專利名稱：放大器及使用它的高頻功率放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及高頻功率放大器，特別涉及適用于手機等無線設(shè)備的發(fā)送單元的適宜的高頻功率放大器。
背景技術(shù)：
近年來手機迅速普及，通信數(shù)據(jù)量增大。因此，引入了W-CDMA(寬帶碼分多路訪問Wideband code division multiple access)等大容量通信方式。
在手機終端的發(fā)送單元中使用的高頻功率放大器在終端構(gòu)成部件中消耗電力大，為了增加電池持續(xù)時間，重要的是其高效率化。另外，為了在W-CDMA等大容量通信方式中使用，除了高效率外還必須使其低失真化。
可是，在高頻功率放大器中通常使用的AB級放大器中，不能同時實現(xiàn)高效率和低失真。AB級放大器在低輸出時進行線性動作，因而雖然低失真但效率低，但在高輸出時進行飽和動作因而雖然高效率但失真多。
作為實現(xiàn)高效率并且低失真的功率放大器，已知例如在專利文獻1中揭示的EER(envelope elimination and restoration)型放大器。圖11展示了被記載在該文獻中的EER型放大器的一例。
被輸入到輸入端子107的高頻信號通過電力分配器101被分配給包絡(luò)線檢測器102和延遲電路104。在包絡(luò)線檢測器102中，檢測高頻信號的包絡(luò)線成分。此包絡(luò)線成分在包絡(luò)線放大器103中被放大，提供給載波放大器106的電源端子。另外，延遲電路104補償包絡(luò)線檢測器102和包絡(luò)線放大器103的延遲時間。延遲電路104的輸出信號在限幅器105中被振幅限制，在載波放大器106中被放大。
高頻信號的包絡(luò)線成分在限幅器105中萬一損失，則因為包絡(luò)線成分被提供給載波放大器106的電源端子，所以損失的包絡(luò)線成分在載波放大器106中被恢復(fù)。EER型放大器因為被設(shè)計成不根據(jù)輸入電力而使載波放大器106始終進行飽和動作，所以低輸出時、高輸出時都是高效率的。作為飽和動作的缺點的失真問題通過載波放大器106恢復(fù)高頻信號的包絡(luò)線成分而被解決，在輸出端子108中可以得到失真少的高功率的高頻信號。
為了使EER型放大器整體高效率、低失真化，不僅是載波放大器106，包絡(luò)線放大器103也需要高效率、低失真化。包絡(luò)線信號雖然與高頻信號的載波相比是低頻信號，但在W-CDMA那樣的寬頻帶系統(tǒng)中包絡(luò)線成分頻帶寬，達數(shù)MHz。
另一方面，在包絡(luò)線放大器103中經(jīng)常使用的DC/DC轉(zhuǎn)換器因為其頻帶高到100kHz左右，所以不能把DC/DC轉(zhuǎn)換器直接用在W-CDMA那樣的寬頻帶系統(tǒng)的包絡(luò)線放大器103中。
圖12展示了在專利文獻1中揭示的包絡(luò)線放大器103的例子。在此現(xiàn)有例子中，使用S級調(diào)制器21和B級放大器3的并聯(lián)連接。輸入到端子5的包絡(luò)線信號通過低通濾波器1、高通濾波器31被分離成低頻成分和高頻成分。低頻成分由S級調(diào)制器21放大，高頻成分由B級放大器3放大。低頻成分和高頻成分在分別通過低通濾波器22、高通濾波器4后被合成，把高功率的包絡(luò)線信號輸出到輸出端子6。
S級調(diào)制器21和低通濾波器22構(gòu)成DC/DC轉(zhuǎn)換器，雖然高效率但頻帶窄。另一方面，B級放大器3雖然是寬帶但低效率。因而，通過并聯(lián)連接S級調(diào)制器21和B級放大器3，實現(xiàn)整體的寬帶·高效率化。
進而，在此現(xiàn)有例子中，為了提高B級放大器3的效率，附加由峰值檢測器32和穩(wěn)壓器33組成的電源電路。此電源電路由峰值檢測器32檢測高頻成分的峰值，通過用該峰值控制穩(wěn)壓器33，把B級放大器3的電源電壓設(shè)置為最小限度，使B級放大器3高效率化。
美國專利第6,084,468號說明書上述包絡(luò)線放大器103雖然是寬帶、高效率，但用于放大頻帶寬的W-CDMA的包絡(luò)線信號是不充分的。如以下說明的那樣，當(dāng)輸入了達數(shù)MHz的包絡(luò)線信號的情況下，由峰值檢測器32和穩(wěn)壓器33組成的電源電路不能跟隨高頻成分的峰值變化，在B級放大器3中產(chǎn)生削波失真。
