216和DFE 216中的一部分采樣在時間上相關(guān)。均衡器200的一些可選的實施例包括微小間隔的FFE。在任一情況下，F(xiàn)FE 210和DFE 216中的采樣是實踐上相關(guān)的，但非必需地在時間上對準于同一采樣空間。在均衡器200的其它實施例中，如圖19C中所示，均衡器200的一些實施例包括一個重疊區(qū)域，其中DFE 216中的所有采樣與FFE 210中的采樣在時間上相關(guān)。
如圖19B中所示，一些實施例控制均衡器操作，借此將均衡器系數(shù)初始設(shè)置為預(yù)先確定的值，且FFE 210的系數(shù)被適配為去除一部分信道失真。一旦均衡器達到所希望的性能狀態(tài)，DFE 216的系數(shù)被自由地適配。如圖19C中所示，DFE 216的系數(shù)開始增加，這通常產(chǎn)生FFE 210的一個或多個系數(shù)的大小中的減小。在一些實施例中，如圖19D中所示，當在重疊區(qū)域中的FFE 210的系數(shù)趨向于零大小時，DFE 216的系數(shù)增加。然而，在其它實施例中，F(xiàn)FE 210的系數(shù)在重疊區(qū)域中有一些余留的大小。正如可以被本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，該作用作為均衡器200的設(shè)計的結(jié)果自動產(chǎn)生并允許控制系統(tǒng)54平衡均衡器200的噪聲和重影性能。
控制系統(tǒng)54使用本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知各種的誤差估計技術(shù)來適配均衡器系數(shù)以進一步移除信道失真。作為例示，某些實施例使用簡化構(gòu)象算法(Reduced Constellation Algorithm，RCA)誤差運算結(jié)合LMS算法以適配均衡器系數(shù)。RCA-LMS算法檢測信道均衡誤差，并發(fā)展出改進的均衡器隨時間的響應(yīng)。其它實施例使用數(shù)據(jù)導(dǎo)向(data directed)技術(shù)結(jié)合LMS算法來適配均衡器系數(shù)。還有些其它實施例使用其它盲均衡(blind equalization)技術(shù)來適配均衡器200的系數(shù)。作為例示，一些實施例使用恒定模數(shù)算法(CMA)用于對均衡器系數(shù)進行盲適配。
正如之后將更詳細地描述的那樣，控制系統(tǒng)54最初適配(即確定)FFE系數(shù)。一旦均衡器200的FFE 210運行，系統(tǒng)啟用DFE 216并進一步適配均衡器系數(shù)以移除任何殘留信道失真，并響應(yīng)于信道條件的改變。所有的DFE系數(shù)都被初始化設(shè)置為零，且至少一部分DFE 216的系數(shù)演變成非零值。
在其它實施例中，F(xiàn)FE 210使用微小間隔采樣，且系統(tǒng)包括用于二次采樣(sub-sampling)或采樣率轉(zhuǎn)換FFE輸出的技術(shù)，以向判決設(shè)備216提供適當?shù)臅r間上對準的數(shù)據(jù)。作為例示，在一些實施例中，采樣率轉(zhuǎn)換過程發(fā)生在FFE輸出端。在某些實施例中，F(xiàn)FE被微小的分隔并為每個判決設(shè)備輸出產(chǎn)生“n”個輸出采樣。以n∶1抽取FFE輸出以保持合適的采樣數(shù)據(jù)對準。可選地，在其它實施例中，均衡器對判決設(shè)備的輸入端的數(shù)據(jù)進行向下采樣。這允許系統(tǒng)20的其它元件利用與微小間隔的采樣相關(guān)聯(lián)的增加的帶寬。
在某些其它的實施例中，F(xiàn)FE輸出率并不通過簡單整數(shù)多重關(guān)系與判決設(shè)備碼元率有關(guān)。作為非限制性例子，F(xiàn)FE輸出可提供判決設(shè)備碼元率的4/3倍的采樣數(shù)。在某些實施例中，選擇最接近于判決設(shè)備碼元采樣時間的采樣對FFE輸出進行了分樣。在其它實施例中，采樣率轉(zhuǎn)換器被用于向下采樣FFE輸出。作為非限制性示例，采樣率轉(zhuǎn)換過程可發(fā)生在FFE輸出端、加法器輸入端或加法器輸出端。從而，雖然在圖5中未示出，但可以理解的是均衡器200的一些實施例包括微小分隔的FFE，其中FFE 210和DFE 216中的采樣在時間上相關(guān)，但非必需地在時間上與同一個采樣間隔對準。
FFE 210和DFE 216中具有時間上相關(guān)的采樣的均衡器的又一些實施例，將系數(shù)值從FFE 210傳送至DFE 216以改善最初的DFE啟動和收斂。作為例子，一些系統(tǒng)最初啟用FFE 210并適配FFE系數(shù)以減少信道失真。在FFE系數(shù)相對穩(wěn)定或位誤差率被降低至所希望的閾值水平之后，系統(tǒng)啟用DFE 216且FFE 210和DFE 216的系數(shù)在之后被共同地適配。然后系統(tǒng)根據(jù)信道延遲確定FFE 210和DFE 216應(yīng)當使用哪個時間相關(guān)采樣。FFE 210和DFE 216將使用的采樣在信道延遲移動時被調(diào)整。
本發(fā)明的一些實施例自適應(yīng)地改變用于演算均衡器抽頭系數(shù)的技術(shù)，以去除信道干擾和重影。作為例示，某些實施例適配FFE 210和DFE 216中的均衡器抽頭系數(shù)以最小化均衡器輸出和判決設(shè)備輸出之間的最小均方(LMS)誤差。這種技術(shù)演算出響應(yīng)于變化的信道或系統(tǒng)條件的隨時間變化的均衡器抽頭系數(shù)。作為例示，一些適配算法最初使用RCA技術(shù)來驅(qū)動LMS適配算法，接著在應(yīng)用判決導(dǎo)向均衡器系數(shù)適配過程之前，根據(jù)信道條件轉(zhuǎn)到判決導(dǎo)向技術(shù)或不同的適配策略的組合。
均衡器200的一些實施例通過限制某些DFE系數(shù)的大小改進了均衡器的穩(wěn)定性。繼續(xù)參照圖19C，控制系統(tǒng)54(圖5)按照系數(shù)與之相關(guān)聯(lián)的抽頭的抽頭索引來限制DFE系數(shù)的大小。在一些實施例中，DFE系數(shù)的值的范圍被分為多個區(qū)域。那些具有較小抽頭索引(即最接近于ZOUT)的抽頭具有第一預(yù)設(shè)范圍的大小限制。第二組DFE抽頭具有允許的大小的第二預(yù)設(shè)范圍。最后，那些具有最大抽頭索引(即離ZOUT最遠)的抽頭具有大小限制的第三預(yù)設(shè)范圍。作為第一非限制性例子，假設(shè)系數(shù)具有最大大小為1，那些最接近于ZOUT的抽頭具有最大的系數(shù)大小為0.85。第二組DFE抽頭(離ZOUT遠一些)具有最大的系數(shù)大小為0.95。最后，那些離ZOUT最遠的DFE抽頭具有最大的系數(shù)大小為1。
在一些實施例中，那些最接近于ZOUT的抽頭的最大系數(shù)大小可有0.75至0.85的范圍。在其它實施例中，第二組抽頭(位于最遠離和最接近ZOUT的抽頭之間)的最大系數(shù)大小可有0.925至0.95的范圍。在另一些實施例中，那些離ZOUT最遠的DFE抽頭可有范圍在0.95至1的最大系數(shù)大小。
可以理解的是DFE抽頭可以分成更少或更多的組，并且相對最大系數(shù)大小取決于DFE抽頭數(shù)和它們的抽頭索引(相對于ZOUT的位置)。作為例示，在一些實施例中，只有一部分DFE抽頭受限制。可以理解的是，在那些實施例中，限制具有較小抽頭索引的DFE系數(shù)的大小降低了網(wǎng)格譯碼器造成的判定誤差的影響。
均衡器200的其它實施例將消耗函數(shù)(drain function)應(yīng)用于FFE和DFE的系數(shù)。在一些實施例中，消耗函數(shù)是常數(shù)消耗并以規(guī)則的方式按照一受控量降低系數(shù)的大小。在其它實施例中，消耗函數(shù)是非線性的并趨向于相對于較大系數(shù)值能更快地消除較小的系數(shù)值。在又一些實施例中，消耗函數(shù)是比例的并以規(guī)則的方式微小地降低系數(shù)大小。
均衡器200的一些實施例應(yīng)用消耗函數(shù)，其中受控量根據(jù)抽頭索引而變化，從而例如相對于具有較小抽頭索引的抽頭的系數(shù)的大小，以更快的速率(或，可選地，以更大的量)降低具有較大抽頭索引的DFE抽頭的系數(shù)的大小。受控量的變化可以是抽頭索引的函數(shù)，或者抽頭可按照抽頭索引范圍來分組，且可對每個組運用單獨的受控量。在均衡器200的其它實施例中，受控量可以根據(jù)均衡器的運行階段而改變，使得例如在均衡器啟動時將系數(shù)的大小減小一個較小的受控量，而在均衡器運行在穩(wěn)定狀態(tài)模式后再減去一個較大的受控量。類似地，受控量可根據(jù)均衡器的性能而改變。在這種情況下，例如，較小的受控量可用于在SNR相對低時減小系數(shù)的大小，而當SNR增加時可使用較大的受控量。在又一些實施例中，離FFE的虛中心更遠的抽頭以比離虛中心較近的FFE抽頭更快速率地被吸收。
作為非限制性例子，同時參照圖5、6和21，系統(tǒng)20的一些實施例包括系統(tǒng)740實施的(其操作示于圖21)用于產(chǎn)生重疊均衡器結(jié)構(gòu)或不具備基準或中心抽頭的均衡器的技術(shù)。在742，“初始化”，控制系統(tǒng)54初始化系統(tǒng)20的各部分，如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣?？刂葡到y(tǒng)54接著將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到744。
在744，“CDE估計”，系統(tǒng)20估計與傳輸信道相關(guān)聯(lián)的延遲并確定SEGMENT_SYNC_OUT和FRAME_SYNC_OUT的值。系統(tǒng)20相對于它自身的系統(tǒng)時鐘、碼元計數(shù)器316以及序列計數(shù)器318固定訓練序列的延遲偏移。作為非限制性例子，在一些實施例中，系統(tǒng)20使用段同步技術(shù)以確定CDE。在其它實施例中，系統(tǒng)20使用幀同步技術(shù)以確定CDE。在又一些實施例中，系統(tǒng)20使用段同步和幀同步技術(shù)的組合以確定CDE?？刂葡到y(tǒng)54接著將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到746。
在746，“FFE啟用”，控制系統(tǒng)54啟用系統(tǒng)20的均衡器的FFE部分。系統(tǒng)20的均衡器的DFE部分被禁用?？刂葡到y(tǒng)54通過使用根據(jù)嵌入于傳輸中的同步信號的所希望的或預(yù)期的到達而產(chǎn)生的適配誤差信號以動態(tài)地產(chǎn)生FFE系數(shù)。作為例示，在系統(tǒng)20的一些實施例中，這些實施例包括均衡器200A，控制系統(tǒng)54根據(jù)CDE的CDEU 230估計在所希望的或預(yù)期的時間位置上生成(或?qū)е律?同步信號。作為例示，控制系統(tǒng)54在SC＝SEGMENT_SYNC_OUT時生成段同步訓練信號以適配均衡器20。
控制系統(tǒng)54隨即通過從由控制系統(tǒng)54生成的同步信號中減去經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88來生成適配誤差信號。控制系統(tǒng)54根據(jù)窗技術(shù)選擇部分適配誤差以適配均衡器的系數(shù)。被選擇的窗取決于系統(tǒng)20的運行狀態(tài)。例如，在一些實施例中，控制系統(tǒng)54使用段同步信號在初始化系統(tǒng)啟動期間適配FFE系數(shù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)54使用字段/幀同步信號在初始化系統(tǒng)啟動期間適配FFE系數(shù)。在又一些實施例中，控制系統(tǒng)54首先使用段同步信號適配FFE系數(shù)，而之后轉(zhuǎn)而結(jié)合段同步信號使用字段/幀同步信號。
正如之后將要討論的那樣，一旦獲得可靠的同步，控制系統(tǒng)54就根據(jù)由CDE的CDEU估計所確定的同步信號所希望的或預(yù)期的時間位置來適配FFE系數(shù)?？刂葡到y(tǒng)54根據(jù)CDE的CDEU估計在所希望的或預(yù)期的時間位置上生成同步信號。然后控制系統(tǒng)54通過從生成的同步信號中減去接收的信號來生成適配誤差信號。接著控制系統(tǒng)54用適配誤差信號來基于適配誤差信號適配FFE的系數(shù)。
作為例示，在一些實施例中，控制系統(tǒng)54通過從接收機生成的段同步信號中減去接收信號來生成適配差異信號。一些實施例通過從接收機生成的幀同步信號減去接收信號來生成適配差異信號。又一些實施例首先根據(jù)段同步信號的預(yù)期到達來適配FFE系數(shù)。在達到一定性能程度之后，如檢測到可靠的幀同步信號的存在，控制系統(tǒng)54使用段同步和字段/幀同步信號來生成差異信號。
在一些實施例中，如果在某一段時間之后沒有檢測到可靠的同步信號，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740操作轉(zhuǎn)到742。類似地，在一些實施例中，如果檢測到字段/幀同步信號的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。其它情況下，當均衡器輸出SNR性能(基于接收的同步信號的SNR)大于預(yù)定的DFE_ENB閾值時，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到748。通過選擇DFE_ENB閾值＞RETURN_FFE閾值，可能會產(chǎn)生滯后作用。
在748，“DFE啟用”，控制系統(tǒng)54啟用均衡器200的DFE部分216，該部分充當無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器。控制系統(tǒng)54使用根據(jù)段同步信號和字段/幀同步信號所生成的適配誤差信號來適配均衡器的FFE和DFE系數(shù)。適配誤差信號生成類似于“FFE允許”746中所用的過程。輸入至DFE的數(shù)據(jù)被量化成取決于DFE延遲路徑上可用的精度的電平。
如果檢測到字段/幀同步信號的丟失，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，當均衡器輸出SNR性能大于預(yù)定的RCA_ENB閾值時，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到750，其中信號對噪聲性能基于接收的同步信號的SNR。然而，在一些實施例中，當均衡器輸出SNR性能落在RETURN_FFE閾值下時，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到746。通過選擇RCA_ENB閾值＞RETUREN_DFE閾值＞DFE_ENB閾值，可能會引入滯后作用。一些實施例使用本領(lǐng)域熟知的其它技術(shù)，例如平均值濾波器和連續(xù)性計數(shù)器，來改善系統(tǒng)性能。
在750，“RCA”，使用基于簡化構(gòu)象算法(RCA)的適配誤差信號更新FFE和DFE系數(shù)。RCA假設(shè)輸入數(shù)據(jù)是2級的(2-leveled)，那么本地生成的參考信號是輸入數(shù)據(jù)的二元限幅。作為例示，在系統(tǒng)20的一些包括均衡器200A的實施例中，控制系統(tǒng)54通過從判決設(shè)備214的自適應(yīng)碼元判決94中減去經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88生成適配誤差信號?？刂葡到y(tǒng)54配置自適應(yīng)碼元判決94以提供來自經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88的輸入數(shù)據(jù)的二元限幅。二元限幅器將具有標準化電平-7，-5，-3，-1，+1，+3，+5，+7的8-VSB信號映射到-5.25至+5.25。在一些實施例中，限幅是在兩級方式完成的。在其它實施例中，限幅在四級方式完成的。又一些實施例如CMA使用信號構(gòu)象的峰度(kurtosis)。最后，其它實施例使用本領(lǐng)域技術(shù)人員熟知的其它簡化構(gòu)象技術(shù)。適配誤差信號被用于更新FFE和DFE系數(shù)。如前文所述，進入DFE的數(shù)據(jù)被量化成經(jīng)限幅的數(shù)據(jù)(8或16級判決限幅器)且DFE充當IIR濾波器。
在一些實施例中，控制系統(tǒng)54在接收的數(shù)據(jù)上僅使用RCA算法來適配FFE和DFE系數(shù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)將接收的同步信號與那些由控制系統(tǒng)54所生成的信號進行比較。在又一些實施例中，控制系統(tǒng)54根據(jù)系統(tǒng)性能或運行狀態(tài)，為RCA和基于同步信號的適配技術(shù)的效果加權(quán)重。
如果控制系統(tǒng)54檢測到字段/幀同步信號的丟失，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，當均衡器輸出SNR性能變得大于DATA_DIRECTED閾值時，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。在一些實施例中，計算SNR的技術(shù)包括檢查接收的同步信號和數(shù)據(jù)信號。如果，而不是改進，系統(tǒng)SNR性能落在RETURN_DFE閾值之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到748。通過選擇DATA_DIRECTED閾值＞RCA_ENB閾值＞RETURN_RCA閾值，可能引入滯后作用。
在752，“網(wǎng)格編碼器啟用”，使用根據(jù)網(wǎng)格編碼器輸出生成的經(jīng)適配的誤差信號更新FFE和DFE抽頭。與之前類似，控制系統(tǒng)54配置自適應(yīng)碼元判決94從網(wǎng)格編碼器提供輸出?？刂葡到y(tǒng)54使用判決導(dǎo)向LMS技術(shù)來適配均衡器系數(shù)。在一些實施例中，通過查看8-VSB信號的網(wǎng)格譯碼器輸出來確定自適應(yīng)誤差信號。在其它實施例中，通過檢查網(wǎng)格譯碼器階段中的一級的輸出來確定自適應(yīng)誤差信號。與之前類似，輸入至DFE的數(shù)據(jù)是經(jīng)量化限幅至一個預(yù)定數(shù)目的電平的數(shù)據(jù)，且DFE充當IIR濾波器。
如上所述，如果檢測到字段/幀同步信號的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，當均衡器輸出SNR性能變得大于DFU UPDATE閾值時，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到754。如果而不是改進，系統(tǒng)的SNR性能落在RETURN_RCA之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。通過選擇DFE_UPDATE閾值＞RETURN_RCA閾值＞RCA_ENB閾值，可能引入滯后作用。
在754，“DFE判決更新”，系統(tǒng)控制器54使用根據(jù)網(wǎng)格譯碼的輸出所生成的適配誤差信號來更新FFE和DFE系數(shù)。另外，控制器54配置均衡器的判決設(shè)備以將經(jīng)網(wǎng)格譯碼的數(shù)據(jù)提供至DFE 216中。作為例示，在系統(tǒng)20的一些包括均衡器200A的實施例中，控制系統(tǒng)54選擇性地控制均衡器反饋信號92以向DFE 216提供經(jīng)網(wǎng)格譯碼器校正的數(shù)據(jù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)54選擇性地控制均衡器反饋信號92以用來自網(wǎng)格譯碼器的各級的經(jīng)校正的數(shù)據(jù)來更新DFE 216。從而，DFE 216最初接收判決設(shè)備214的判決限幅器輸出。然后判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器部分在校正變得可行時更新DFE接收的判決。又一些實施例的運作是通過向DFE的各級提供來自網(wǎng)格譯碼器的中間級的經(jīng)網(wǎng)格譯碼器更新的值來進行的，如在共同待批的第10/407610號、題為“Transposed Structure for a Decision Feedback Equalizer Combined witha Trellis Decoder”，以及第09/884256號，題為“Combined Trellis Decoderand Decision Feedback Equalizer”的美國專利申請中所描述的那樣。