圖13展示W(wǎng)-CDMA的包絡(luò)線信號，圖14展示其高頻成分。高頻成分雖然在微秒以下的間隔具有峰值，但其峰值不規(guī)則地增減。這種情況下，為了使現(xiàn)有例的電源電路正常動作，穩(wěn)壓器33需要在微秒以下的短時間響應(yīng)。
從高效率的目的出發(fā)，雖然在穩(wěn)壓器33中使用DC/DC轉(zhuǎn)換器是妥當(dāng)?shù)?，但DC/DC轉(zhuǎn)換器因為即使是高速的也具有10微秒左右的時間常數(shù)，所以在微秒以下的短時間內(nèi)不能響應(yīng)。其結(jié)果，電源電路輸出以DC/DC轉(zhuǎn)換器的時間常數(shù)被平滑化。
圖14重疊展示了現(xiàn)有例的電源電路的輸出電壓。進而，現(xiàn)有例的B級放大器3因為需要正電源和負電源，所以展示了與之分別對應(yīng)的電源電路輸出電壓。大的信號峰值超過了電源電路的輸出電壓。在實際的電路動作中因為B級放大器的輸出電壓不能超過電源電壓，所以包絡(luò)線放大器103在大的信號峰值下發(fā)生削波失真。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于實現(xiàn)沒有削波失真的寬帶、高效率、低失真的放大器以及使用它的可以適用于寬帶無線通信系統(tǒng)中的高效率、低失真的高頻功率放大器。
即，為了實現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的放大器的特征在于包含放大輸入信號的低頻成分的DC/DC轉(zhuǎn)換器；放大該輸入信號并輸出放大后的高頻成分的B級放大器，DC/DC轉(zhuǎn)換器和B級放大器并聯(lián)連接，根據(jù)上述低頻成分控制該B級放大器的電源電壓。
例如，當(dāng)輸入信號是包絡(luò)線成分時，如以后詳細敘述的那樣，在本發(fā)明中利用包絡(luò)線成分的上限值和該包絡(luò)線成分的低頻成分的比大致一定，其比在無線通信系統(tǒng)中是固有的常數(shù)這一點。因而這種情況下，在本發(fā)明中，用具有上限值和一定比的包絡(luò)線成分的低頻成分控制B級放大器的電源電壓，本發(fā)明的上述放大器可以對包絡(luò)線成分的上限值不引起削波地放大包絡(luò)線成分。由此，可以實現(xiàn)寬帶、高效率、低失真的放大器，實現(xiàn)可以適用于寬帶無線通信系統(tǒng)的高效率、低失真的高頻功率放大器。進而，特別理想的是進行控制使得B級放大器的電源電壓和輸入信號的低頻成分保持一定比。進而，理想的是此一定比與使用該放大器的無線通信系統(tǒng)的峰值因數(shù)大致相等。
如果采用本發(fā)明，則可以在B級放大器中避免削波失真的發(fā)生，可以實現(xiàn)寬帶、高效率、低失真的放大器。通過把該放大器作為向載波放大器提供電源電壓的包絡(luò)線放大器使用，可以在寬帶的無線通信系統(tǒng)中實現(xiàn)適宜的高效率、低失真的高頻功率放大器。


圖1是用于說明本發(fā)明的放大器的實施例1的構(gòu)成圖。
圖2是用于說明W-CDMA包絡(luò)線信號的平均值以及上限值的圖。
圖3是用于說明圖1的包絡(luò)線放大器的詳細構(gòu)成的構(gòu)成圖。
圖4是用于說明本發(fā)明的實施例2的構(gòu)成圖。
圖5是用于說明本發(fā)明的實施例3的構(gòu)成圖。
圖6是展示載波放大器的電源電壓和輸出電壓的關(guān)系的圖。
圖7是用于說明本發(fā)明的實施例4的構(gòu)成圖。
圖8是用于說明本發(fā)明的實施例5的構(gòu)成圖。
圖9是用于說明本發(fā)明的實施例6的構(gòu)成圖。
圖10是用于說明本發(fā)明的實施例7的構(gòu)成圖。
圖11是用于說明現(xiàn)有的高頻功率放大器的構(gòu)成圖。
圖12是用于說明使用圖11的高頻功率放大器的包絡(luò)線放大器的構(gòu)成圖。
圖13是用于說明W-CDMA包絡(luò)線信號的圖。
圖14是用于說明W-CDMA包絡(luò)線信號的高頻成分的圖。
圖15是用于說明本發(fā)明的實施例3的詳細電路例子的電路圖。
具體實施例方式
以下，參照圖示的幾個發(fā)明的實施例，進一步詳細說明本發(fā)明的放大器以及使用它的高頻功率放大器。進而，圖1、圖3～圖5以及圖7～圖10中的同一符號表示同一或者類似物。
圖1展示了本發(fā)明的放大器的實施例1。在圖1中，1是除去輸入到輸入端子5的輸入信號，即包絡(luò)線成分的高頻成分的低通濾波器，2是放大低通濾波器1的輸出信號的DC/DC轉(zhuǎn)換器，3是放大來自輸入端子5的包絡(luò)線成分的B級放大器，4是除去B級放大器3的低頻成分的高通濾波器。DC/DC轉(zhuǎn)換器2具有2個輸出端子，一個連接在放大器的輸出端子6上，另一個連接在B級放大器3的電源端子上。高通濾波器4的輸出端子與輸出端子6連接。
在本實施例中，放大低通濾波器1的輸出信號的DC/DC轉(zhuǎn)換器2產(chǎn)生電壓增益的峰值因數(shù)倍數(shù)不同的2種輸出信號。有關(guān)此峰值因數(shù)將在后面詳細敘述。電壓增益小的低電壓輸出被提供給輸出端子6。電壓增益大的高電壓輸出作為電源提供給B級放大器3。B級放大器3放大來自輸入端子5的輸入信號。B級放大器3的電壓增益與DC/DC轉(zhuǎn)換器2的低電壓輸出的電壓增益相等。
本發(fā)明的放大器即包絡(luò)線放大器和圖12所示的現(xiàn)有例子相同，使用DC/DC轉(zhuǎn)換器2和B級放大器3的并聯(lián)連接，用DC/DC轉(zhuǎn)換器2放大包絡(luò)線信號的低頻成分，并用B級放大器3放大高頻成分，因而是寬帶、高效率的。
但是，作為包絡(luò)線放大器使用的本發(fā)明的放大器其B級放大器3的電源電壓控制方法和圖12所示的現(xiàn)有例子不同。在現(xiàn)有例子中，如上所述，由于使用包絡(luò)線信號的高頻成分峰值控制B級放大器3的電源電壓，所以存在削波失真的問題。在本發(fā)明中，如以下說明的那樣，通過使用包絡(luò)線信號的低頻成分控制B級放大器3的電源電壓，不會產(chǎn)生削波失真，使B級放大器3高效率化。
在本發(fā)明中，利用包絡(luò)線信號的上限值具有與包絡(luò)線信號的平均值相關(guān)這一在寬帶無線通信系統(tǒng)中特有的性質(zhì)。如圖13所示，包絡(luò)線信號不規(guī)則增減。但是，其值并不會無限制地大，具有一定的上限值。此上限值和包絡(luò)線信號的低頻成分，即平均值具有比例關(guān)系。
在圖2中除了包絡(luò)線信號電壓外，還同時展示了其平均值和上限值。通過(包絡(luò)線信號電壓的上限值)/(包絡(luò)線信號電壓的平均值)而付與的峰值因數(shù)在各個無線通信系統(tǒng)中是固有的常數(shù)，即使包絡(luò)線信號的平均值變化，峰值因數(shù)也一定。同樣，包絡(luò)線信號的下限值也和包絡(luò)線信號的平均值成比例，但特別在W-CDMA信號的情況下，比例系數(shù)是0。圖2展示了這樣的W-CDMA信號的情況。
如果設(shè)置B級放大器的電源電壓Vbp、平均輸出電壓Vba、包絡(luò)線放大器的最大輸出電壓Vop、平均輸出電壓Voa、最小輸出電壓Vom，則B級放大器不產(chǎn)生削波失真的條件如下。
Vbp-Vba≥Vop-Voa，Vba≥Voa-Vom……(1)如果使用峰值因數(shù)Fp＝Vop/Voa，F(xiàn)m＝Vom/Voa，則式(1)成為Vbp-Vba≥(Fp-1)Voa，Vba≥(1-Fm)Voa……(2)在本發(fā)明中，B級放大器的電源電壓Vbp以及B級放大器的平均輸出電壓Vba被控制成與包絡(luò)線放大器的平均輸出電壓Voa成比例。因而，如果假設(shè)控制系數(shù)Kbp＝Vbp/Voa，Kba＝Vba/Voa，則成為式(3)Kbp-Kba≥Fp-1，Kba≥1-Fm……(3)這是本發(fā)明的基本式。特別是當(dāng)設(shè)置成控制系數(shù)Kba＝1或者Kbp＝1的情況下，成為式(4)、(5)Kba＝1，Kbp≥Fp，F(xiàn)m≥0……(4)Kbp＝1，2-Fp≥Kba≥1-Fm，1≥Fp-Fm……(5)在這些情況下因為控制簡單，所以在實用上特別有用。
但是，式(4)的第3式始終成立，但并不限于式(5)的第3式始終成立，而式(5)的適用范圍受到限制。如果式(3)或者式(4)、(5)成立，則可以抑制削波失真。不等式兩邊的差越大，則相對失真的界限越大但效率下降。不等式兩邊的差越小相對失真的界限越小但效率提高。
在本實施例中，把用途設(shè)置為W-CDMA終端。這種情況下，從上述的說明中可知，因為Fp-Fm＞1，所以不能適用式(5)。因而，使得滿足式(4)那樣地設(shè)定控制系數(shù)Kbp＝Fp，Kba＝1。即，控制成為(a)B級放大器的電源電壓Vbp成為包絡(luò)線放大器的平均輸出電壓Voa的峰值因數(shù)倍，(b)B級放大器的平均輸出電壓Vba和包絡(luò)線放大器的平均輸出電壓Voa相等。