如上所述，如果檢測到字段/幀同步信號的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，如果均衡器輸出SNR性能落在RETURN_TRELLIS_ENABLED閾值之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。
系統(tǒng)20的一些實施例使用適配誤差信號的平均導(dǎo)向代替SNR。系統(tǒng)20的其它實施例使用網(wǎng)格譯碼器所檢測到的位差錯率。系統(tǒng)20的又一些實施例使用FEC碼元判決80的位差錯率。還有些實施例，類似于第6829297號美國專利，還根據(jù)由網(wǎng)絡(luò)譯碼器導(dǎo)出的性能量度來修改適配過程?？梢岳斫獾氖窍到y(tǒng)740可通過省略某些步驟來適用于不具備網(wǎng)格譯碼的系統(tǒng)。同樣地，轉(zhuǎn)換點可根據(jù)運行條件和應(yīng)用來調(diào)整為最佳性能。除了轉(zhuǎn)換閾值電平產(chǎn)生的滯后之外，系統(tǒng)20的一些實施例還包括置信度計數(shù)器、平均值濾波器、或類似的轉(zhuǎn)換平滑技術(shù)，來改善穩(wěn)定性并消除系統(tǒng)性能中的瞬時偏移。
可以理解的是在一些實施例中，可以通過消除746和754之間的中間階段來簡化系統(tǒng)740。作為例示，不具有網(wǎng)格譯碼器或不將網(wǎng)絡(luò)譯碼器更新DFE內(nèi)的采樣的網(wǎng)格譯碼器的能力包含在內(nèi)作為特征的實施例不需要步驟752或754。
均衡器46的另一個實施例，如圖22中的均衡器200A所示，在形式上和功能上類似于均衡器200，除了在FFE 210的輸出和加法器212的第一輸入之間添加了相位跟蹤器240。如圖22中所示，相位跟蹤器240接收來自FFE 210的輸入和反饋信號246，并向加法器212提供輸出。如稍后將詳細描述的那樣，相位跟蹤器240接收各種反饋信號246。反饋信號246可包括一個或多個由系統(tǒng)20或在系統(tǒng)20內(nèi)生成的感興趣的信號。作為例示，在系統(tǒng)20的一些實施例中，反饋信號246包括經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。在另一些實施例中，反饋信號246包括經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88和同步碼元判決86。在又一些實施例中，反饋信號246包括中間均衡器信號90、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88以及均衡器反饋信號92。如后所述，相位跟蹤器240使用反饋信號來導(dǎo)出用于校正FFE 210的輸出的相位糾正向量。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的一個實施例是如圖23所示的相位跟蹤器800A，它接收來自FFE 210的輸入信號242和反饋信號246A和246B。反饋信號246A是存在于接收信號中的估計的相位誤差的正弦(即sinθ)。類似地，反饋信號246B是存在于接收信號中的估計的相位誤差的余弦(即cosθ)。相位跟蹤器800A的輸出是均衡器200A的加法器212的一個輸入。
相位跟蹤器800A包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816、減法器818以及乘法器822、824和826。相位跟蹤器800A通過取判決設(shè)備214的輸出與對應(yīng)的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88間的差異來產(chǎn)生相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。如圖23中所示，至少一個實施例包括減法器830和延遲元件832。延遲元件832的輸入接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88，信號88是加法器212的輸出。減法器830的負和正輸入端分別接收來自延遲元件832的延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88和判決設(shè)備214的輸出。減法器830的輸出是相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。從而，相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248是通過取判決設(shè)備214的輸出與適當延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88的差異而導(dǎo)出的。如此，相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248是判決輸出和產(chǎn)生該輸出的輸入之間的誤差。延遲元件832提供足夠的信號傳播延遲以允許校正減法器830的輸入的正確的時間對準，并隨著判決設(shè)備214的輸出的性質(zhì)而改變。
如圖所示，一些實施例通過從判決設(shè)備214的判決限幅器輸出中減去適當延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88來導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。其它實施例通過從判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器輸出中減去適當延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88來導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。又一些實施例通過從判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器中的中間輸出級中減去適當延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88來導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。某些實施例通過從判決設(shè)備214的自適應(yīng)碼元判決94中減去適當延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88來導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。還有些其它實施例，控制系統(tǒng)52根據(jù)系統(tǒng)狀態(tài)、均衡器和/或系統(tǒng)條件選擇用于產(chǎn)生相位跟蹤器判決誤差信號248的判決設(shè)備214的輸出。
正如本領(lǐng)域技術(shù)人員可理解的那樣，相位跟蹤器800A導(dǎo)出相位誤差反饋信號。延遲線810和相移濾波器812接收輸入信號242，該輸入信號是FEE 210的輸出。延遲線810向旋轉(zhuǎn)器814的同相信號輸入和乘法器826提供輸出。乘法器826還接收反饋信號246A(sinθ)。相移濾波器812向旋轉(zhuǎn)器814的正交信號輸入和乘法器824提供輸出。乘法器824還接收反饋信號246B(cosθ)。
在一些實施例中，相移濾波器812包括90度相移濾波器或正交濾波器。在其它實施例中，相移濾波器812包括希爾伯特濾波器或截斷的(truncated)希爾伯特濾波器。在又一些實施例中，相移濾波器812是某一所希望的長度的FIR濾波器，該FIR濾波器的濾波器抽頭系數(shù)被最優(yōu)化以使得對于90度相移的信道和某一接收機獲取閾值，濾波器輸出的均方誤差(MMSE)最小。作為例示，相移濾波器812的一些實施例是具有31個采樣長度的FIR濾波器，具有對VSB或15.1dB的偏移QAM接收機獲取SNR閾值的MMSE優(yōu)化的濾波器抽頭系數(shù)。相移濾波器812的其它實施例包括對于小于15.1dB的接收機獲取SNR閾值優(yōu)化的濾波器抽頭系數(shù)。本發(fā)明的至少一個實施例包括對15dB的獲取SNR閾值優(yōu)化的相移濾波器812系數(shù)。
減法器818的負和正輸入端分別接收乘法器826和乘法器824的輸出。減法器818向乘法器822提供相位誤差估計，乘法器822還接收來自減法器830的相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。積分器816接收乘法器822的輸出，并向旋轉(zhuǎn)器814的輸入提供相位校正信號θ。最后，旋轉(zhuǎn)器814向均衡器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的輸出。
在一些實施例中，相位跟蹤器800A接收FFE 210的輸出作為實信號或同相信號IFFE。FFE 210的輸出通過相移濾波器812以產(chǎn)生相應(yīng)的虛信號或正交信號QFFE。
FFE 210的輸出還通過延遲線810以確保IFFE和QFFE在時間上對準且對應(yīng)于相同的FFE 210輸出。IFFE和QFFE可以看成是具有大小和相位的向量對。然而，可以理解的是FFE 210的一些接收IFFE和QFFE的實施例會輸出實的和相位正交分量而無需延遲線810和相移濾波器812。相位跟蹤器800A通過旋轉(zhuǎn)IFFE和QFFE來最小化存在于均衡器200A的輸出端處的相位誤差?；谟煞e分器816提供的相位校正信號θ，旋轉(zhuǎn)器814將IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ，其中積分器816的輸入是EPTD·(QFFEcosθ-IFFEsinθ)，而EPTD是在時間上與反饋信號246A和246B相關(guān)的相位跟蹤器判決誤差信號。從而，積分器的輸入是與FFE 210的某一輸出有關(guān)的判決導(dǎo)向相位誤差信號。如此，積分器816的輸出是相位校正信號θ，其中在采樣索引i，θi＝θi-1+μEPTD·(QFFEcosθi-1-IFFEsinθi-1)，其中μ是某個更新步長參數(shù)?？梢岳斫獾氖窃谝恍嵤├校鹊闹涤蚴怯邢薜摹?br> 旋轉(zhuǎn)器814使用相位校正信號θ旋轉(zhuǎn)向量對IFFE和QFFE。在一些實施例中，旋轉(zhuǎn)器814包括復(fù)乘法器、正弦查詢表以及余弦查詢表。旋轉(zhuǎn)器814將接收的相位校正信號θ轉(zhuǎn)化成相位校正向量ejθ，該向量被用于旋轉(zhuǎn)IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814產(chǎn)生經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘朓PT。在一些實施例中，旋轉(zhuǎn)器814也產(chǎn)生正交或虛信號QPT(未示出)。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是，這些例示是用作舉例，而圖23中未示出的其它延遲元件也可以包含在一些實施例中來保持各信號間的正確的時間關(guān)系。
相位誤差反饋信號是通過估計存在于均衡器200A(參見圖22)中的某一級中的相位誤差來創(chuàng)建的。相位跟蹤器800A的一些實施例根據(jù)均衡器的運行模式來估計存在于均衡器的一個輸出信號中的相位誤差。作為例示，在一些實施例中，相位誤差估計來源于FFE 210的輸出。在其它實施例中，相位誤差估計來源于均衡器200A的加法器212的輸出。在另一些實施中，相位誤差估計來源于相位跟蹤器800A的輸出。在又一些實施例中，用于得出相位誤差估計的信號由控制系統(tǒng)54根據(jù)均衡器性能來選擇。
在圖24中顯示的相位跟蹤器240的另一個實施例是800B。相位跟蹤器800B在運行上類似于相位跟蹤器800A，除了信號IFFE和QFFE首先被乘以相位跟蹤器判決誤差信號248。如此，相位跟蹤器800B包括不同位置上的乘法器822，并進一步包括額外的乘法器828。
乘法器826接收IFFE和相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248作為輸入。乘法器822接收反饋信號246A(sinθ)和乘法器826的輸出作為輸入。乘法器828接收QFFE和相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248作為輸入。乘法器824接收反饋信號246B(cosθ)和乘法器828的輸出作為輸入。減法器818的負和正輸入端分別接收乘法器822和824的輸出，并提供兩個信號的差作為對積分器816的輸出。如相位跟蹤器800A中一樣，積分器816接收減法器818的輸出，并向旋轉(zhuǎn)器814的輸入端提供相位校正信號θ。最后，旋轉(zhuǎn)器814向均衡器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的輸出。
相位跟蹤器800B的相位校正信號θ對于采樣索引i為θi＝θi-1+μ·EPTD·(QFFEcosθi-1-IFFEsinθi-1)，其中反饋信號246A、sinθ，以及反饋信號246B、cosθ與相位跟蹤器判決誤差信號EPTD有關(guān)。如之前所述，旋轉(zhuǎn)器814將輸入數(shù)據(jù)向量IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ并由此校正了FFE 210的輸出的相位。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，這些例示僅用作舉例，圖24中未示出的其它延遲元件也可以包含在各個實施例中來保持各信號間的正確的時間關(guān)系。
在均衡器200A中的相位跟蹤器240的另一個實施例是適用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)的相位跟蹤器800C。如圖25中所示，相位跟蹤器800C接收來自FFE 210的輸入信號242，以及相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。相位跟蹤器800C的輸出連接至均衡器200A的加法器212的輸入端。如圖25中所示，相位跟蹤器800C使用類似于相位跟蹤器800A中使用的技術(shù)來生成相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)249。
類似于相位跟蹤器800A，相位跟蹤器800C也包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。輸入線810和相移濾波器812的輸入端接收來自FFE 210的輸入信號242并分別產(chǎn)生IFFE和QFFE作為輸出。延遲線810的輸出向旋轉(zhuǎn)器814的同相信號輸入端提供IFFE，IFFE是輸入信號242的延遲版本。相移濾波器812的輸出向旋轉(zhuǎn)器814的正交信號輸入端和乘法器822提供QFFE。結(jié)果，QFFE被用作為相位誤差信號。乘法器822還接收相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248并將乘積提供給積分器816作為輸入。積分器816向旋轉(zhuǎn)器814的輸入端提供相位校正信號θ。
與之前描述的相位跟蹤器類似，F(xiàn)FE 210的輸出通過延遲線810和相移濾波器812后產(chǎn)生了信號IFFE和QFFE。乘法器822將QFFE乘以相位跟蹤器判決誤差信號248來產(chǎn)生判決定向相位誤差估計，該估計隨后由積分器816積分以形成相位校正信號，在采樣索引為i時θi＝θi-1+μ·(QFFE)·(EPTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收θ并推導(dǎo)出相位校正向量ejθ。旋轉(zhuǎn)器814將向量對IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實或同相輸出。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣，這些例示只是舉例。其它的延遲元件(圖25中未示出)也可用于一些備選的實施例中以根據(jù)在推導(dǎo)相位跟蹤器判決誤差信號時的等待時間保持各信號間的正確的時間關(guān)系。作為例示，可以理解的是相位誤差估計和相位跟蹤器判決誤差信號248對應(yīng)于FFE 210的輸出。然而，由于乘法器822的輸出被積分以獲取平均相位校正信號，在一些實施例中，應(yīng)用于IFFE(n)和QFFE(n)的相位校正向量ejθ可不包括來自IFFE(n)和QFFE(n)的貢獻；可以理解的是IFFE(n)和QFFE(n)是第n個IFFE和QFFE采樣。
均衡器200A中的相位跟蹤器的另一個實施例是相位跟蹤器800D，其也適用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)。如圖26中所示，相位跟蹤器800D接收來自FFE210的輸入信號242以及相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248并產(chǎn)生對均衡器200A的加法器212的輸出。如圖26中所示，相位跟蹤器800D使用與之前關(guān)于相位跟蹤器800A的描述所類似的技術(shù)來生成相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248，顯示為相位跟蹤器800D的一部分，在形式上和功能上類似于相位跟蹤器800A中所使用的信號。
類似于相位跟蹤器800C，相位跟蹤器800D也包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。如之前對于相位跟蹤器的描述，延遲線810和相移濾波器812的輸入端接收來自FFE 210的輸入信號242并分別在它們各自的輸出端產(chǎn)生IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814分別在它的同相和正交輸入端接收IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814產(chǎn)生經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘朓PT以及正交或虛信號QPT。均衡器200A的加法器212接收實信號IPT作為輸出。乘法器822接收旋轉(zhuǎn)器814的正交QPT以及相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。乘法器822將QPT和(EPTD)248的積提供給積分器816。積分器816對乘法器822的輸出求積分產(chǎn)生相位校正信號θ，作為對旋轉(zhuǎn)器814的校正向量輸入端的輸出。