在本實施例中，用低通濾波器1檢測輸入信號的低頻成分，并用此低頻成分控制DC/DC轉(zhuǎn)換器2，生成與輸入信號的低頻成分成比例并且其比例系數(shù)是峰值因數(shù)倍不同的2個輸出，把比例系數(shù)小的低電壓輸出提供給輸出端子6，把比例系數(shù)大的高電壓輸出提供給B級放大器3，由此可以實現(xiàn)上述(a)的條件。進而，在本實施例中，因為使DC/DC轉(zhuǎn)換器2的低電壓輸出的電壓增益和B級放大器3的電壓增益相等，所以通過把輸入信號直接付與B級放大器，可以容易地實現(xiàn)上述(b)的條件。
在本實施例中，說明了使控制系數(shù)Kbp與峰值因數(shù)Fp相等的情況。但是在實際的設(shè)計中，不限于始終是Kbp＝Fp。對于失真容許度大的系統(tǒng)，也可以有意使Kbp＜Fb而進行更高效率的設(shè)計。另外，對于失真的容許度小的系統(tǒng)，還可以考慮制造安全系數(shù)等而有意識地設(shè)計成Kbp＞Fp。也可以利用本發(fā)明的動作原理進行這些設(shè)計，它們都包含在本發(fā)明的范疇中。
圖3展示了本實施例的放大器的更詳細的構(gòu)成。包絡(luò)線放大器由低通濾波器1、振蕩器23、第1S級調(diào)制器24、第2S級調(diào)制器25、第1低通濾波器26、第2低通濾波器27、B級放大器3、高通濾波器4、輸入端子5、輸出端子6、第1電源端子7a、第2電源端子7b構(gòu)成。振蕩器23、第1S級調(diào)制器24、第2S級調(diào)制器25、第1低通濾波器26、第2低通濾波器27構(gòu)成圖1的DC/DC轉(zhuǎn)換器2。
由低通濾波器1從輸入信號抽出的低頻成分被輸入到第1S級調(diào)制器24和第2S級放大器25。另外，來自振蕩器23的鋸齒形信號被輸入到第1S級調(diào)制器24和第2S級放大器25。第1S級調(diào)制器24從第1電源端子7a接收電源電壓Vs1的供給，以低頻成分和鋸齒形信號產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制了的振幅Vs1的矩形波。此矩形波由第1低通濾波器26平滑化，提供給輸出端子6。
第2S級調(diào)制器25從第2電源端子72接收電源電壓Vs2的供給，產(chǎn)生經(jīng)低頻成分和鋸齒形信號脈沖寬度調(diào)制后的振幅Vs2的矩形波。此矩形波用第2低通濾波器27平滑化，提供給B級放大器3的電源端子。另外，輸入信號用B級放大器3放大，用高通濾波器4除去低頻成分而提供給輸出端子6。
在包絡(luò)線放大器中，為了實現(xiàn)低失真、高效率動作，適宜地設(shè)定電源電壓Vs1、Vs2。因為第1S級調(diào)制器24和第2S級調(diào)制器25的輸入信號是共通的，所以2個輸出矩形波只有振幅不同，用第1低通濾波器26、第2低通濾波器27平滑化而得到的2個輸出電壓始終具有一定的電壓比。此電壓比由原來的矩形波的振幅比，即S級調(diào)制器24、25的電源電壓比確定。
因而，如果把第1S級調(diào)制器24和第2S級調(diào)制器25的電源電壓Vs2/Vs1設(shè)定在想要放大的調(diào)制信號的峰值因數(shù)，則可以控制提供給B級放大器3的電源電壓使得始終成為低頻成分輸出的峰值因數(shù)倍。另外，為了使采用第1S級調(diào)制器24和第1低通濾波器26的電壓放大率和B級放大器3的電壓放大率一致，只要保持著Vs2/Vs1的比，調(diào)整Vs1即可。如上所述，在包絡(luò)線放大器中，可以實現(xiàn)本發(fā)明的低失真·高效率動作。
根據(jù)本實施例的動作原理，理想的是2個S級調(diào)制器24、25的特性一致。但是，因為只要輸出電壓波形一致即可，所以不需要用同一尺寸的部件構(gòu)成2個S級調(diào)制器24、25，可以保持構(gòu)成部件之間的相對關(guān)系的比例。但是，2個低通濾波器26、27也需要同時成比例。如果可以成比例，則當(dāng)在2個S級調(diào)制器24、25中平均輸出電流值不同的情況下，可以使平均輸出電流值小的一側(cè)小型化。
在本實施例中，因為使用動作狀態(tài)一致的2個S級調(diào)制器24、25，所以用2個電源端子7a、7b的電壓比這種單純的方法，可以把B級放大器3的電源電壓控制為最佳條件。即使對于溫度等環(huán)境條件變化，因為2個S級調(diào)制器24、25的特性只限于在同一方向上變化，B級放大器3的動作狀態(tài)被保持最佳，所以包絡(luò)線放大器動作界限大并且穩(wěn)定地動作。
以上，通過本實施例可以不產(chǎn)生削波失真地使B級放大器3高效率化，可以實現(xiàn)寬帶、高效率、低失真的包絡(luò)線放大器即放大器。本實施例的包絡(luò)線放大器實現(xiàn)頻帶100MHz、效率85％，即使在W-CDMA的包絡(luò)線信號放大時也不產(chǎn)生削波失真。