相位跟蹤器800D使用EPTD和QPT的積作為旋轉(zhuǎn)器814的輸出端的相位誤差估計。乘法器822將QPT乘以相位跟蹤器判決誤差信號248來產(chǎn)生判決導(dǎo)向相位誤差估計，該估計接著由積分器816積分形成相位校正信號θi＝θi-1+μ·(QPT)·(EPTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收θ并導(dǎo)出相位校正向量ejθ。在一些實施例中，最大相位校正被限制在一個所希望的范圍內(nèi)。作為非限制性的例子，一些實施例中，最大相位校正信號將旋轉(zhuǎn)器814提供的相位校正限制到±45度。然后旋轉(zhuǎn)器814將向量對IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實或同相輸出IPT。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的，這些說明只是舉例。其它的延遲元件(圖26中未示出)也可用于某些實施例中以保持相位誤差估計QPT與相位跟蹤器判決誤差信號EPTD間的正確的時間關(guān)系，使乘法器822的輸出是對應(yīng)于來自FFE 201的輸出(輸入信號242)的判決導(dǎo)向相位誤差估計。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的另一個實施例是相位跟蹤器800E，其也適用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)。如圖27中所示，相位跟蹤器800D接收來自FFE 210的輸入信號，并向均衡器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的實或同相輸出IPT。與上述討論的實施例類似，如圖27中所示，相位跟蹤器800E使用與之前關(guān)于相位跟蹤器800A的描述類似的技術(shù)來生成相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248，顯示為相位跟蹤器800E的一部分，在形式上和功能上類似于相位跟蹤器800A中所使用的信號。
與相位跟蹤器800D一樣，相位跟蹤器800E也包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。延遲線810和相移濾波器812的輸入端接收來自FFE 210的輸入信號242。延遲線810和相移濾波器812然后分別向旋轉(zhuǎn)器814的同相和正交輸入端提供IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814接收來自積分器816的相位校正信號θ并提供經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘朓PT至均衡器200A的加法器212。
相位跟蹤器800E進一步包括與相移濾波器812具有類似功能和特性的相移濾波器840。在某些實施例中，如圖27所示，相移濾波器840接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。在某些其它實施例中，未示出，相移濾波器840的輸入端接收來自判決設(shè)備214的輸出。作為例示，在一些實施例中，相移濾波器840接收判決設(shè)備中的判決限幅器的輸出。在其它實施例中，相移濾波器840接收判決設(shè)備214中的網(wǎng)格譯碼器的輸出。在又一些實施例中，相移濾波器840接收判決設(shè)備214中的網(wǎng)格譯碼器的一級的輸出?？蛇x地，在800E的一些實施例中(未示出)，相移濾波器840接收IPT而不是經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。
乘法器822的輸入端接收相移濾波器840的輸出和相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248。如圖27中所示，相移濾波器840接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88并提供虛或正交信號QEQ作為對乘法器822的輸出。QEQ是提供給相移濾波器840的對均衡器輸出的相位誤差估計。乘法器822通過將QEQ乘以相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248來產(chǎn)生判決導(dǎo)向相位誤差估計。積分器816對乘法器822的輸出積分，形成相位校正信號θi＝θi-1+μ·(QEQ)·(EPTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收相位校正信號θ并導(dǎo)出相位校正向量ejθ。旋轉(zhuǎn)器814接著將向量對IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實或同相輸出IFFE。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣，這些例示只是舉例。其它的延遲元件(圖27中未示出)用于某些實施例中以保持相位誤差估計QEQ與EPTD間的正確的時間關(guān)系，使乘法器822的輸出是對應(yīng)于某一恢復(fù)的碼元的判決導(dǎo)向相位誤差估計。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的一個額外的實施例是相位跟蹤器800F，如圖28中所示，其包括第一延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814以及積分器816。相位跟蹤器800F在延遲線810和相移濾波器812處接收來自FFE 210的輸入信號242。延遲線810和相移濾波器812分別向旋轉(zhuǎn)器814的同相和正交輸入端提供IFFE和QFFE。
相位跟蹤器800F進一步包括減法器818、乘法器822、乘法器824、延遲線836、相移濾波器840以及延遲線842。延遲線836和838分別接收IFFE和QFFE。延遲線836向乘法器822的輸入端提供IFFE的延遲版本。延遲線838向乘法器824的一個輸入端提供QFFE的延遲版本。如圖28中所示，在一些實施例中，延遲線842和相移濾波器840接收來自判決設(shè)備214的輸出。作為例示，在一些實施例中，判決設(shè)備214的判決限幅器向延遲線842和相移濾波器840提供輸出。在其它實施例中，判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器向延遲線842和相移濾波器840提供輸出。在又一些實施例中，判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器的一級向延遲線842和相移濾波器840提供輸出。還有其它的實施例可選擇地在判決設(shè)備214的輸入端提供經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88作為延遲線842和相移濾波器840的輸入。另外，相位跟蹤器800F的某些其它的實施例根據(jù)系統(tǒng)20的均衡器200A的運行狀態(tài)來選擇對延遲線842和相移濾波器840的輸入。
相移濾波器840產(chǎn)生正交輸出QDD。延遲線842提供延遲版的同相輸入作為輸出IDD?？梢岳斫獾氖牵舆t線842補償由相移濾波器840引入的延遲，并在時間上對準QDD和IDD。
可以理解的是，延遲線836和838補償由均衡器200A中的信號處理引入的延遲，并在時間上將延遲版的IDD和QDD與IDD和QDD對準。從而，乘法器822分別從相移濾波器840和延遲線836接收QDD和延遲版的IDD類似地，乘法器824分別從延遲線842和延遲線838接收IDD和延遲版的QDD。延遲線836和838提供的延遲對準乘法器822和824的輸入，使得它們對應(yīng)于同一個接收的碼元。
減法器818的負和正輸入端分別接收乘法器822和乘法器824的輸出，并且減法器818提供判決導(dǎo)向相位誤差輸出給積分器816。與之前的相位跟蹤器實施例類似，積分器816向旋轉(zhuǎn)器814提供相位校正信號θ，其中θi＝θi-1+μ·[(QFFE·IDD)-(IFFE·QDD)]。
旋轉(zhuǎn)器接收θ并導(dǎo)出相位校正向量ejθ。旋轉(zhuǎn)器8 14將向量對IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實或同相輸出。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣，這些例示只是舉例。圖28中未示出的其它的延遲元件用于某些實施例中以保持在乘法器822和824處的IFFE，QFFE，IDD和QDD間的時間關(guān)系，使得減法器818的輸出是對應(yīng)于某一接收的碼元的判決導(dǎo)向相位誤差估計。
雖然相位跟蹤器800和具體實施例800A-800F顯示了FFE 210只接收IF，但是，可以理解的是相位跟蹤器800的有些實施例被適配成FEE 210的實施例接收IF和QF，并提供IFFE和QFFE作為直接從FEE 210至旋轉(zhuǎn)器814的輸出。同樣地，在一些實施例中，最大相位校正范圍是有限的。作為非限制性的例子，一些實施例將旋轉(zhuǎn)器814提供的最大相位校正限制到±45度。在另一些實施例中，θ的值被限制于控制相位校正信號的范圍。此外，雖然是關(guān)于ATSC系統(tǒng)進行的描述，但是，可以理解的是相位跟蹤器800中所含的技術(shù)和設(shè)備可以適用于其它調(diào)制技術(shù)和數(shù)據(jù)構(gòu)象。
類似地，可以理解的是相位跟蹤器800的一些實施例被適配為用于FFE 210的具有微小間隔采樣的實施例。最后，可以理解的是相位跟蹤器800的一些實施例被適配接收實和正交輸入信號作為來自FFE 210的輸入；因此FFE 210直接提供IFFE和QFFE而無需延遲線810和相移器812。
圖3的系統(tǒng)20的另一個實施例是圖29中所示的系統(tǒng)900。根據(jù)一方面，系統(tǒng)900使用一種用于導(dǎo)出載波跟蹤反饋環(huán)和定時同步反饋環(huán)的技術(shù)。系統(tǒng)900包括同步910、數(shù)字解調(diào)器929、均衡器930、判決導(dǎo)向控制(DDC)940、非相干控制(NCC)950以及控制系統(tǒng)954，它們分別在形式和功能上類似于系統(tǒng)20的元件40、42、46、52、50和54(參見圖3)。類似于系統(tǒng)20，系統(tǒng)900導(dǎo)出之前所描述的信號段同步96、字段/幀同步98、SNR 100、VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。如同系統(tǒng)20的控制系統(tǒng)54，控制系統(tǒng)954接收段同步96、字段/幀同步98、SNR 100、VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。同樣可以理解的是均衡器930的各種實施例包括之前描述的均衡器48、200和200A的實施例。類似地，均衡器930的一些實施例包括之前描述的相位跟蹤器800、800A、800B、800C、800D、800E和800F的實施例。
另外，信號64A、66A、72A和74A在形式上和功能上類似于圖3的信號64、66、72和74?？梢岳斫獾氖菫榱撕喕?，數(shù)字解調(diào)器輸出的奈奎斯特濾波沒有顯示在系統(tǒng)900中；然而，這是為了簡單且并非限制。本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解奈奎斯特濾波可以任何形式出現(xiàn)在本發(fā)明的各種實施例中。
如圖29中所示，系統(tǒng)900從前端接收機(例如，圖3中的接收機30)接收近基帶信號60A并向數(shù)字解調(diào)器920提供數(shù)字化的近基帶信號62A。數(shù)字解調(diào)器920的輸出提供基帶信號920A作為均衡器930的輸入。均衡器930提供輸出930A、930B、930C和930D給判決導(dǎo)向控制940。DDC 940包括減法器942、載波偏移后置濾波器944、定時偏移后置濾波器946、乘法器948以及乘法器950。DDC 940提供判決導(dǎo)向同步反饋信號66A給同步910，并進一步提供判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A給數(shù)字解調(diào)器920。
在一些實施例中，均衡器930是重疊均衡器。在其它實施例中，均衡器930不具有預(yù)定義或固定的中心抽頭。均衡器930的某些實施例還包括相位跟蹤器。從而，如下文將要更詳細地描述的那樣，在一些實施例中，輸出930A和930B是部分均衡的信號。作為例示，在一些實施例中，均衡器輸出930A和930B是均衡器930的FFE部分的輸出。在其它實施例中，均衡器輸出930A和930B是均衡器的相位跟蹤器部分的輸出。在又一些實施例中，均衡器輸出930A和930B是均衡器的判決設(shè)備的輸入信號。在還有些其它的實施例中，均衡器輸出930A和930B是由不同源提供的。作為非限制性例子，在一些實施例中，均衡器輸出930A還是均衡器的判決設(shè)備的輸入信號，而均衡器輸出930B是均衡器的相位跟蹤器的輸出。
系統(tǒng)900的另一方面是類似于相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD)248的判決誤差信號的導(dǎo)出。從而，在一些實施例中，均衡器輸出930C和930D分別是均衡器930的判決設(shè)備的輸入信號和對應(yīng)于輸入信號930C的判決設(shè)備輸出。在某些實施例中，均衡器輸出930D是判決設(shè)備的判決限幅器的輸出。在其它實施例中，均衡器輸出930D是網(wǎng)格譯碼器的輸出。在又一些實施例中，均衡器輸出930D是網(wǎng)格譯碼器中間級的輸出。
使用一個或多個延遲元件(未示出)，系統(tǒng)900應(yīng)用本領(lǐng)域技術(shù)人員可使用的技術(shù)來在時間上對準呈現(xiàn)給減法器942的數(shù)據(jù)。從而，減法器942產(chǎn)生誤差反饋信號942A，該信號是均衡器930的判決設(shè)備輸出與對應(yīng)的判決設(shè)備的輸入信號的差。類似地，系統(tǒng)900也在時間上對準呈現(xiàn)給乘法器948和950的輸入。從而，乘法器948的輸入對應(yīng)于同一個基帶信號920A。同樣地，乘法器950的輸入對應(yīng)于同一個基帶信號920A。最后，雖然圖29顯示乘法器948和950接收相同的誤差反饋信號920A，但是，可以理解的是這是舉例而非限制。從而，在一些實施例中，用于載波跟蹤的誤差信號以用于同步的誤差信號不同地被計算。作為例示，在一些實施例中，用于載波跟蹤的誤差反饋信號942A由均衡器930的限幅器形成，而用于同步的誤差反饋信號942A由均衡器930的網(wǎng)格譯碼器輸出形成。
載波偏移后置濾波器944和定時偏移后置濾波器946分別接收均衡器輸出930A和930B。減法器942的負和正輸入端分別接收均衡器輸出930C和930D，并產(chǎn)生誤差反饋信號942A。乘法器948接收載波偏移后置濾波器944的輸出和誤差反饋信號942A。乘法器948提供判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A給環(huán)路濾波器926。類似地，乘法器950接收定時偏移后置濾波器946的輸出和誤差反饋信號942A。乘法器950提供判決導(dǎo)向同步反饋信號66A給環(huán)路濾波器916。
載波偏移后置濾波器944檢測存在于均衡器輸出930A的載波頻率和相位偏移。在一些實施例中，載波偏移后置濾波器944是提供相位誤差估計的相位誤差檢測器。在其它實施例中，載波偏移后置濾波器944是在形式和功能上類似于相移濾波器812的移相或正交濾波器。從而，載波偏移后置濾波器944的一些實施例包括希爾伯特濾波器或截斷的希爾伯特濾波器。在又一些實施例中，載波偏移后置濾波器944是希望長度的FFE，其濾波器抽頭系數(shù)對于90度相移的信道和具有預(yù)定的獲取閾值的接收機最優(yōu)化以使得濾波器輸出的均方誤差(MMSE)最小。
作為例示，如之前關(guān)于相移濾波器812的描述，載波偏移后置濾波器944的一些實施例是具有31個采樣長度的FIR濾波器，濾波器抽頭系數(shù)MMSE對于VSB或15.1dB的偏移QAM接收機獲取SNR閾值最優(yōu)化。以此產(chǎn)生的濾波器定性地如圖36B所示。載波偏移后置濾波器944的其它實施例包括對于小于15.1dB的接收機獲取SNR閾值優(yōu)化的濾波器抽頭值。載波跟蹤反饋環(huán)的至少一個實施例包括載波偏移后置濾波器944，具有對于15dB的獲取SNR閾值優(yōu)化的系數(shù)。在其它實施例中，載波偏移后置濾波器944導(dǎo)出其輸出端的相位誤差估計，類似于相位跟蹤器800A、800C、800D和800E的實施例中所導(dǎo)出的相位誤差估計。
乘法器948通過將載波偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號942A來形成判決導(dǎo)向跟蹤反饋信號74A?？梢岳斫獾氖窃诟鞣N實施例中使用一個或多個延遲元件以在時間上對準對乘法器948的輸入。
定時偏移后置濾波器946對均衡器輸出930B進行濾波以檢測定時或同步偏移。在一些實施例中，定時偏移后置濾波器946是被最優(yōu)化為檢測任意小的分數(shù)的定時偏移的相關(guān)濾波器。在其它實施例中，定時偏移后置濾波器946將定時超前濾波器和定時滯后濾波器的輸出相組合，其中定時超前濾波器檢測正的定時偏移，定時滯后濾波器檢測負的定時偏移。定時偏移后置濾波器946的其它實施例將定時超前濾波器和定時滯后濾波器的輸出相加以在定時偏移后置濾波器946的輸出產(chǎn)生對稱的定時偏移誤差信號。定時偏移后置濾波器946的還有些實施例對FIR濾波器的系數(shù)進行MMSE最優(yōu)化，以在帶有白噪聲的情況下對給定的接收機獲取閾值產(chǎn)生脈沖響應(yīng)。作為例示，在一些實施例中，濾波器系數(shù)是通過一種包括將第一濾波器和第二濾波器的系數(shù)進行相加的技術(shù)導(dǎo)出的，其中第一和第二濾波器被最優(yōu)化以分別檢測超前定時偏移和滯后定時偏移。在其它實施例中，定時偏移后置濾波器946的系數(shù)的導(dǎo)出還包括對第一和第二濾波器的系數(shù)求平均。
在某些實施例中，定時偏移后置濾波器946的系數(shù)的導(dǎo)出包括對兩個濾波器的系數(shù)相加或求平均。每個濾波器都進行MMSE最優(yōu)化，以產(chǎn)生用于在SNR小于或等于接收機獲取閾值時、在存在白噪聲的情況下檢測任意小的分數(shù)的定時偏移的脈沖響應(yīng)。兩個濾波器的系數(shù)被最優(yōu)化以檢測相反方向的定時偏移。作為例示，在一些實施例中，第一濾波器被最優(yōu)化以檢測1/10th碼元定時偏移(超前)，第二濾波器被最優(yōu)化為檢測-1/10th碼元定時偏移(滯后)，并且第一和第二濾波器系數(shù)是非對稱的。隨后通過對第一和第二濾波器的系數(shù)求平均或相加來獲得濾波器946的系數(shù)。產(chǎn)生的濾波器是對稱濾波器，如圖36A中定性地所示的那樣，它在SNR小于或等于接收機獲取閾值時在存在白噪聲的情況下檢測任意小的分數(shù)的定時偏移。
對第一和第二濾波器的系數(shù)相加或求平均產(chǎn)生濾波器946的系數(shù)，這些系數(shù)是對稱且相關(guān)的超前以及滯后定時偏移。作為例示，濾波器946的一些實施例經(jīng)MMSE最優(yōu)化，以在具有15.1dB SNR的信道中在存在白噪聲的情況下產(chǎn)生脈沖響應(yīng)。濾波器946的還有些實施例對于1/10th碼元定時偏移產(chǎn)生最大相關(guān)。
定時偏移后置濾波器946的還有些實施例包括有31個采樣長度的FFE，該FFE的濾波器抽頭系數(shù)對于VSB或15.1dB的偏移QAM接收機獲取SNR閾值進行MMSE最優(yōu)化。定時偏移后置濾波器946的其它實施例包括對小于15.1dB的接收機獲取SNR閾值最優(yōu)化的濾波器抽頭值。本發(fā)明的至少一個實施例包括對15dB的獲取SNR閾值最優(yōu)化的定時偏移后置濾波器946系數(shù)。
回到圖29，乘法器950將定時偏移后置濾波器946的輸出乘以誤差反饋信號942A來產(chǎn)生對應(yīng)于某一接收的碼元的判決導(dǎo)向同步反饋信號66A?？梢岳斫獾氖窃谝恍嵤├惺褂醚舆t元件來在時間上對準對乘法器950的輸入。
由系統(tǒng)900接收到的數(shù)據(jù)被提供給A/D 912，A/D 912以由受控反饋VCXO 914支配的時鐘率對接收的近基帶信號60A進行采樣。數(shù)字混頻器922基于受控反饋NCO 924生成的本地載波頻率對來自A/D 912的數(shù)字化的近基帶信號62A進行下調(diào)制。數(shù)字混頻器922的輸出被濾波(出于簡潔的目的沒有示出)以產(chǎn)生數(shù)字化的基帶信號920A。在一些實施例中，如圖3所示，奈奎斯特濾波器對數(shù)字混頻器的輸出進行濾波。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解也可以使用其它濾波器對數(shù)字混頻器922的輸出進行濾波?；氐綀D29，均衡器930接收數(shù)字化的基帶信號920A并從其上去除任何殘留信道失真以及多徑干擾。均衡器930的一些實施例還包括相位跟蹤器以去除殘留的載波相位誤差。
如下所述，根據(jù)系統(tǒng)900的運行狀態(tài)，同步910的操作由非相干同步反饋信號64A或判決導(dǎo)向同步反饋信號66A進行選擇性地支配。類似地，根據(jù)系統(tǒng)900的運行狀態(tài)，數(shù)字解調(diào)器920的操作由非相干載波跟蹤反饋信號72A或判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A選擇性地支配。
NCC 950接收數(shù)字混頻器922的輸出，并導(dǎo)出非相干同步反饋信號64A和載波跟蹤反饋信號72A。NCC 950以通過被引用而結(jié)合在此的共同待批的申請美國申請序列號10/408，053和美國申請序列號10/407，634中所描述的方式，使用上奈奎斯特斜率和下奈奎斯特斜率上的導(dǎo)頻信號和冗余信息的組合，來導(dǎo)出非相干載波跟蹤反饋信號72A和非相干同步反饋信號64A。通過NCC 950對這些信號的導(dǎo)出較佳地不依賴于均衡器930的輸出。
如前所述，均衡器930向減法器942提供均衡輸出930C和930D，減法器942形成誤差反饋信號942A。均衡器930還向載波偏移后置濾波器944提供均衡器輸出930A。載波偏移后置濾波器944對均衡器輸出930A進行濾波以檢測載波頻率或相位誤差。乘法器948通過將載波偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號942A來形成判決導(dǎo)向跟蹤反饋信號74A。類似地，定時偏移后置濾波器946對均衡器輸出930B進行濾波以檢測定時和同步誤差，隨后乘法器950通過將定時偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號942A來形成判決導(dǎo)向同步反饋信號66A。如前所述，可以理解的是在圖29中沒有示出的延遲被設(shè)置在各種信號路徑中以在時間上對準各信號，這樣，誤差反饋信號942A分別對應(yīng)于載波偏移后置濾波器944以及定時偏移后置濾波器946的輸出。
通過將非相干載波跟蹤反饋信號72A和判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A反饋給環(huán)路濾波器926，形成控制數(shù)字解調(diào)器920的反饋環(huán)路。如下文所述，根據(jù)系統(tǒng)900的運行狀態(tài)，控制系統(tǒng)954選擇性地控制環(huán)路濾波器926來使用非相干載波跟蹤反饋信號72A或判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A。環(huán)路濾波器926對所選擇的反饋信號進行濾波并向NCO 924提供控制信號。NCO 924向數(shù)字混頻器922提供本地載波的數(shù)字表示以對數(shù)字化的近基帶信號62A進行下調(diào)制。在一些實施例中，環(huán)路濾波器926對所選擇的反饋信號進行低通濾波。在其它實施例中，環(huán)路濾波器926對所選擇的反饋信號進行積分，并隨后對積分輸出進行低通濾波。作為例示，在某些實施例中，所選擇的反饋信號在被低通濾波并被提供給NCO 924之前通過理想積分器。在某些其它實施例中，所選擇的反饋信號在被低通濾波并被提供給NCO 924之前通過“漏”積分器。
類似地，通過將非相干同步反饋信號64A和判決導(dǎo)向同步反饋信號66A反饋給環(huán)路濾波器916，形成控制同步910的反饋環(huán)路。如下文所述，根據(jù)系統(tǒng)900的運行狀態(tài)，控制系統(tǒng)970選擇性地控制環(huán)路濾波器916來使用非相干同步反饋信號64A或判決導(dǎo)向同步反饋信號66A。環(huán)路濾波器916對所選擇的反饋信號進行濾波并向VCXO 914提供控制信號。A/D 912從VCXO 914接收受控反饋采樣時鐘，這使得均衡器930輸出中的同步引入的誤差最小。
系統(tǒng)900的另一個實施例(通過繼續(xù)參考圖29的系統(tǒng)，其操作示于圖30中)包括用于控制均衡器最優(yōu)化處理操作以及同步和解調(diào)控制反饋環(huán)路的系統(tǒng)1000。在1010，“初始化獲取模式”，控制系統(tǒng)954初始化系統(tǒng)900。均衡器930還沒有運行。均衡器的相位跟蹤器和CDEU還沒有發(fā)揮功能或保持在復(fù)位狀態(tài)。NCC 950是運行的。控制系統(tǒng)954將同步器910和數(shù)字解調(diào)器920設(shè)置在獲取模式并選擇性地控制環(huán)路濾波器916和環(huán)路濾波器926來選擇NCC 950的非相干同步反饋信號64A和非相干載波跟蹤反饋信號72A。經(jīng)過一段時間后，控制系統(tǒng)954從VCXO鎖定102和NCO鎖定104接收肯定聲明同步910和數(shù)字解調(diào)器920被鎖定至進入的信號。在聲明VCXO鎖定和BCO鎖定后，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1010轉(zhuǎn)換為1012。
在1012，“計算信道延遲估計”，控制系統(tǒng)954打開均衡器930的CDEU部分。均衡器930的其它部分仍為非運行的?？刂葡到y(tǒng)954繼續(xù)將同步910和數(shù)字解調(diào)器920保持在獲取模式。NCC 950的非相干反饋信號繼續(xù)管理系統(tǒng)900的同步和解調(diào)操作。一旦均衡器930的CDEU部分計算出信道延遲估計并確定FFE輸出上的段同步和幀同步的期望定時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1012轉(zhuǎn)換為1014。
在1014，“均衡器使用段同步進行訓練”，控制系統(tǒng)954啟用均衡器930的FFE部分，并將均衡器930的DFE部分設(shè)置為IIR模式。在IIR模式中，DFE從均衡器930的判決設(shè)備中接收限幅數(shù)據(jù)。在那些帶有相位跟蹤器的實施例中，相位跟蹤器被配置為旁通模式?？刂葡到y(tǒng)954使用段同步作為訓練信號以適配FFE系數(shù)。在控制系統(tǒng)954從字段/幀同步98中接收到關(guān)于檢測到字段/幀同步的至少一個肯定指示后，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1014轉(zhuǎn)換為1016。然而，在一些實施例中，系統(tǒng)900包括超時特征，由此，當接收到非足夠數(shù)量的字段/幀同步指示以指示向適當?shù)剡m配均衡器系數(shù)進展時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1012返回至1010。
在一些實施例中，段同步來自均衡器930的CDEU。在其它實施例中，當CDEU根據(jù)進入信號與字段/幀同步序列的相關(guān)來計算信道延遲估計時，幀同步信號來自均衡器930的CDEU。另外，均衡器930的一部分基于衡器的中間經(jīng)均衡的信號或均衡器輸出生成幀同步(類似于圖5的中間經(jīng)均衡的信號90或均衡器輸出88)。
在1016，“均衡器使用段同步以及字段/幀同步進行訓練”，控制系統(tǒng)954使用字段/幀同步和段同步作為訓練信號導(dǎo)出均衡器930的FFE部分的系數(shù)。均衡器930的DFE部分繼續(xù)運行在IIR模式。類似地，均衡器930的相位跟蹤部分繼續(xù)運行在旁通模式?？刂葡到y(tǒng)954監(jiān)視字段/幀同步98和SNR 100，并且當所測得的信號有大于預(yù)定的RCA ENB閾值的估計SNR時，將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1016轉(zhuǎn)換為1018。然而，如果控制系統(tǒng)954檢測到字段/幀同步指示的丟失時，控制系統(tǒng)954則改為將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1016轉(zhuǎn)換為1010。
在1018，“均衡器在RCA模式下進行訓練”，控制系統(tǒng)954啟用系統(tǒng)900的均衡器的DFE部分。控制系統(tǒng)954在所接收的數(shù)據(jù)上使用基于RCA的LMS算法來適配FFE和DFE系數(shù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)54還包括將所接收的同步信號與控制系統(tǒng)54所產(chǎn)生的同步信號進行比較的技術(shù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)54基于取決于系統(tǒng)性能或運行狀態(tài)的適配技術(shù)來加權(quán)RCA和同步信號的效果。當所測得的信號有超過預(yù)定的判決導(dǎo)向閾值(如，12dB)的估計SNR時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1018轉(zhuǎn)換為1020。相反，如果估計SNR落在預(yù)定的Return_Sync_Tranining閾值(如，6dB)以下，則控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1018傳遞至1016。類似地，如果控制系統(tǒng)954檢測到字段/幀同步指示的丟失時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1018轉(zhuǎn)換為1010。
在1020，“判決導(dǎo)向模式”，控制系統(tǒng)954在所接收的數(shù)據(jù)和同步信號上使用判決導(dǎo)向LMS技術(shù)來適配FFE和DFE系數(shù)。此外，控制系統(tǒng)954選擇性地控制環(huán)路濾波器916和環(huán)路濾波器926來分別選擇判決導(dǎo)向同步反饋信號66A和判決導(dǎo)向載波跟蹤信號74A。只要估計SNR保持在預(yù)定的RETURN_RCA_MODE閾值之上，控制系統(tǒng)954就將系統(tǒng)900的運行保持在1020，但如果估計SNR降低至RETURN_RCA_MODE閾值以下，則控制系統(tǒng)954就將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1020傳遞至1018。如果控制系統(tǒng)954檢測到字段/幀同步指示的丟失時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1020轉(zhuǎn)換為1010。
系統(tǒng)900的另一個實施例，示為圖31的系統(tǒng)900A，包括用于將判決導(dǎo)向相位跟蹤環(huán)路和載波跟蹤反饋環(huán)路進行相互關(guān)聯(lián)的組件。系統(tǒng)900A形式和功能上類似于圖27中的均衡器200A，其包括相位跟蹤器800E?？梢岳斫獾氖窍到y(tǒng)900A的其它實施例使用相位跟蹤器800的其它實施例。然而，系統(tǒng)900A還包括解調(diào)器920，解調(diào)器920接收數(shù)字化的近基帶信號62A并將數(shù)字化的基帶信號920A作為輸入提供給FFE 210。環(huán)路濾波器926從積分器816接收相位校正信號θ(74B)，而在系統(tǒng)900中，環(huán)路濾波器926接收判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A(見圖29)。
系統(tǒng)900A將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋和判決導(dǎo)向相位誤差信號連接。積分器816的輸出是類似于判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A的判決導(dǎo)向相位誤差信號843。在一些實施例中，判決導(dǎo)向相位誤差信號843和判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A是等價的。積分器816對鑒相器841的輸出上的判決導(dǎo)向相位誤差信號843進行積分以提供相位校正信號θ(74B)。鑒相器841可被實現(xiàn)為任何本領(lǐng)域技術(shù)人員已知的形式；例如，圖23-28中所示的任何方法都可使用。例如，可通過圖27的相移濾波器840和乘法器822實現(xiàn)鑒相器841。環(huán)路濾波器926進一步對相位校正信號θ進行低通濾波并向NCO 924提供控制信號。這有效地連接了相位跟蹤器反饋環(huán)路和載波跟蹤環(huán)路。因此，旋轉(zhuǎn)器814對由載波跟蹤誤差產(chǎn)生的更多的瞬時相位誤差進行校正，同時，數(shù)字解調(diào)器920導(dǎo)出長期載波跟蹤誤差。此外，相位跟蹤器和數(shù)字解調(diào)器反饋環(huán)路的交互確保相位跟蹤器運行不飽和。此外，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是相似的技術(shù)可結(jié)合上文所述的其它相位跟蹤器實施例。
在系統(tǒng)900的某些其它實施例中，如圖32所示的系統(tǒng)900B，判決導(dǎo)向載波跟蹤和相位跟蹤反饋環(huán)路是相互關(guān)聯(lián)的。系統(tǒng)900B在形式和功能上類似與圖31的系統(tǒng)900A并包括圖27中的帶有相位跟蹤器800E和數(shù)字解調(diào)器920的均衡器200A。數(shù)字解調(diào)器920接收數(shù)字化的近基帶信號62A并將數(shù)字化的基帶信號920A作為輸入提供給FFE 210。然而，來自鑒相器841的輸出的判決導(dǎo)向相位誤差信號843(積分器816的輸入)取代了來自積分器816的輸出的相位校正信號θ被用作為判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74B’。環(huán)路濾波器926接收鑒相器841的輸出并對其進行低通濾波，以向NCO 924提供控制信號。這有效地連接了相位跟蹤器反饋和載波跟蹤環(huán)路。因此，旋轉(zhuǎn)器814對由載波跟蹤誤差產(chǎn)生的更多的瞬時相位誤差進行校正，同時，數(shù)字解調(diào)器920導(dǎo)出長期載波跟蹤誤差。相位跟蹤器和數(shù)字解調(diào)器反饋環(huán)路的交互允許載波跟蹤反饋環(huán)路對可能的相位跟蹤器飽和進行補償。本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠在不做出過度實驗的情況下將該技術(shù)用于上文所述的其它相位跟蹤器實施例。
還有系統(tǒng)900的其它實施例，如圖33所示的系統(tǒng)900C，使用均衡器判決設(shè)備的輸出來導(dǎo)出載波跟蹤反饋信號74C以及同步反饋信號66C。系統(tǒng)900C在形式和功能上類似于系統(tǒng)900，除了將判決導(dǎo)向控制(DDC)940替換為判決導(dǎo)向控制940C。均衡器930將經(jīng)均衡的輸出930E和網(wǎng)格譯碼器輸出930F作為輸入提供給DDC 940C。
判決導(dǎo)向控制940C將判決導(dǎo)向同步反饋信號66C代替判決導(dǎo)向同步反饋信號66A提供給同步器910。判決導(dǎo)向控制940C將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74C代替判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A(見圖29)提供給數(shù)字解調(diào)器920。
判決導(dǎo)向控制940C包括脈沖整形濾波器960和962、共軛964、延遲線966、雙碼元時鐘延遲968、減法器970、單碼元時鐘延遲972、復(fù)數(shù)乘法器974以及復(fù)數(shù)乘法器976。濾波器960接收經(jīng)均衡的輸出930E并向延遲線966提供復(fù)數(shù)信號輸出Y(n+n0)，其中n0是均衡器930的網(wǎng)格譯碼器和共軛964引入的碼元時鐘延遲。延遲線966引入n0碼元時鐘延遲并將Y(n)作為輸出提供給雙碼元時鐘延遲968、減法器970的正輸入端以及復(fù)數(shù)乘法器976。雙碼元時鐘延遲968引入額外的雙碼元時鐘延遲并將Y(n-2)提供給減法器970。類似地，脈沖整形濾波器962接收網(wǎng)格譯碼器輸出930F并將復(fù)數(shù)信號輸出A(n)提供給共軛964?？梢岳斫獾氖窃谝恍嵤├?，脈沖整形濾波器962和共軛964的功能被組合在一起。共軛964將A*(n)提供給單碼元時鐘延遲972，單碼元時鐘延遲972經(jīng)一個碼元時鐘延遲的輸出A*(n-1)作為輸入提供給復(fù)數(shù)乘法器974。共軛964還將A*(n)提供給復(fù)數(shù)乘法器976。
脈沖整形濾波器960接收沒有經(jīng)過糾錯的均衡器判決限幅器輸出。脈沖整形濾波器960提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的同相/正交對表示Y(n+n0)＝IS(n+n0)+jQS(n+n0)。IS(n+n0)是脈沖整形濾波器960的實值輸入的延遲形式。QS(n+n0)是脈沖整形濾波器960的實值輸入的90度相移或正交濾波后的輸出。
類似地，脈沖整形濾波器962從均衡器930中的網(wǎng)格譯碼器接收均衡器判決限幅器輸出的校正形式。脈沖整形濾波器962提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的同相/正交對表示A(n)＝IT(n)+jQT(n)。IT(n)是脈沖整形濾波器962的實值輸入的延遲形式。QT(n)是脈沖整形濾波器962的實值輸入的90度相移或正交濾波后的輸出。
在一些實施例中，脈沖整形濾波器960和962都類似于希耳伯特變換濾波器，并包括相移或正交濾波器以產(chǎn)生復(fù)數(shù)對QS(n)和QT(n)的正交部分，并且包括延遲線以分別提供實值輸出IS(n)和IT(n)。在一些實施例中，相移或正交濾波器形式和功能上類似于上述關(guān)于圖23-28所討論的相移濾波器812。
延遲線966補償均衡輸出930E與網(wǎng)格譯碼器輸出930F和共軛964之間的傳播延遲Zn0。這樣，延遲線966的輸出Y(n)＝IS(n)+jQS(n)以及共軛964的輸出A*(n)＝IT(n)-jQT(n)在實踐上與同一判決限幅器輸出相關(guān)。減法器970的輸出是差值Y(n)-Y(n-2)并且與共軛964的經(jīng)一個碼元時鐘延遲的輸出A*(n-1)相乘。這實際上是基于前一和下一譯碼碼元的經(jīng)校正的判決限幅器輸出的投影，并表示了同步相關(guān)的ISI。乘法器974的輸出F66C的實部是被提供給環(huán)路濾波器916的判決導(dǎo)向同步反饋信號66CF66C＝IT(n-1)·[IS(n)-IS(n-2)]+QT(n-1)·[QS(n)-QS(n-2)]在一些實施例中，環(huán)路濾波器916對判決導(dǎo)向同步反饋信號66C求積分并隨后對其低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理NCO 924的運行。在其它實施例中，環(huán)路濾波器916僅僅對判決導(dǎo)向同步反饋信號66C進行低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理NCO 924的運行。
類似地，乘法器976執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法運算。乘法器976的輸出F74C的虛部是在輸出到環(huán)路濾波器926的F74C＝IT(n)·QS(n)-QT(n)·IS(n)上提供的判決導(dǎo)向載波反饋信號74C。
在一些實施例中，環(huán)路濾波器926對判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74C求積分并隨后對其低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。在其它實施例中，環(huán)路濾波器926僅僅對判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74C進行低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。