圖4展示了本發(fā)明的放大器的實施例2。本實施例從圖3的構(gòu)成中除去第2電源端子7b，在第1電源端子7a(以下，假設(shè)為電源端子7)和第2S級調(diào)制器25之間添加了包含升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41、運算放大器42、電阻元件R1、R2、R3、R4以及峰值因數(shù)設(shè)定端子43的Vs2調(diào)整電路。
升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41的電源端子連接在包絡(luò)線放大器的電源端子7上，輸出端子連接在第2S級調(diào)制器25的電源端子上。運算放大器42的非反轉(zhuǎn)輸入端子在經(jīng)由電阻R1連接在包絡(luò)線放大器的電源端子7上的同時，經(jīng)由電阻R2連接在峰值因數(shù)設(shè)定端子43上。
反轉(zhuǎn)輸入端子在經(jīng)由電阻R3連接在升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出端子上的同時，經(jīng)由電阻R4連接在接地上。運算放大器42的輸出端子連接在升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41的控制端子上。
通過把電阻值設(shè)置為R1＝R2＝R3＝R4，構(gòu)成加法電路，對于包絡(luò)線放大器的電源端子7的電壓Vs1、峰值因數(shù)設(shè)定端子43的電壓Vpf、升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出電壓Vs2，成為Vs2＝Vs1+Vpf。因而，如果向峰值因數(shù)設(shè)定端子43上施加Vs2和Vs1的差，則可以把Vs2控制在所希望的值。
在本實施例中，通過使用升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41，包絡(luò)線放大器所需要的電源電壓只是Vs1，與接收Vs1、Vs2這2種電源供給的圖3的實施例相比，具有使用包絡(luò)線放大器時的外部電路可以簡化的優(yōu)點。作為本實施例的代替方案，還可以考慮從外部接收Vs2的電源供給，用升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生Vs1的方法。
但是，在如便攜設(shè)備那樣的強烈需要低電壓的用途中，接收更低電壓的Vs1的電源供給的本實施例一方有利。另外，在本實施例中，設(shè)置可以從外部控制升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出電壓的峰值因數(shù)設(shè)定端子43。因為峰值因數(shù)根據(jù)適用系統(tǒng)而其值不同，所以通過設(shè)置設(shè)定端子43，可以使單一種類適用于多個系統(tǒng)，提高高頻功率放大器的通用性。
圖5展示了采用本發(fā)明的放大器的實施例3。本實施例的構(gòu)成是在圖4的構(gòu)成中增加了使用運算放大器51、電阻元件R5、R6、R7、R8的負反饋電路和偏移調(diào)整端子52。形成通過此負反饋電路把輸出端子6的輸出信號反饋到輸入信號一側(cè)的負反饋循環(huán)。
運算放大器51的非反轉(zhuǎn)輸入端子在經(jīng)由電阻R5連接在包絡(luò)線放大器的輸入端子5上的同時，經(jīng)由電阻R6連接到偏移設(shè)定端子52，進而，經(jīng)由電阻R7與接地連接，經(jīng)由電阻R8與包絡(luò)線放大器的輸出端子6連接。電阻值假設(shè)為R5＝R7，R6＝R8，R6/R5＝K。
它是加權(quán)加法電路，對于包絡(luò)線放大器的輸入端子5的電壓Vin、偏移設(shè)定端子52的電壓Vos，變?yōu)榘j(luò)線放大器的輸出端子6的電壓Vout＝K×Vin+Vos。在此使用加權(quán)加法電路的原因是為了進行以下所述的補正。
在把包絡(luò)線放大器和載波放大器組合而構(gòu)成EER型放大器時，需要考慮載波放大器的控制特性。飽和動作的載波放大器的電源電壓Vsup和輸出電壓Pout的關(guān)系如圖6所示。這是使用HBT(Heterojunction bipolar transistor)的載波放大器的例子。Pout因為和Vsup的平方大致成比例，所以通過在縱軸上使用Pout的平方根得到線性關(guān)系。但是，把線性關(guān)系外插到Pout＝0的點的Vsup不是0，是某個正電壓(偏移電壓)。