還有系統(tǒng)900的其它實施例，如圖34所示的系統(tǒng)900D，使用均衡器的判決設(shè)備的輸出來導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步反饋信號66D。功能上，系統(tǒng)900D在形式和功能上類似于系統(tǒng)900，除了將判決導(dǎo)向控制940替換為判決導(dǎo)向控制940D。如圖34所示，系統(tǒng)900D類似于系統(tǒng)900C也生成判決導(dǎo)向同步反饋信號74C。然而，在系統(tǒng)900D中，延遲線966向單碼元時鐘延遲972提供輸出，而在系統(tǒng)900C中延遲線966接收共軛964的輸出。類似地，在系統(tǒng)900D中，雙碼元時鐘延遲968和減法器970的正輸入端接收共軛964的輸出，而在系統(tǒng)900C中延遲線966向雙碼元時鐘延遲968和減法器970的正輸入端提供輸出。
類似于系統(tǒng)900C，脈沖整形濾波器960從均衡器930接收沒有經(jīng)過糾錯的經(jīng)均衡的輸出930E。脈沖整形濾波器960提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的同相/正交對表示Y(n+n0)＝IS(n+n0)+jQS(n+n0)。如前所述，IS(n+n0)是到脈沖整形濾波器960的實值輸入的延遲形式，而QS(n+n0)是脈沖整形濾波器960的實值輸入的90度相移或正交濾波后的輸出。延遲線966對均衡器930的網(wǎng)格譯碼器和共軛964引入的延遲進行補償，并將判決設(shè)備判決限幅器輸出的延遲的復(fù)數(shù)表示提供給單碼元時鐘延遲972和乘法器976的輸入。單碼元時鐘延遲972的輸出提供了延遲線966的輸出和乘法器974的輸入之間的額外的碼元時鐘延遲。
脈沖整形濾波器962形式和功能上類似于脈沖整形濾波器960并接收均衡器930的網(wǎng)格譯碼器輸出930F。脈沖整形濾波器962將網(wǎng)格譯碼器輸出的復(fù)數(shù)表示提供給共軛964。共軛964將所接收的輸入的共軛提供給乘法器976、雙碼元時鐘延遲968以及減法器970的正輸入端。雙碼元時鐘延遲968將共軛964輸出的經(jīng)雙碼元時鐘延遲提供給減法器970的負輸入端。乘法器974接收減法器970的輸出。乘法器974執(zhí)行對所接收的輸入的復(fù)數(shù)乘法并在輸出產(chǎn)生實分量F66D作為判決導(dǎo)向同步反饋信號66DF66D＝IS(n-1)·[IT(n)-IT(n-2)]+QS(n-1)·[QS(n)-QS(n-2)]雖然沒有示出，但類似于系統(tǒng)900C，系統(tǒng)900D將判決導(dǎo)向同步反饋信號F66D提供給環(huán)路濾波器916，環(huán)路濾波器916對判決導(dǎo)向同步反饋信號66D求積分并對其進行低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。在系統(tǒng)900D的其它實施例中，環(huán)路濾波器916僅僅對判決導(dǎo)向同步反饋信號66D進行低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。
還有系統(tǒng)900的其它實施例，繼續(xù)參考圖33的系統(tǒng)900C，圖35示出系統(tǒng)900E，使用均衡器930的輸出來導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步反饋信號66E。功能上，系統(tǒng)900E在形式和功能上類似于系統(tǒng)900C和900D，除了在提供給圖33所示的環(huán)路濾波器916的判決導(dǎo)向同步反饋信號66E的形成上有所不同。如圖35所示，系統(tǒng)900E包括均衡器930、延遲線966、雙碼元時鐘延遲968、減法器970、乘法器974、乘法器976、四碼元時鐘延遲978、雙碼元時鐘延遲980、四碼元時鐘延遲982、減法器984，以及減法器986。
均衡器930將經(jīng)均衡的輸出930E(也稱為Y(n+na))提供給延遲線966。延遲線966引入na碼元時鐘延遲以對均衡器930的網(wǎng)格譯碼器的延遲做出補償。延遲線966將Y(n)作為輸出提供給雙碼元時鐘延遲968、減法器970的正輸入以及四碼元時鐘延遲978。四碼元時鐘延遲978引入額外的四碼元時鐘延遲并將Y(n-4)提供給減法器970的負輸入。減法器970將差信號Y(n)-Y(n-4)提供給乘法器974。
網(wǎng)格譯碼器輸出930F(在下文也稱為A(n))被提供給雙碼元時鐘延遲980、四碼元時鐘延遲982和減法器984的正輸入。四碼元時鐘延遲982將網(wǎng)格譯碼器輸出930F的四碼元時鐘延遲副本A(n-4)提供給減法器984的負輸入。
乘法器976從雙碼元時鐘延遲968接收Y(n-2)并從減法器984接收差A(yù)(n)-A(n-4)。乘法器976將乘積Y(n-2)[A(n)-A(n-4)]提供給減法器986的正輸入。類似地，乘法器974從減法器970接收差Y(n)-Y(n-4)并從雙碼元時鐘延遲980接收A(n-2)。乘法器974將乘積A(n-2)[Y(n)-Y(n-4)]提供給減法器986的負輸入。減法器986的輸出導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步控制信號F66E＝Y(jié)(n-2)[A(n)-A(n-4)]-A(n-2)[Y(n)-Y(n-4)]在一些實施例中，在每次均衡器適配過程的開始時計算一次CDE估計，例如，每當接收機被調(diào)諧至不同的信號源時。在其它實施例中，按照進行中的過程來重新計算CDE估計，以在信道條件變化時尋找到最佳虛中心位置。根據(jù)更新的虛中心位置，在維持系統(tǒng)的完整性的同時通過在一段時間上緩慢改變采樣時鐘頻率或重新定位訓練信號來移位虛中心。
如圖37所示，系統(tǒng)20的另一個實施例是相關(guān)導(dǎo)向控制(CDC)1100。類似圖14的CDEU 230C，CDC1100包括碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、相關(guān)器510和512、大小計算器392A、相關(guān)緩沖器514A、閾值檢測器516A、控制器520和存儲器530。CDC 1100還包括質(zhì)心加權(quán)函數(shù)(CWF)1102、開關(guān)1104、1106和1108、濾波器1110，以及加法器1120。
雖然沒有示出，但是控制器520還包括對CDC 1100的諸元件的配置和控制接口。例如，這包括復(fù)位和使能信號、讀寫寄存器的能力、發(fā)送和接收來往于其它元件或在其它元件之間的指示的設(shè)備。CDC 1100的一些實施例還包括質(zhì)心估計器，其在形式和功能上類似于前文圖14所述的質(zhì)心估計器340A。
相關(guān)導(dǎo)向控制1100接收經(jīng)濾波的基帶信號IF76和QF78并分別作為相關(guān)器510和512的輸入。在一些實施例中，CDC 1100適用于接收IF和QF的雙倍時間(2x)過采樣表示。在其它實施例中，CDC 1100適用于接收IF和QF的碼元率表示。還有CDC 1100的其它實施例適用于輸入信號的其它過采樣表示。相關(guān)器510和512運行在IF和QF上以產(chǎn)生幀同步相關(guān)信號SCVI(i)和SCVQ(i)，SCVI(i)和SCVQ(i)被提供給大小計算器392A。類似于大小計算器392，大小計算器392A計算MAGFS(i)。在一些實施例中，MAGFS(i)＝|SCVI(i)|+|SCVQ(i)|。在其它實施例中，MAGFS(i)=SCVI2(i)+SCVQ2(i)]]>。大小計算器392A的輸出是幀同步相關(guān)大小FSCM(i)。在一些實施例中，F(xiàn)SCM(i)就是MAGFS(i)。在其它實施例中，大小計算器392A對MAGFS(i)進行低通濾波以產(chǎn)生FSCM(i)。相關(guān)緩沖器514A和閾值檢測器516A從大小計算器392A接收MAGFS(i)。例如，一些接收IF和QF的2x過采樣表示的大小計算器392A的實施例包括三抽頭FIR濾波器。這允許FIR濾波器無視采樣階段而捕捉單個字段/幀同步相關(guān)脈沖的大部分功率。抽頭數(shù)和濾波器復(fù)雜程度基于過采樣率和降噪的需要。
相關(guān)緩沖器514A被縮放成接收大小計算器392A所產(chǎn)生的采樣。例如，在一些實施例中，相關(guān)緩沖器514A被縮放成接收FSCM(i)的2049個值。還有其它實施例包括1025個FSCM(i)采樣。可以理解的是，一些實施例的相關(guān)緩沖器514A被縮放成與微小間隔間隔的采樣接口。控制器520與存儲器530對接，并從碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318分別接收SC和SEGCNT的值。如上文實施例所述，控制器520還提供信道延遲估計84并連接到控制系統(tǒng)54(見圖3)。
類似于圖14的CDEU 230C，系統(tǒng)1100檢測存在于所接收的信號中的幀/字段同步的位置。如下文詳細描述的那樣，閾值檢測器516A接收FSCM(i)值并將它們與檢測閾值TDET進行比較，閾值TDET是用于在進入的數(shù)據(jù)流中檢測幀同步序列的最小FSCM(i)值。當檢測到幀同步序列時，控制器520分配值WINCENT＝i，F(xiàn)SYM＝SC，以及FSEG＝SEGCNT?？刂破?20隨后計算搜索窗口變量WINSTART和WINEND，搜索窗口變量WINSTART和WINEND對應(yīng)于相關(guān)緩沖器514A中期望的窗口的最初和最后的存儲器單元。
最終，類似于尋找圖17所示的區(qū)域GMAX、GPRE和GPOST，控制器520在WINSTART和WINEND所定義的窗口中定義區(qū)域R0、R1和R2。作為非限制性示例，如圖38A所示，P0、P1和P2對應(yīng)于在各自區(qū)域R0、R1和R2中帶有最大同步相關(guān)值或功率的重影信號。P0、P1和P2各自位于索引I0、I1和I2。在一些實施例中，R0、R1和R2跨WINSTART和WINEND之間的整個窗口。在其它實施例中，如圖38A中所示，R0、R1和R2僅僅跨窗口的一部分。如圖38A中所示，窗口WFS跨2M+1個碼元時間，在P0的碼元時間之前和之后都有M個碼元時間。這使得CDC 1100選擇第一個最大值FSCM(i)作為P0。還有其它實施例重新配置閾值檢測器516A來定位FSCM(i)≥P0。結(jié)果，CDC 1100選擇整個窗口跨度中的最后一個最大值FSCM(i)作為P0。
在定位初始P0后，控制器520重新配置閾值檢測器516A來定位FSCM(i)＞P0。如果閾值檢測器516A檢測到FSCM(i)＞P0，控制器520通過設(shè)置WINCENT＝i、FSYM＝SC、FSEG＝SEGCNT、P0＝SCM(i)以及IMAX＝i來重新定位搜索窗口的中心?？刂破?20隨后重新計算WINSTART和WINEND的值。該處理繼續(xù)直到i＝WINEND為止?？刂破?20根據(jù)WINCENT的最終值選擇區(qū)域R0、R1和R2。控制器520隨后搜索相關(guān)緩沖器514A來尋找區(qū)域R1和R2中各自的區(qū)域最大值P1和P2。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102從相關(guān)緩沖器514A接收FSCM(i)并計算加權(quán)平均以驅(qū)動濾波器1110。在一些實施例中，CWF 1102使用與P0、P1和P2相關(guān)聯(lián)的FSCM(i)值；CWF 1102隨后輸出CWFOUT=Σi=I0,I1,I2FCW(i)·FSCM(i)]]>在其它實施例中，CWF 1102計算區(qū)域R0、R1和R2中所有相關(guān)值的加權(quán)平均。
CWFOUT=Σ∀i∈R0,R1,R2FCW(i)·FSCM(i)]]>如圖38B所示，窗函數(shù)FCW(i)的一個實施例是一組分段線性斜坡函數(shù)。FCW(i)的其它實施例是定義為在區(qū)域R0、R1和R2之外有零值的奇函數(shù)。一些實施例在區(qū)域R0、R1和R2之內(nèi)有零值。如圖38C中所示，CDC 1100的一些實施例包括基于窗口化的正弦函數(shù)的FCW(i)。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102向開關(guān)1104的第一輸入提供CWFOUT。開關(guān)1104的第二輸入接收數(shù)字零。開關(guān)1106的第一和第二輸入分別接收數(shù)字零和開關(guān)1108的輸出(SLEW)?？刂破?20向開關(guān)1104和1106提供控制信號SLEW ENABLE1112。聲明SLEW ENABLE1112就選擇了開關(guān)1104和1106的第二輸入。這允許控制器520通過選擇開關(guān)1114的輸出來控制VCXO的輸出。否則，開關(guān)1104和1106分別向濾波器1110的輸入和加法器1120提供CWFOUT和數(shù)字零。開關(guān)1108接收偏移值+FOFFSET1116和-FOFFSET1118。在一些實施例中，如果確定需要更大的值，可以通過控制器520中的積分器動態(tài)增大FOFFSET。在其它實施例中，在此積分器上有限制以將FOFFSET保持在最大值之下。來自控制器520的信號SLEW CONTROL1114選擇被提供給開關(guān)1106的第二輸入的SLEW的值。控制器520通過選擇+FOFFSET1116或-FOFFSET1118回轉(zhuǎn)(slew)VCXO的輸出頻率。開關(guān)1104提供輸出給濾波器1110。濾波器1110和開關(guān)1106向加法器1120提供輸入，加法器1120產(chǎn)生VCXOCONTROL1140。
在一些實施例中，濾波器1110是低通濾波器。例如，一些濾波器1110的實施例被配置為超前滯后濾波器。如圖37中所示，濾波器1110包括標量1122、1124和1126、加法器1128和1130、以及延遲元件1132。標量1122和1124都接收開關(guān)1104的輸出作為輸入。標量1122將所接收的輸入乘以標量值C1并將輸出提供給加法器1130。延遲元件1132接收加法器1130的輸出并將(FLOW)提供給加法器1130。FLOW表示相對于所接收的信號時基的VCXO頻率偏移的低頻分量。在一些實施例中，F(xiàn)LOW在每個字段/幀同步周期被更新。在其它實施例中，如下文所述，F(xiàn)LOW在每個段同步周期被更新。標量1124將開關(guān)1104的輸出乘以標量值C2。加法器1128接收標量1124和加法器1130的輸出。標量1126將加法器1128的輸出乘以標量值C3并將輸出提供給加法器1120。
如圖37中所示，開關(guān)1104和1106形成由控制器520信號SLEW ENABLE1112選擇性控制的雙極雙擲結(jié)構(gòu)。當沒有聲明SLEW ENABLE信號1112時，濾波器1110接收CWFOUT，并且濾波器傳遞函數(shù)為H(z)＝C3[C1(1+Z-1)+C2]。這樣，VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]，其中FLOW是存儲在延遲元件1132中的系統(tǒng)的低頻VCXO偏移。
當使能SLEW ENABLE信號1112時，加法器1120的輸出為VCXOCONTROL＝C3FLOW+SLEW，其中SLEW等于+FOFFSET或-FOFFSET。延遲元件1132的輸出FLOW在聲明SLEW ENABLE信號1112時保持不變。這保存了低頻偏移信息直到SLEWENABLE 1112被解除聲明為止。
如圖39中所示，系統(tǒng)20的一個實施例(包括相關(guān)導(dǎo)向同步控制環(huán)路1150)含有同步910A、解調(diào)器920以及相關(guān)導(dǎo)向控制(CDC)1100。同步910A類似于前文實施例中所述的系統(tǒng)900的同步910；但是同步910A包括環(huán)路濾波器916A而不是環(huán)路濾波器916。
如圖39中所示，相關(guān)導(dǎo)向同步控制環(huán)路1150的一些實施例包括CDC 1100，CDC 1100接收IF和QF，而其它實施例(類似于圖6的CDEU 230A或圖41的CDC1250)僅僅接收IF?；氐綀D39，環(huán)路濾波器916A含有三個反饋輸入。類似于環(huán)路濾波器916，環(huán)路濾波器916A接收非相干同步反饋信號64和判決導(dǎo)向同步反饋信號66。環(huán)路濾波器916A還包括用于從CDC 1100接收VCXOCONTROL的接口。環(huán)路濾波器916A也包括用于在各種被提供給它的輸入的反饋控制信號之間切換的設(shè)備和技術(shù)。環(huán)路濾波器916A的一些實施例也包括用于對所接收的反饋控制信號進行加權(quán)的技術(shù)。例如，環(huán)路濾波器916A的一些實施例基于系統(tǒng)20的運行狀態(tài)對判決導(dǎo)向同步反饋信號66和VCXOCONTROL之間的轉(zhuǎn)變使用加權(quán)平均。
如圖39中所示，同步器910A接收模擬近基帶信號60并向解調(diào)器和奈奎斯特濾波器塊920提供數(shù)字化的近基帶信號62。解調(diào)器和奈奎斯特濾波器塊920向CDC 1100提供IF76。在一些實施例中解調(diào)器921還向CDC 1100提供QF78。
CDC 1100產(chǎn)生VCXOCONTROL作為輸入給環(huán)路濾波器916A。環(huán)路濾波器916A對所接收的控制信號進行濾波并向VCXO 914提供控制信號。A/D 912接收由VCXO914生成的時鐘并對所接收的模擬近基帶信號60進行采樣。系統(tǒng)20的一些實施例只依靠CDC 1100來向同步910A提供控制反饋信號。類似地，系統(tǒng)20的其它實施例可包括一些非相干同步反饋控制信號64、判決導(dǎo)向反饋信號66和相關(guān)導(dǎo)向控制信號VCXOCONTROL的子組合。
現(xiàn)在將繼續(xù)參考圖37和39的元件討論另一個適合用于ATSC廣播的CDC1100的實施例，其操作由圖40中的系統(tǒng)1200所實現(xiàn)。在圖40中的1202，“初始化”，正如本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的那樣，初始化CDC 1100的各個元件。例如，控制器520復(fù)位CDC 1100的各個元件；初始化存儲器530中的寄存器、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、大小計算器392A、相關(guān)器510、相關(guān)器512、相關(guān)緩沖器514A、CWF 1102以及濾波器1110；并且配置所示出的和沒有示出的各種控制信號。例如，包含P0值的寄存器被設(shè)置為TDET。此外，初始化SC、SEGCNT以及索引變量i。系統(tǒng)1200隨后進行到1204。
在1204，“相關(guān)”，相關(guān)器510和512分別接收最近濾波的同相和正交基帶信號IF76和QF78。類似于圖14的CDEU 230C，相關(guān)器510和512將IF76和QF78與幀同步序列相關(guān)。如上文所述的實施例中那樣，大小計算器392A分別從相關(guān)器510和512接收SCVI(i)和SCVQ(i)，并計算相關(guān)大小MAGFS(i).大小計算器392A對MAGFS(i)進行低通濾波，以產(chǎn)生FSCM(i)，F(xiàn)SCM(i)被提供給相關(guān)緩沖器514A和閾值檢測器516A。相關(guān)緩沖器514A將FSCM(i)存儲在陣列M(i)中。如上所述，大小計算器的一些實施例不包括低通濾波功能；FSCM(i)＝MAGFS(i)。系統(tǒng)1200進行到1206。
在1206，“檢測幀同步”，如果FSCM(i)＜TDET并且FSCM(i)＜P0(否定結(jié)果)，閾值檢測器516A向控制器520發(fā)送否定指示沒有檢測到幀同步或最大值重影信號。控制器520隨后將系統(tǒng)1200分支到1212。否則，如果FSCM(i)≥TDET并且FSCM(i)≥P0(1206的肯定結(jié)果)，閾值檢測器516A向控制器520發(fā)送肯定指示檢測到有效的最大值重影信號?；叵氲阶畛醯腜0＝TDET，第一個指示為第一個檢測到的字段/幀同步。因為現(xiàn)在P0≥TDET，隨后的設(shè)置P0＝FSCM(I0)使系統(tǒng)1200檢測最大幀同步相關(guān)。系統(tǒng)1200的操作隨后分支到1208。
在1208，“存儲中心”，控制器520設(shè)置FSYM＝SC和FSEG＝SEGCNT，它保存數(shù)據(jù)分組字段/幀結(jié)構(gòu)中檢測到的最大幀同步相關(guān)的時間位置?？刂破?20還設(shè)置WINCENT＝i并計算搜索窗口變量WINSTART和WINEND，WINSTART和WINEND對應(yīng)于相關(guān)緩沖器514A中的期望窗口的最初和最后的存儲器單元。最終，控制器520存儲I0＝i和P0＝FSCM(I0)?？刂破?20隨后將系統(tǒng)1200的操作分支到1212。
在1212，“繼續(xù)”，控制器520確定是否繼續(xù)到1216“尋找區(qū)域最大值”。如果系統(tǒng)1200沒有在先前檢測到字段/幀同步或i≠WINEND(否)，系統(tǒng)1200分支到1214。否則，如果系統(tǒng)1200已經(jīng)檢測到字段/幀同步或i＝WINEND(是)，則控制器520將系統(tǒng)1200的操作分支到1216。
在1214，“遞增”，碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318的值被更新。索引變量i也遞增。系統(tǒng)1200運行繼續(xù)到1204。
在1216，“尋找區(qū)域最大值”，控制器520定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以定位P1和P2。如上所述，在一些實施例中，CDC1100也基于相同的字段/幀同步相關(guān)結(jié)果來估計信道延遲。系統(tǒng)1200繼續(xù)到1218。
在1218，“P0＞4P1”，如果P0＞4P1，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1222。否則，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1220。
在1220，“選擇新的P0”，控制器520選擇P1作為新的P0。這可能導(dǎo)致P0不對應(yīng)于帶有最大幀同步序列的重影信號。在對新P0的選擇之后，控制器520重新定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以重新定位P1和P2。最終，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1222。
在1222，“P0＞P2/9”，如果P0＞P2/9，系統(tǒng)1200通過繼續(xù)到1224進入VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。否則，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1230。
在1224，“-FOFFSET”，控制器520聲明回轉(zhuǎn)使能信號1212。這使加法器1120的輸出提供VCXOCONTROL＝C3·FLOW-FOFFSET。這樣，對所接收的信號進行采樣的VCXO時鐘頻率上減少。這有效地將重影信號P2向R0區(qū)域移動。離發(fā)射機碼元時基的VCXO長期頻率偏移FLOW被保存在延遲元件1132中并由C3·FLOW表示。然而，用于演算均衡器系數(shù)的訓練信號(幀同步和段同步)保持著基于先前所計算出的信道延遲的相同定時。這樣，虛中心相對于出現(xiàn)在信道中的重影在時間上移動，而不要求對均衡器結(jié)構(gòu)的重新初始化或?qū)π盘栄舆t估計的重新計算。系統(tǒng)1200隨后進行到1226。
從那以后，在1226，“更新相關(guān)”，當SEGCNT＝FSEG時，系統(tǒng)控制器配置CDC 1100來導(dǎo)出由WINSTART、WINEND、FSYM以及FSEG所定義的窗口WFS中的FSCM(i)的新值。相關(guān)值FSCM(i)以幀或字段同步速率進行更新。如圖38A中所示的，帶有2m+1個采樣的窗口WFS在SC＝FSYM和SEGCNT＝FSEG之前開始了m個碼元時間。通常窗口WFS是基于由CDC 1100檢測到的第一個超過閾值TDET的FSCM(i)的值。這樣，后續(xù)的相關(guān)更新會使P0不位于WFS的中心。其它實施例允許WFS隨著時間移動來保證P0在平均意義上是位于WFS的中心。還有其它實施例在P0的相對位置隨著時間而移動時重新定位WFS的中心。當已更新的FSCM(i)值被放置在相關(guān)緩沖器514A中之后，控制器520在先前定義的區(qū)域R0、R1和R2中定位P0、P1和P2的新位置。系統(tǒng)1200隨后進行到1228。
在1228，“P0＞P2/2”，如果P0≤P2/2(否定結(jié)果)，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1224。這形成了增量調(diào)節(jié)VCXO定時并將P2向區(qū)域R0移動的控制環(huán)路。一旦P0＞P2/2(肯定結(jié)果)，系統(tǒng)1200離開該環(huán)路并且控制進行至1230。
在1230，“P0＞2P1”，如果P0＞2P1，系統(tǒng)1200進行到1238。否則，如果P0≤2P1，系統(tǒng)1200通過進行到1232進入VCXO回轉(zhuǎn)控制模式。
在1232，“+FOFFSET”，VCXOCONTROL＝C3·FLOW+FOFFSET。VCXO時鐘頻率增加并在時間上減少產(chǎn)生相關(guān)P1的信號延遲。這使得P1向R0區(qū)域移動。類似之前，延遲元件1132保留FLOW的值，并且C3·FLOW保存離發(fā)射機時基的VCXO低頻偏移。然而，用于演算均衡器系數(shù)的訓練脈沖(幀同步/段同步)的定時不變。這樣，虛中心在時間上相對于出現(xiàn)在信道中的重影信號移動，而不要求均衡器結(jié)構(gòu)的重新初始化或信號延遲估計的重新計算。
然后在1234，“更新相關(guān)”，控制器520配置CDC 1100來導(dǎo)出FSCM(i)的新值，類似于“更新相關(guān)”1236。控制器520搜索相關(guān)緩沖器514A以在WFS中定位P0、P1以及P2。
在1236，“P0＞3P1”，如果P0≤3P1(否定結(jié)果)，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1232。這形成增量調(diào)節(jié)VCXO定時并將P2向區(qū)域P0移動的環(huán)路。然而，一旦P0＞3P1(肯定結(jié)果)，系統(tǒng)1200離開該環(huán)路并返回1222。
在1238，“CWFOUT”，控制器520取消聲明SLEW ENABLE，并且VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]。
在1240，“更新相關(guān)”，系統(tǒng)1100導(dǎo)出對應(yīng)于窗口WFS的FSCM(i)的新值。控制器520搜索相關(guān)緩沖器514A以將P0、P1以及P2更新為與在R0、R1以及R2中找到的一樣。延遲元件1132更新FLOW＝CWFOUTC1+FLOW。系統(tǒng)1200隨后返回1222。在一些實施例中，一個或多個判決塊1212、1218、1222、1228、1230以及1236可含有某些類型的置信度計數(shù)器，置信度計數(shù)器被用于設(shè)置判決轉(zhuǎn)換的條件。
如圖41中的CDC 1250所示，另一個適合用于ATSC標準廣播的系統(tǒng)20的實施例包括CDEU 230A、質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102、開關(guān)1104、1106和1108、濾波器1110、加法器1120、以及相關(guān)緩沖器1134。
類似于圖6中的CDEU 230A，系統(tǒng)1250接收經(jīng)濾波的基帶信號IF76作為到相關(guān)器310的輸入。雖然沒有示出，系統(tǒng)1250的一些實施例類似于CDEU 230B，并且如前文所述，計算IF76和QF78與段同步序列的相關(guān)大小。在一些實施例中，類似于CDC 1100，系統(tǒng)1250接收IF和QF的2x過采樣表示。在其它實施例中，系統(tǒng)1250適用于接收IF和QF的碼元率表示。還有系統(tǒng)1250的其它實施例包括IF76和QF78的另一過采樣表示。
如圖41中所示，相關(guān)器310運行在IF76上以產(chǎn)生碼元相關(guān)值SCV(i)。積分器312接收SCV(i)并產(chǎn)生INT(i)，INT(i)存儲在相關(guān)緩沖器314的存儲器單元M(i)中。然而，如下文所述，雖然前文所述的CDEU 230A的實施例在N個段同步周期上計算碼元同步相關(guān)以導(dǎo)出信道延遲估計，系統(tǒng)1250繼續(xù)更新存儲在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值INT(i)。這允許對相關(guān)導(dǎo)向控制信號1252的繼續(xù)更新，相關(guān)導(dǎo)向控制信號1252在下文中還被稱為VCXOCONTROL信號1252。相關(guān)濾波器1134對從相關(guān)緩沖器314接收到的INT(i)的值進行低通濾波。系統(tǒng)1250的一些實施例(類似圖13中的CDEU 230B)在進行低通濾波操作之前計算MAG(i)。例如，在一些實施例中，MAG(i)＝|INT(i)|。在系統(tǒng)1250的實施例中，MAG(i)＝INT(i)2。在IF76和QF78都被處理的實施例中，MAG(i)＝|INTI(i)|+|INTQ(i)|或MAG(i)＝+[INTI(i)2+INTQ(i)2]。還有1250的其它實施例(沒有示出)不包括相關(guān)濾波器1134并依靠積分器314提供所需的時間濾波。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102經(jīng)縮放來接收合適數(shù)量的由相關(guān)濾波器1134產(chǎn)生的采樣。例如，在一些實施例中，質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102縮放成接收1664個采樣。還有其它的實施例包括832個采樣?？刂破?20與存儲器330對接并分別從碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318接收SC和SEGCNT的值。類似于圖6中的控制器320，控制器320與控制系統(tǒng)54(見圖3)對接?？刂破?20還包括(雖然沒有示出)對系統(tǒng)1250的元件的配置和控制所需的接口。
類似于圖6中的CDEU 230A，系統(tǒng)1250檢測存在于所接收的信號中的段同步的位置并確定CIR估計。信道延遲是從CIR估計中估計的，并被用于定位重疊均衡器的虛中心。類似于圖37中CDC 1100的控制器520，控制器320搜索相關(guān)緩沖器314以定位P0，P0對應(yīng)于MAG(i)的最大值。控制器320將區(qū)域R0居中于P0。控制器320隨后搜索相關(guān)緩沖器314以分別尋找區(qū)域R1和R2中的MAG(i)的局部最大值P1和P2中。如圖38A中所示，P0、P1和P2被定以為各自區(qū)域R0、R1和R2中的帶有最大相關(guān)值或功率的重影信號。P0、P1和P2分別位于I0、I1和I2。在一些實施例中，R0、R1和R2跨整個段同步周期。在其它實施例中，R0、R1和R2跨段同步周期的僅僅一部分。
相關(guān)濾波器1134對提供給CWF 1102的MAG(i)值進行低通濾波。在一些實施例中，CWF 1102僅僅使用P0、P1和P2的值；CWF 1102輸出CWFOUT=Σi=I0,I1,I2FCW(i)·MAG(I)]]>在其它實施例中，CWF 1102計算區(qū)域R0、R1和R2中的所有重影的加權(quán)平均CWFOUT=Σ∀i∈R0,R1,R2FCW(i)·MAG(i)]]>類似于圖37的CDC 1100，一些CDC 1250的實施例含有類似于圖38B的分段線性斜坡函數(shù)的適用于適當?shù)牟蓸勇实拇昂瘮?shù)FCW(i)。其它FCW(i)的實施例是定義為在區(qū)域R0、R1和R2之外有零值的奇函數(shù)。CDC 1250的一些實施例包括基于窗口化的正弦函數(shù)的FCW(i)，也適合該采樣率，類似于圖38C。
另外，系統(tǒng)1250運行實質(zhì)上類似于CDC 1100，以在加法器1120的輸出上創(chuàng)建相關(guān)導(dǎo)向控制信號VCXOCONTROL1252。質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102將它的輸出提供為開關(guān)1104的第一輸入。開關(guān)1104的第二輸入是數(shù)字零。開關(guān)1106的第一輸入是數(shù)字零。開關(guān)1106的第二輸入是來自開關(guān)1108的信號SLEW。開關(guān)1108接收偏移值+FOFFSET1116和-FOFFSET1118。類似于CDC 1100的控制器520，控制器320向開關(guān)1108提供SLEW CONTROL信號，并且如下文所述地通過選擇+FOFFSET1116或-FOFFSET1118回轉(zhuǎn)相關(guān)導(dǎo)向控制信號125的輸出。開關(guān)1104提供輸出給濾波器1110。濾波器1110和開關(guān)1106提供輸入給加法器1120。加法器1120的輸出是相關(guān)導(dǎo)向控制信號VCXOCONTROL1252。
類似于圖37的CDC 1100，開關(guān)1104和1106形成雙極雙擲結(jié)構(gòu)。當控制器320沒有聲明SLEW ENABLE 1112時，加法器1120的輸出為VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]，其中FLOW是存儲在延遲元件1132中的系統(tǒng)的低頻偏移。濾波器1110的傳遞函數(shù)為H(z)＝C3[C1(1+Z-1)+C2]。
當使能SLEW ENABLE信號1112時，加法器1120的輸出為VCXOCONTROL＝C3·FLOW+SLEW，其中SLEW為+FOFFSET或-FOFFSET。延遲元件1132的輸出FLOW在聲明SLEW ENABLE信號1112時保持不變。這保存了低頻偏移信息直到SLEWENABLE1112被解除聲明為止，因此重新使能濾波器1110的正常運行。在一些實施例中，如果確定需要更大的值，可以通過控制器520中的積分器動態(tài)增大FOFFSET。在其它實施例中，在此積分器上有限制以將FOFFSET保持在最大值之下。
現(xiàn)在將繼續(xù)參考圖41的元件討論另一個系統(tǒng)1250的實施例，其被示為系統(tǒng)1300，系統(tǒng)1300的操作在圖42中示出，它也適合用于ATSC廣播和碼元采樣率。在1302，“初始化”，控制器320初始化系統(tǒng)1250的各個元件。例如，控制器320初始化存儲器330中的寄存器、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、大小計算器392、相關(guān)器310、相關(guān)緩沖器314、CWF 1102、濾波器1110、相關(guān)濾波器1134、以及各種控制信號。此外，初始化SC、SEGCNT以及索引變量i。系統(tǒng)1300初始化以后，進行繼續(xù)到1304。
在1304，“SCV”，類似于圖12中的系統(tǒng)400，相關(guān)器310從經(jīng)濾波的同相基帶信號IF76接收數(shù)據(jù)的新的碼元時間，并計算對應(yīng)于碼元計數(shù)器316所產(chǎn)生的碼元計數(shù)的SCV(i)的值。系統(tǒng)1304轉(zhuǎn)到1306。
在1306，“積分”，類似于CDEU 230A，積分器312從相關(guān)器310接收SCV(i)并計算INT(i)值，INT(i)將要被存儲在相關(guān)緩沖器314的陣列M(i)中。系統(tǒng)1300隨后繼續(xù)到1308。
在1308，“SC＝831”，類似于圖12中系統(tǒng)400的410，控制器320確定SC是否等于碼元計數(shù)器316的最大輸出。例如，在SC＝831時產(chǎn)生肯定的結(jié)果，其中SC范圍為0到831，并且系統(tǒng)1300轉(zhuǎn)到1312。否則，在1308產(chǎn)生否定結(jié)果，使得系統(tǒng)1300轉(zhuǎn)到1310，這樣碼元計數(shù)器316遞增SC的值，并且控制器320遞增索引變量i?？刂齐S后返回到1304。
在1312，“SEGCNT＜N”，控制器320將段計數(shù)器318的輸出SEGCNT與存儲在段計數(shù)寄存器338中的值N進行比較。如果SEGCNT＜N，控制器320將系統(tǒng)1300的操作分支到1314，碼元計數(shù)器316設(shè)置SC＝0，并且段計數(shù)器318遞增SEGCNT。但是，如果SEGCNT＝N，則系統(tǒng)1300的操作轉(zhuǎn)到1316。
在1316，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1216，“尋找區(qū)域最大值”，控制器320定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以定位P1和P2。在一些實施例中，控制器320與質(zhì)心估計器(示作為圖41中的質(zhì)心估計器340)交互操作以確定合適的CDE值。系統(tǒng)1300繼續(xù)到1318。
在1318，“P0＞4P1”，如果P0＞4P1，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1322。否則，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1320。
在1320，“選擇新的P0”，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1220，控制器320選擇P1作為新的P0。在某些情況下，這導(dǎo)致P0不對應(yīng)于相關(guān)緩沖器314中的MAG(i)的最大值。隨著該選擇，控制器320基于新的P0的位置重新定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以定位P1和P2。最終，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1324。
在1322，“P0＞P2/9”，類似于圖40中系統(tǒng)1200，當P0≤P2/9時產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過繼續(xù)到1324進入VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。否則，當P0＞P2/9時產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1330。
在1324，“-FOFFSET”，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1224，控制器320聲明信號SLEW ENABLE 1112。這使加法器1120的輸出提供VCXOCONTROL＝C3·FLOW-FOFFSET。這樣，類似于CDC 1100，延遲元件1132保存濾波器1110的低頻偏移FLOW。
在1326，“更新相關(guān)”，系統(tǒng)1300更新存儲在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值。在一些實施例中，系統(tǒng)1250對最近段同步周期中生成的SCV(i)進行積分。在其它實施例中，系統(tǒng)1250在若干段同步周期上重新初始化部分230A并導(dǎo)出新的一組INT(i)和MAG(i)值。控制器320搜索相關(guān)緩沖器314以定位位于現(xiàn)有R0、R1和R2所創(chuàng)建的窗口內(nèi)的已更新的P0、P1和P2。相關(guān)濾波器1134接收已更新的相關(guān)緩沖器314輸出并將已更新的經(jīng)低通濾波的MAG(i)提供給CWF 1102。CWF 1102隨后計算出更新的CWFOUT。如前所述，系統(tǒng)1250的一些實施例僅僅使用已更新的P0、P1和P2來生成更新的CWFOUT。然而，類似于CDC 1100，系統(tǒng)1250的一些實施例響應(yīng)P0位置的改變而移動區(qū)域R0、R1和R2。