為了線性良好地電源調(diào)制載波放大器，需要修正此偏移電壓。如果在包絡(luò)線信號上預(yù)先加算偏移電壓相當(dāng)量后，施加到載波放大器的電源端子上，則載波放大器的偏移電壓被抵消，可以進行線性好的電源調(diào)制。在本實施例的包絡(luò)線放大器中，使用加權(quán)加法電路實現(xiàn)修正此偏移電壓的功能，修正電壓可以從外部任意設(shè)定。
另外，在本實施例的放大器即包絡(luò)線放大器中，通過負反饋電路的效果改善增益的頻率依賴性。本實施例的包絡(luò)線放大器因為通過不同線路放大低頻成分和高頻成分，所以如果考慮部件的制造離散等，則在使各線路的增益正確地一致方面存在困難。在本實施例中通過負反饋電路解決此問題。因為運算放大器51具有充分的增益，所以反饋電路的增益實際上由與運算放大器51連接的電阻值確定，不依賴于放大線路而大致一致。
圖15展示了本實施例的放大器的詳細電路的例子。作為振蕩器23使用由施密特電路157和積分電路158組成的眾所周知的三角波振蕩器。運算放大器151、電阻元件R9、R10是施密特電路。運算放大器152、電阻元件R11、電容元件C2是積分電路。施密特電路157的輸出與積分電路158連接，積分電路158的輸出經(jīng)由電阻元件R9反饋到施密特電路157。在用于向運算放大器151、152提供偏置電壓的偏置端子156上施加電源電壓的約1/2的偏置電壓。
施密特電路157的輸出電壓取正(電源電壓)或者0(接地電壓)之一的值。當(dāng)施密特電路157的輸出電壓是正的情況下，積分電路158的輸出電壓以一定斜率減少。如果積分電路158的輸出電壓比施密特電路157的閾值電壓小，則施密特電路157的輸出電壓變?yōu)?，積分電路158的輸出電壓以一定斜率增加。如果積分電路158的輸出電壓比施密特電路157的閾值電壓大，則施密特電路157的輸出電壓返回正，積分電路158的輸出電壓再次以一定斜率減少。通過此動作的重復(fù)，可以在積分電路158的輸出上得到三角波。此三角波振蕩器的振蕩頻率是fo＝(R10/R9)/(4×C2×R11)。在本實施例中，R9＝8.2kΩ，R10＝10kΩ，R11＝300Ω，C2＝1000pF，振蕩頻率fo是約1MHz。
在低通濾波器1中使用由電阻元件R12和電容元件C3組成的RC濾波器。如果低通濾波器1的輸出電壓具有比振蕩器23的振蕩頻率fo高的頻率成分，則在S級調(diào)制器24、25的輸出電平切換時因為引起振蕩，所以為了避免振蕩，把低通濾波器1的偏移頻率fc設(shè)定得比振蕩器23的振蕩頻率fo低。在本實施例中，R12＝1.5kΩ，C3＝1nF，截止頻率fc是約100kHz。
S級調(diào)制器24由運算放大器153、晶體管T2、二極管D2構(gòu)成。晶體管T2是p-MOSFET。電感器L2相當(dāng)于低通濾波器26。在本實施例中，L2＝7.5μH。
運算放大器153是比較器，比較來自振蕩器23的輸入電壓和來自低通濾波器1的輸入電壓，使晶體管T2通斷。來自振蕩器23的輸入電壓是三角波，以此周期晶體管T2通斷。來自低通濾波器1的輸入電壓越低，在1周期中來自振蕩器23的輸入電壓一方高的期間越長，晶體管T2的斷開時間越長。反之，來自低通濾波器1的輸入電壓越高，晶體管T2導(dǎo)通的時間越長。這樣在來自低通濾波器1的輸入電壓下調(diào)制晶體管T2的導(dǎo)通期間。因為晶體管T2的源極與電源端子7連接，所以S級調(diào)制器24的輸出在晶體管T2導(dǎo)通時上升到電源電壓。在晶體管T2斷開時，S級調(diào)制器24的輸出在被二極管D2限幅前下降。S級調(diào)制器24的輸出由低通濾波器26平滑化，成為與來自低通濾波器1的輸入電壓成比例的信號。即，B級放大器3的輸出在低通濾波器1、26中被除去高頻成分，把低頻成分提供給輸出端子6。
S級調(diào)制器25由運算放大器154、晶體管T3、二極管D3構(gòu)成。晶體管T3是p-MOSFET。另外，低通濾波器27由電感器L3和電容元件C4構(gòu)成。在本實施例中L3＝7.5μh，C4＝300nF。
S級調(diào)制器25的動作和S級調(diào)制器24一樣，輸出電壓不同。因為晶體管T3的源電極與升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出連接，所以在晶體管T3導(dǎo)通時，S級調(diào)制器25的輸出升壓到升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出電壓。S級調(diào)制器25的輸出由低通濾波器27平滑化，成為與來自低通濾波器1的輸入電壓成比例的信號。如果把DC/DC轉(zhuǎn)換器41的升壓比設(shè)置為j，則平滑化S級調(diào)制器25的輸出的信號成為平滑化S極調(diào)制器24的輸出的信號的j倍。
B級放大器3用由運算放大器155、電阻元件R13、R14組成的前置放大器、由晶體管T4、T5、二極管D4、D5、電阻元件R15、R16組成的后置放大器的2段組成。后置放大器是推挽電路，晶體管T4是n-MOSFET，T5是p-MOSFET。電容元件C5相當(dāng)于高通濾波器4。在本實施例中C5＝3nF。
來自運算放大器51的輸入信號在前置放大器中被非反轉(zhuǎn)放大，在后置放大器中被電流放大。二極管D4、D5是電平移位二極管，使信號電壓偏移晶體管T4、T5的閾值電壓相當(dāng)量，防止晶體管T4、T5的交叉失真。從電阻元件R15、R16提供二極管D4、D5的偏置電流。B級放大器3的輸出在高頻濾波器4中被除去直流成分以及低頻成分，把高頻成分提供給輸出端子6。
升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器41由運算放大器150、晶體管T1、二極管D1、電感L1、電容元件C1構(gòu)成。晶體管T1是n-MOSFET。
運算放大器150是比較器，比較來自振蕩器23的輸入電壓和來自運算放大器42的輸入電壓，使晶體管T1通斷。來自振蕩器23的輸入電壓是三角波，在其周期中晶體管T1通斷。來自運算放大器42的輸入電壓越高，在1周期中來自振蕩器23的輸入電壓一方低的期間越長，晶體管T1斷開的期間越長。在晶體管T1斷開時，漏極電壓上升，二極管D1處于非導(dǎo)通狀態(tài)。在晶體管T1導(dǎo)通時漏電壓下降，二極管D1處于非導(dǎo)通狀態(tài)。在導(dǎo)通狀態(tài)時通過流過二極管D1的電流充電電容元件C1。晶體管T1的斷開期間越長，電容元件C1被充電的期間也越長，DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出電壓增加。因而，來自運算放大器42的輸入電壓電平越高，DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出電壓越增加。DC/DC轉(zhuǎn)換器41的輸出被提供給S級轉(zhuǎn)換器25。
圖7展示了本實施例的放大器的實施例4。本實施例是在圖1的包絡(luò)線放大器的輸入端子5和B級放大器3之間增加低頻衰減器60。本實施例的低頻衰減器60對于包絡(luò)線信號的低頻成分具有某一衰減比，對于高頻成分幾乎不具有衰減。
本實施例的放大器即包絡(luò)線放大器通過增加低頻衰減器60，可以更靈活地設(shè)定B級放大器3的動作狀態(tài)。設(shè)DC/DC轉(zhuǎn)換器2的第1輸出的電壓增益G1、第2輸出的電壓增益G2、B級放大器3的增益GB、低頻衰減器60的衰減比LA。如果假設(shè)GB＝G1，則成為控制系數(shù)Kbp＝G2/G1，Kba＝LA。這樣，通過使用低頻衰減器60，可以各自設(shè)定控制系數(shù)Kbp和Kba。
在本實施例中，為了滿足式(3)，假設(shè)為控制系數(shù)Kbp-Kba＝Fp-1，Kba＝1-Fm。這相當(dāng)于G2/G1＝Fp-Fm，LA＝1-Fm，控制成為(a)把DC/DC轉(zhuǎn)換器2的輸出電壓比設(shè)定為Fp-Fm，(b)把低頻衰減器60的衰減比設(shè)定為1-Fm，使得向系統(tǒng)的峰值因數(shù)Fp、Fm付與最佳值。
進而，在本實施例中說明了式(3)的等號成立的情況，但實際上不限于設(shè)計成等號正好相等，這和已說明的圖1的情況一樣。
本實施例的包絡(luò)線放大器可以適用于Fm＞0的PDC(個人數(shù)字蜂窩Personal Digital Cellular)等系統(tǒng)。當(dāng)適用于PDC等的情況下，相對于圖1的實施例的Vbp＝Fp×Voa，在本實施例中可以設(shè)置為Vbp＝(Fp-Fm)×Voa，可以降低B級放大器3的電源電壓，可以更高效率化。
圖8展示了本發(fā)明的放大器的實施例5。本實施例從圖3的構(gòu)成中除去第2S級調(diào)制器25、第2電源端子7b，增加可變衰減器61、低通濾波器62、高通濾波器63、峰值因數(shù)設(shè)定端子64、運算放大器51、偏移設(shè)定端子52、電阻R5、R6、R7、R8。