在1328，“P0＞P2/2”，當P0≤P2/2時產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過返回到1324而保持在VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路中。這形成增量調(diào)節(jié)VCXOCONTROL的環(huán)路。當P0＞P2/2時產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300離開VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路；并且系統(tǒng)1300最終繼續(xù)到1330。
在1330，“P0＞2P1”，當P0＞2P1時產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300進行到1338。否則，當P0≤2P1時產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過進行到1332進入VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。
在1332，“+FOFFSET”，類似于系統(tǒng)1200，控制器320聲明信號SLEW ENABLE1112并選擇SLEW＝+FOFFSET。類似于系統(tǒng)1100，加法器1120的輸出1252變?yōu)閂CXOCONTROL＝C3·FLOW+FOFFSET。其中延遲元件1132保存濾波器1110的低頻偏移FLOW。
然后在1334，“更新相關(guān)”，類似于前文所述的1326的操作，系統(tǒng)1300更新存儲在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值。更新在最近段同步周期中生成的INT(i)值?？刂破?20搜索相關(guān)緩沖器314以定位位于現(xiàn)有R0、R1和R2所創(chuàng)建的搜索窗口內(nèi)的已更新P0、P1和P2。如圖41所示，相關(guān)濾波器1134接收已更新的相關(guān)緩沖器314輸出并將已更新的經(jīng)低通濾波的INT(i)提供給CWF 1102。CWF 1102隨后計算出更新的CWFOUT。系統(tǒng)1300繼續(xù)到1336。
在1336，“P0＞3P1”，當P0≤3P1時產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過返回到1332而繼續(xù)在VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路中。這形成增量調(diào)節(jié)VCXOCONTROL的環(huán)路。當P0＞3P1時在1336產(chǎn)生肯定結(jié)果，這樣系統(tǒng)1300離開VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路；并且系統(tǒng)1300返回1322。
在1338，“CWFOUT”，在1330的肯定結(jié)果之后，控制器320設(shè)置回轉(zhuǎn)控制信號1112以將CWFOUT傳送通過開關(guān)1104，并將零值傳送通過開關(guān)1106。CWFOUT被傳送通過濾波器1110。加法器1130形成輸出VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]，其中，如前所述，F(xiàn)LOW是存儲在延遲元件1132中的值。系統(tǒng)1338隨后繼續(xù)到1340。
在1340，“更新相關(guān)”，如前所述，系統(tǒng)1250更新存儲在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值?？刂破?20在相關(guān)緩沖器314中搜索先前定義的區(qū)域R0、R1以及R2中P0、P1以及P2的已更新的值。延遲元件1132更新FLOW＝CWFOUTC1+FLOW。系統(tǒng)1300隨后返回1322。在一些實施例中，一個或多個判決塊1312、1318、1322、1328、1330以及1336可含有某些類型的置信度計數(shù)器，置信度計數(shù)器被用于設(shè)置判決轉(zhuǎn)換的條件。
如圖43中所示，系統(tǒng)20的還有另一個實施例包括相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤系統(tǒng)1350。相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤系統(tǒng)1350包括解調(diào)器920A以及相關(guān)導(dǎo)向控制1250A。解調(diào)器920A形式和功能上類似于系統(tǒng)900的解調(diào)器920；然而，環(huán)路濾波器926被替換為環(huán)路濾波器926A。如將在下文解釋的那樣，環(huán)路濾波器926A還包括用于接收相關(guān)導(dǎo)向跟蹤信號的第三反饋控制輸入1252A。相關(guān)導(dǎo)向控制1250A形式和功能上類似于相關(guān)導(dǎo)向控制1250；然而，類似于圖13中的CDEU230B，CDC 1250A適用于將IF76以及QF78與段同步序列都相關(guān)。
解調(diào)器920A接收數(shù)字化的近基帶信號62并將信號IF76和QF78作為輸出提供給CDC 1250A。解調(diào)器920A還接收非相干載波跟蹤反饋信號72和判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74。此外，解調(diào)器920A還從CDC 1250A接收相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤信號1252A。
如圖44中所示，系統(tǒng)20的另一個實施例包括信道延遲導(dǎo)向控制系統(tǒng)1360，它包括同步910、解調(diào)器920、CDEU 230E、減法器1360，以及延遲1362。
CIR導(dǎo)向控制系統(tǒng)1360在同步910接收模擬近基帶信號60。同步器910數(shù)字化模擬近基帶信號60，并將數(shù)字化的近基帶信號62提供給解調(diào)器920。解調(diào)器390解調(diào)數(shù)字化的近基帶信號62并將IF76和QF78作為輸入提供給CDEU230E。CDEU 230E對IF76和QF78作用以計算更新的信道延遲估計CDENEW。CDEU230E隨后將CDENEW作為輸入提供給延遲1362和減法器1360的正輸入。延遲1362將信道延遲估計的先前計算值CDEPREVIOUS作為輸出提供給減法器1360的負輸入。同步器40從減法器1360接收同步控制信號1364。
類似于CDEU 230的先前實施例，CDEU 230E通過檢測在CDEU 230E輸入上接收到的重影信號的相關(guān)強度和延遲，估計傳輸信道的信道脈沖響應(yīng)。CDEU230E的一些實施例形式和功能上類似于CDEU 230先前所述的實施例。例如，CDEU 230E的一些實施例適用于通過檢測所接收的重影信號幀同步序列PN511的相關(guān)強度來估計ATSC廣播系統(tǒng)中的信道延遲。同樣地，CDEU 230E的其它實施例類似于基于段同步的相關(guān)估計信道延遲的CDEU 230實施例。然而，CDEU230E適用于提供連續(xù)更新的信道延遲估計。例如，當CDEU 230的一些實施例提供用于設(shè)置并適配重疊均衡器的單個信道延遲估計時，CDEU 230E的實施例提供連續(xù)的信道延遲估計更新。CDEU 230E的一些實施例在每個幀或字段同步周期提供更新的信道延遲估計?；趯Χ瓮叫蛄械慕邮諄砉烙嬓诺姥舆t的其它實施例在希望數(shù)目的段同步周期之后提供更新的信道延遲估計。此外，還有其它實施例在每個段同步周期提供更新的信道延遲估計。
在一些實施例中，延遲1362是用于存儲由CDEU 230E提供的先前已計算的信道延遲估計的鎖存器或寄存器。減法器1360通過從CDENEW中減去CDEPREVIOUS產(chǎn)生同步控制信號1364。同步控制信號1364表示由于虛中心的移動而造成的信道延遲估計改變。同步910接收同步控制信號1364并控制用于采樣模擬近基帶信號60的時鐘頻率。這調(diào)節(jié)系統(tǒng)20的均衡器中引入的相對延遲，并對虛中心的移動做出補償。
可以理解的是，正交和變換濾波器實現(xiàn)的長度對于總反饋環(huán)路響應(yīng)被最優(yōu)化。例如，在執(zhí)行90度旋轉(zhuǎn)的變換濾波器是工作在所接收的同相信號上的希耳伯特濾波器的實施例中，希耳伯特濾波器的長度將被調(diào)整以最優(yōu)化相位跟蹤器環(huán)路響應(yīng)。類似地，可以出于硬件的復(fù)雜度和所需的準確度的目的來最優(yōu)化希耳伯特變換的分辨力。同樣地，相位誤差積分器812可被最優(yōu)化為在對更平滑和更準確的相位誤差信息的需要和相位跟蹤器帶寬之間進行平衡。
或者，在一些含有微小間隔的均衡器的實施例中，在均衡器判決設(shè)備之前對數(shù)據(jù)進行下采樣的點可以被移動，以提供更大的控制環(huán)路帶寬。如圖29中所示，在一些系統(tǒng)900的實施例中，載波跟蹤后置濾波器944在下采樣之前從FFE 210接收微小間隔的采樣。判決設(shè)備212通過在碼元定時基礎(chǔ)上對均衡器輸出信號88進行采樣來有效地對所接收到的數(shù)據(jù)進行下采樣。在還有其它實施例中，微小間隔FFE采樣不是按照n∶1的整數(shù)關(guān)系相關(guān)，均衡器判決設(shè)備的輸入是轉(zhuǎn)換為合適采樣率的采樣率?？梢岳斫獾氖牵恍嵤├龑㈩愃萍夹g(shù)使用于判決導(dǎo)向相位跟蹤器和判決導(dǎo)向同步反饋環(huán)路。此外，某些實施例使用采樣率轉(zhuǎn)換器來對微小間隔的FFE的輸出進行下采樣，并執(zhí)行相位跟蹤器功能。
可以理解的是，在此描述的技術(shù)和設(shè)備也可被應(yīng)用于含有任何一維構(gòu)象的調(diào)制技術(shù)。因此，本發(fā)明包括被改進為對有多級的數(shù)據(jù)構(gòu)象起作用的實施例。類似地，在此描述的技術(shù)和設(shè)備可被應(yīng)用于VSB或偏移QAM調(diào)制，用于偏移QAM調(diào)制(其中簡單90度相移足夠?qū)⑵芉AM基帶復(fù)信號轉(zhuǎn)換為類似VSB基帶的單獨實信號)。
更有，在此描述的任何系統(tǒng)和/或方法可被用于任何廣播標準。例如，在此的系統(tǒng)和方法可適用于與ATSC標準(在文檔“ATSC Digital TelevisionStandard”，ATSC文檔A/53，1995年9月16日中規(guī)定)兼容的信號。或者，作為示例而非限制，在此描述的任何系統(tǒng)和/或方法是/可適用于下述文檔中規(guī)定的標準(下文稱為“ADTB-T標準”)Zhang，W等人的“An Advanced DigitalTelevi sion Broadcasting System”，第七屆國際廣播技術(shù)座談會，會議增刊，2001年。
可以理解的是在一些實施例中，均衡器工作于同相和正交數(shù)據(jù)。類似地，雖然在此的實施例和附圖示出設(shè)置在接收機的基帶區(qū)域中的均衡器的FFE，其它接收機的實施例將FFE設(shè)置在通帶(或IF)區(qū)域中。例如，在一些實施例中，均衡器的FFE被設(shè)置在系統(tǒng)的同步和解調(diào)器組件之間。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可想到本發(fā)明的各種實現(xiàn)。例如，可通過專用和/或通用集成電路、和/或離散組件、和/或軟件來執(zhí)行部分或全部的信號的生成和計算。在此援引的任何出版物、現(xiàn)有應(yīng)用、和其它文檔整體結(jié)合在此作為參考，如同每個都單獨結(jié)合在此作為參考并完全闡明的那樣。
雖然已經(jīng)通過附圖和前面的描述詳細示出并描述了本發(fā)明，所示出的可被認為是示例性的且在特征上不作限制?？梢岳斫獾氖?，僅僅示出并描述了最佳實施例，所有在本發(fā)明精神范圍內(nèi)的改變和修改都希望被保護。
權(quán)利要求
1.一種用于處理從信道接收的信號的數(shù)字接收機，其特征在于，包括數(shù)字解調(diào)器；以及與所述解調(diào)器耦合的均衡器，所述均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中所述前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭，系數(shù)與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)，所有與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值是動態(tài)確定的。
2.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于控制所述前饋濾波器的裝置，其中所述前饋濾波器接收由一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號，其中所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述控制裝置包括用于從所接收的碼元中導(dǎo)出多個采樣的裝置，其中采樣序列對應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列；用于從所述多個采樣中估計信道脈沖響應(yīng)的裝置；用于計算所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性的裝置；以及用于根據(jù)所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性同步所述前饋濾波器的裝置。
3.如權(quán)利要求2所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于將所述均衡器運行在從以下三種模式中選擇出的一種模式的裝置第一模式，如果所述多個采樣被識別，則選擇第一模式，其中運行裝置包括用于從所述一組采樣中導(dǎo)出信噪比(SNR)的裝置；第二模式，如果所述多個采樣被識別且SNR大于第一預(yù)先確定的閾值，則選擇第二模式；第三模式，如果所述多個采樣被識別且SNR大于第二預(yù)先確定的閾值，則選擇第三模式。
4.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于生成所述前饋濾波器的輸出的復(fù)數(shù)表示的裝置；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的裝置；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示相關(guān)以獲得相位誤差估計的裝置；用于基于所述相位誤差估計生成相位校正值的裝置；以及用于使用所述相位校正值調(diào)整所述前饋濾波器的輸出的相位的裝置。
5.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于控制所述數(shù)字接收機的載波偏移后置濾波器，所述后置濾波器包括用于生成均衡器值的裝置；用于對所述均衡器值進行濾波以獲得后置濾波器輸出的裝置；用于從解碼的數(shù)據(jù)中減去均衡器輸出信號以生成誤差值的裝置；用于將所述后置濾波器輸出與所述誤差值進行相關(guān)以獲得相關(guān)值的裝置；用于從所述相關(guān)值導(dǎo)出控制信號的裝置；以及用于使用所述控制信號調(diào)整所述數(shù)字解調(diào)器的裝置。
6.如權(quán)利要求5所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括與所述均衡器耦合的采樣設(shè)備以及用于控制所述采樣設(shè)備的采樣頻率和采樣相位的判決導(dǎo)向控制設(shè)備，所述判決導(dǎo)向控制設(shè)備包括用于生成所述均衡器導(dǎo)出的值的復(fù)數(shù)表示的裝置；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的裝置；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得采樣誤差估計的裝置；以及用于使用所述采樣誤差估計調(diào)整所述采樣設(shè)備的采樣頻率和采樣相位的裝置。
7.一種用于處理從信號接收的信號的數(shù)字接收機，包括同步單元；與所述同步單元耦合的數(shù)字解調(diào)器；以及與所述解調(diào)器耦合的均衡器，所述均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，所述前饋濾波器和DFE包括多個抽頭，系數(shù)與所述多個抽頭相關(guān)聯(lián)，所有與所述多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值是共同優(yōu)化的。
8.如權(quán)利要求7所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于控制所述前饋濾波器的裝置，其中所述前饋濾波器接收由一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號，其中所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述控制裝置包括用于從所接收的碼元中導(dǎo)出多個采樣的裝置，其中采樣序列對應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列；用于從所述多個采樣中估計信道脈沖響應(yīng)的裝置；用于計算所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性的裝置；用于根據(jù)所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性同步所述前饋濾波器的裝置。
9.如權(quán)利要求8所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于將所述均衡器運行在以下三種模式中所選擇的一種模式的裝置第一模式，如果所述多個采樣被識別，則選擇第一模式，其中運行裝置包括用于從所述一組采樣中導(dǎo)出信噪比(SNR)的裝置；第二模式，如果所述多個采樣被識別且SNR大于第一預(yù)先確定的閾值，則選擇第二模式；第三模式，如果所述多個采樣被識別且SNR大于第二預(yù)先確定的閾值，則選擇第三閾值。
10.如權(quán)利要求9所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括相位跟蹤器，相位跟蹤器包括用于生成所述前饋濾波器的輸出的復(fù)數(shù)表示的裝置；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的裝置；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得相位誤差估計的裝置；用于基于所述相位誤差估計生成相位校正值的裝置；以及用于使用所述相位校正值調(diào)整所述前饋濾波器的輸出的相位的裝置。
11.如權(quán)利要求10所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括非相干控制以及判決導(dǎo)向控制，兩者都導(dǎo)出用于控制所述同步單元和所述數(shù)字解調(diào)器的控制信號。
12.如權(quán)利要求11所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括耦合在所述數(shù)字解調(diào)器和所述均衡器之間的奈奎斯特濾波器。
13.如權(quán)利要求12所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于控制所述數(shù)字接收機的載波偏移后置濾波器，所述后置濾波器包括用于生成均衡器值的裝置；用于對所述均衡器值進行濾波以獲得后置濾波器輸出的裝置；用于從解碼的數(shù)據(jù)中減去均衡器輸出信號以生成誤差值的裝置；用于將所述后置濾波器輸出與所述誤差值進行相關(guān)以獲得相關(guān)值的裝置；用于從所述相關(guān)值導(dǎo)出控制信號的裝置；以及用于使用所述控制信號調(diào)整所述數(shù)字解調(diào)器的裝置。
14.如權(quán)利要求7所述的數(shù)字接收機，其特征在于，還包括用于控制所述同步單元的采樣頻率和采樣相位的判決導(dǎo)向控制設(shè)備，所述判決導(dǎo)向控制設(shè)備包括用于生成所述均衡器導(dǎo)出的值的復(fù)數(shù)表示的裝置；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的裝置；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得采樣誤差估計的裝置；以及用于使用所述采樣誤差估計調(diào)整所述同步單元的采樣頻率和采樣相位的裝置。
15.一種用于處理從信道接收的信號的方法，其特征在于，所述方法包括如下步驟提供數(shù)字解調(diào)器；以及提供與所述數(shù)字解調(diào)器耦合的均衡器，所述均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中所述前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭并且系數(shù)與所述多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)；動態(tài)確定所有與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟控制所述前饋濾波器，其中所述前饋濾波器接收由一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號，其中所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列；從所接收的碼元中導(dǎo)出多個采樣，其中采樣序列對應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列；從所述多個采樣中估計信道脈沖響應(yīng)；計算所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性；以及根據(jù)所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性同步所述前饋濾波器。
17.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟如果所述多個采樣被識別，則將所述均衡器運行在第一模式；從所述一組采樣導(dǎo)出信噪比(SNR)；如果所述多個采樣被識別且SNR大于第一預(yù)先確定的閾值，則將所述均衡器運行在第二模式；如果所述多個采樣被識別且SNR大于第二預(yù)先確定的閾值，則將所述均衡器運行在第三模式。
18.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟提供用于處理所述前饋濾波器的輸出的相位跟蹤器；使所述相位跟蹤器生成所述前饋濾波器的輸出的復(fù)數(shù)表示；從所述均衡器的輸出生成判決表示；將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得相位誤差估計；基于所述相位誤差估計生成相位校正值；以及使用所述相位校正值調(diào)整所述前饋濾波器的輸出的相位。
19.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟提供用于控制所述數(shù)字解調(diào)器的載波偏移后置濾波器，所述后置濾波器包括用于生成均衡器值的裝置；對所述均衡器值進行濾波以獲得后置濾波器輸出；從解碼的數(shù)據(jù)中減去均衡器輸出信號以生成誤差值；將所述后置濾波器輸出與所述誤差值進行相關(guān)以獲得相關(guān)值；從所述相關(guān)值導(dǎo)出控制信號；以及使用所述控制信號調(diào)整所述數(shù)字解調(diào)器。
20.如權(quán)利要求19所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟，提供與所述均衡器耦合的采樣設(shè)備以及用于控制所述采樣設(shè)備的采樣頻率和采樣相位的判決導(dǎo)向控制設(shè)備；使所述判決導(dǎo)向控制設(shè)備生成所述均衡器導(dǎo)出的值的復(fù)數(shù)表示；從所述均衡器的輸出生成判決表示；將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得采樣誤差估計；以及使用所述采樣誤差估計調(diào)整所述采樣設(shè)備的采樣頻率和采樣相位。
21.一種用于處理從信號接收的信號的方法，包括提供同步單元；提供與所述同步單元耦合的數(shù)字解調(diào)器；提供與所述解調(diào)器耦合的均衡器，所述均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，所述前饋濾波器和DFE包括多個抽頭，并且系數(shù)與所述多個抽頭相關(guān)聯(lián)；以及共同優(yōu)化所有與所述前饋濾波器和所述DFE的多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟提供用于處理所述前饋濾波器的輸出的裝置，其中所述前饋濾波器接收由一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號，其中所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列；從所接收的碼元中導(dǎo)出多個采樣，其中采樣序列對應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列；從所述多個采樣中估計信道脈沖響應(yīng)；計算所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性；以及根據(jù)所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性同步所述前饋濾波器。
23.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟如果所述多個采樣被識別，則將所述均衡器運行在第一模式；從所述一組采樣導(dǎo)出信噪比(SNR)；如果所述多個采樣被識別且SNR大于第一預(yù)先確定的閾值，則將所述均衡器運行在第二模式；如果所述多個采樣被識別且SNR大于第二預(yù)先確定的閾值，則將所述均衡器運行在第三模式。
24.如權(quán)利要求23所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟提供相位跟蹤器，相位跟蹤器包括用于生成所述前饋濾波器的輸出的復(fù)數(shù)表示的裝置；從所述均衡器的輸出生成判決表示；將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得相位誤差估計；基于所述相位誤差估計生成相位校正值；以及使用所述相位校正值調(diào)整所述前饋濾波器的輸出的相位。
25.如權(quán)利要求24所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟提供非相干控制以及判決導(dǎo)向控制；以及使所述非相干控制和所述判決導(dǎo)向控制導(dǎo)出用于控制所述同步單元和所述數(shù)字解調(diào)器的控制信號。
26.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于，還包括在所述數(shù)字解調(diào)器和所述均衡器之間提供奈奎斯特濾波器的步驟。
27.如權(quán)利要求26所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟提供用于控制所述數(shù)字解調(diào)器的載波偏移后置濾波器，所述后置濾波器包括用于生成均衡器值的裝置；對所述均衡器值進行濾波以獲得后置濾波器輸出；從解碼的數(shù)據(jù)中減去均衡器輸出信號以生成誤差值；將所述后置濾波器輸出與所述誤差值進行相關(guān)以獲得相關(guān)值；從所述相關(guān)值導(dǎo)出控制信號；以及使用所述控制信號調(diào)整所述數(shù)字解調(diào)器。
28.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟提供用于控制所述同步單元的采樣頻率和采樣相位的判決導(dǎo)向控制設(shè)備；使所述判決導(dǎo)向控制設(shè)備生成所述均衡器導(dǎo)出的值的復(fù)數(shù)表示；從所述均衡器的輸出生成判決表示；將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得采樣誤差估計；以及使用所述采樣誤差估計調(diào)整所述同步單元的采樣頻率和采樣相位。
29.一種用于處理從信道接收的信號的計算機可讀介質(zhì)，包括程序，所述程序包括第一例程，用于實現(xiàn)數(shù)字解調(diào)器；第二例程，用于實現(xiàn)與所述數(shù)字解調(diào)器耦合的均衡器，所述均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中所述前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭并且系數(shù)與所述多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)；以及第三例程，用于動態(tài)確定所有與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)值。
30.如權(quán)利要求29所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于控制所述前饋濾波器的第四例程，其中所述前饋濾波器接收由一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號，其中所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列；用于從所接收的碼元中導(dǎo)出多個采樣的第五例程，其中采樣序列對應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列；用于從所述多個采樣中估計信道脈沖響應(yīng)的第六例程；用于計算所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性的第七例程；以及用于根據(jù)所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性同步所述前饋濾波器的第八例程。
31.如權(quán)利要求30所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于在所述多個采樣被識別的情況下，將所述均衡器運行在第一模式的第九例程；用于從所述一組采樣導(dǎo)出信噪比(SNR)的第十例程；用于在所述多個采樣被識別且SNR大于第一預(yù)先確定的閾值的情況下，將所述均衡器運行在第二模式的第十一例程；以及用于在所述多個采樣被識別且SNR大于第二預(yù)先確定的閾值的情況下，將所述均衡器運行在第三模式的第十二例程。
32.如權(quán)利要求29所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供用于處理所述前饋濾波器的輸出的相位跟蹤器的第四例程；用于使所述相位跟蹤器生成所述前饋濾波器的輸出的復(fù)數(shù)表示的第五例程；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的第六例程；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得相位誤差估計的第七例程；用于基于所述相位誤差估計生成相位校正值的第八例程；以及用于使用所述相位校正值調(diào)整所述前饋濾波器的輸出的相位的第九例程。
33.如權(quán)利要求29所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供用于控制所述數(shù)字解調(diào)器的載波偏移后置濾波器的第四例程，所述后置濾波器包括用于生成均衡器值的裝置；用于對所述均衡器值進行濾波以獲得后置濾波器輸出的第五例程；用于從解碼的數(shù)據(jù)中減去均衡器輸出信號以生成誤差值的第六例程；用于將所述后置濾波器輸出與所述誤差值進行相關(guān)以獲得相關(guān)值的第七例程；用于從所述相關(guān)值導(dǎo)出控制信號的第八例程；以及用于使用所述控制信號調(diào)整所述數(shù)字解調(diào)器的第九例程。
34.如權(quán)利要求33所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供與所述均衡器耦合的采樣設(shè)備以及用于控制所述采樣設(shè)備的采樣頻率和采樣相位的判決導(dǎo)向控制設(shè)備的第十例程；用于使所述判決導(dǎo)向控制設(shè)備生成所述均衡器導(dǎo)出的值的復(fù)數(shù)表示第十一例程；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的第十二例程；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得采樣誤差估計的第十三例程；以及用于使用所述采樣誤差估計調(diào)整所述采樣設(shè)備的采樣頻率和采樣相位的第十四例程。
35.一種用于處理從信道接收的信號的計算機可讀介質(zhì)，包括程序，所述程序包括第一例程，用于實現(xiàn)同步單元；第二例程，用于實現(xiàn)與所述同步單元耦合的數(shù)字解調(diào)器；第三例程，用于實現(xiàn)與所述解調(diào)器耦合的均衡器，所述均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，所述前饋濾波器和DFE包括多個抽頭，并且系數(shù)與所述多個抽頭相關(guān)聯(lián)；以及第四例程，用于共同優(yōu)化所有與多個抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值。
36.如權(quán)利要求35所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供用于處理所述前饋濾波器的輸出的裝置的第五例程，其中所述前饋濾波器接收由一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號，其中所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列；用于從所接收的碼元中導(dǎo)出多個采樣的第六例程，其中采樣序列對應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列；用于從所述多個采樣中估計信道脈沖響應(yīng)的第七例程；用于計算所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性的第八例程；以及用于根據(jù)所估計的信道脈沖響應(yīng)的特性同步所述前饋濾波器的第九例程。
37.如權(quán)利要求36所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于在所述多個采樣被識別的情況下，將所述均衡器運行在第一模式的第十例程；用于從所述一組采樣導(dǎo)出信噪比(SNR)的第十一例程；用于在所述多個采樣被識別且SNR大于第一預(yù)先確定的閾值的情況下，將所述均衡器運行在第二模式的第十二例程；以及用于在所述多個采樣被識別且SNR大于第二預(yù)先確定的閾值的情況下，將所述均衡器運行在第三模式的第十三例程。
38.如權(quán)利要求37所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供相位跟蹤器的第十四例程，所述相位跟蹤器包括用于生成所述前饋濾波器的輸出的復(fù)數(shù)表示的裝置；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的第十五例程；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得相位誤差估計的第十六例程；用于基于所述相位誤差估計生成相位校正值的第十七例程；以及用于使用所述相位校正值調(diào)整所述前饋濾波器的輸出的相位第十八例程。
39.如權(quán)利要求38所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供非相干控制以及判決導(dǎo)向控制的第十九例程；以及用于使所述非相干控制和所述判決導(dǎo)向控制導(dǎo)出用于控制所述同步單元和所述數(shù)字解調(diào)器的控制信號的第二十例程。
40.如權(quán)利要求39所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于在所述數(shù)字解調(diào)器和所述均衡器之間提供奈奎斯特濾波器的第二十一例程。
41.如權(quán)利要求40所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供用于控制所述數(shù)字解調(diào)器的載波偏移后置濾波器的第二十二例程，所述后置濾波器包括用于生成均衡器值的裝置；用于對所述均衡器值進行濾波以獲得后置濾波器輸出的第二十三例程；用于從解碼的數(shù)據(jù)中減去均衡器輸出信號以生成誤差值的第二十四例程；用于將所述后置濾波器輸出與所述誤差值進行相關(guān)以獲得相關(guān)值的第二十五例程；用于從所述相關(guān)值導(dǎo)出控制信號的第二十六例程；以及用于使用所述控制信號調(diào)節(jié)所述數(shù)字解調(diào)器的第二十七例程。
42.如權(quán)利要求35所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，還包括用于提供用于控制所述同步單元的采樣頻率和采樣相位的判決導(dǎo)向控制設(shè)備的第五例程；用于使所述判決導(dǎo)向控制設(shè)備生成所述均衡器導(dǎo)出的值的復(fù)數(shù)表示的第六例程；用于從所述均衡器的輸出生成判決表示的第七例程；用于將所述判決表示與所述復(fù)數(shù)表示進行相關(guān)以獲得采樣誤差估計的第八例程；以及用于使用所述采樣誤差估計調(diào)整所述同步單元的采樣頻率和采樣相位的第九例程。
全文摘要
一種用于處理從信道接收的信號的數(shù)字接收機包括數(shù)字解調(diào)器以及與該數(shù)字解調(diào)器耦合的均衡器。均衡器包括前饋濾波器和判決反饋均衡器(DFE)，其中前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭。與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)以及所有與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值是動態(tài)確定的。
文檔編號H03D1/06GK1998136SQ200580012283
公開日2007年7月11日 申請日期2005年4月8日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月9日
發(fā)明者J·夏, S·陳, R·W·奇塔, G·克里希納穆希, S·M·洛珀斯托, D·A·維爾明, X·楊, J·朱 申請人:上海奇普科技有限公司