振蕩器23、S級調(diào)制器24、第1低通濾波器26、第2低通濾波器27構(gòu)成圖7的DC/DC轉(zhuǎn)換器2。可變衰減器61、低通濾波器62、高通濾波器63、峰值因數(shù)設(shè)定端子64構(gòu)成圖7的低頻衰減器60。
由低通濾波器1從輸入信號抽出的低頻成分和來自振蕩器23的鋸齒波信號被輸入到S級調(diào)制器24。S級調(diào)制器24從電源端子7接收電源電壓Vs1的供給，產(chǎn)生經(jīng)脈沖幅度調(diào)制的振幅Vs1的矩形波。
此矩形波分別由第1低通濾波器26平滑化提供給輸出端子6，由第2低通濾波器27平滑化后提供給B級放大器3的電源端子。另外，輸入信號的高頻成分經(jīng)由高通濾波器63被輸入B級放大器3。低頻成分由被峰值因數(shù)設(shè)定端子64控制的可變衰減器61衰減后，經(jīng)由低通濾波器62被輸入到B級放大器3。
這些成分在由B級放大器3放大后，由高通濾波器4除去低頻成分提供給輸出端子6。進而，運算放大器51、偏移設(shè)定端子52、電阻R5、R6、R7、R8構(gòu)成和圖5的實施例一樣的負反饋電路，其效果也和實施例5一樣。
本實施例具有適用于峰值因數(shù)Fp-Fm≤1的系統(tǒng)的包絡(luò)線放大器。這種情況下，可以利用式(5)，只要設(shè)置成Kbp＝1，2-Fp≥Kba≥1-Fm即可。即，只要(a)控制B級放大器3的電源電壓Vbp使得和包絡(luò)線放大器的平均輸出電壓Voa相等，(b)控制可變衰減器61的衰減比Lv在2-Fp≥Lv≥1-Fm的范圍內(nèi)即可。
在本實施例中，采用從同一S級調(diào)制器24提供包絡(luò)線放大器的低頻輸出和B級放大器3的電源的方法，可以容易地實現(xiàn)(a)的條件。另外，在本實施例中，假設(shè)衰減比Lv＝0.5。由此，可以不產(chǎn)生削波失真地放大峰值因數(shù)Fp≤1.5，F(xiàn)m≥0.5的系統(tǒng)的包絡(luò)線信號。
在本實施例中，通過使用本發(fā)明的式(5)的條件，可以大幅度簡化DC/DC轉(zhuǎn)換器2的構(gòu)成。另外，本實施例的低頻衰減器60可以用峰值因數(shù)設(shè)定端子64從外部設(shè)定，提高包絡(luò)線放大器的通用性。當(dāng)批量生產(chǎn)單一產(chǎn)品等情況下，當(dāng)不需要外部設(shè)定的情況下，低頻衰減器60的構(gòu)成可以簡化。
圖9展示了采用高頻功率放大器的本發(fā)明的實施例6。本實施例是適用于W-CDMA終端發(fā)送單元的EER型放大器。本實施例的EER型放大器由包絡(luò)線檢測器102、前置放大器110、包絡(luò)線放大器203、電力分配器101、延遲電路104、載波放大器106、高頻輸入端子107、高頻輸出端子108以及電源端子111構(gòu)成。包絡(luò)線放大器203使用圖5所示的放大器。載波放大器106是通過飽和動作進行放大的放大器。
來自高頻輸入端子107的高頻輸入信號由電力分配器101分配，一方被輸入包絡(luò)線檢測器102。用包絡(luò)線檢測器102檢測出的包絡(luò)線信號在用前置放大器110放大后，被輸入到包絡(luò)線放大器203。包絡(luò)線放大器203的電源電壓是3.5V。與載波放大器106的電源電壓-輸出電力特性一致，作為包絡(luò)線放大器203的偏移設(shè)定電壓113施加0.3V。
另外，與W-CDMA的信號波形一致地作為包絡(luò)線放大器203的峰值因數(shù)設(shè)定電壓112施加1.3V。包絡(luò)線放大器103的輸出被提供給載波放大器106的電源端子。
由電力分配器101分配的另一信號被輸入延遲電路104。此延遲電路104補償包絡(luò)線信號線路的延遲。延遲電路104的輸出由載波放大器106放大。載波放大器106進行飽和動作，27dBm輸出時的功率附加效率是70％。載波放大器106的輸出功率通過包絡(luò)線放大器203的輸出進行電源調(diào)制，在輸出端子108上得到恢復(fù)了包絡(luò)線成分的高頻輸出信號。
本實施例的EER型放大器通過使用了本發(fā)明的包絡(luò)線放大器203的效果，可以高效率、低失真地放大W-CDMA信號，可以實現(xiàn)功率附加效率60％、相鄰信道泄露功率-42dBc的良好特性。
圖10展示了把本發(fā)明的放大器作為電源電壓調(diào)整電路使用的高頻功率放大器的實施例7。本實施例是GSM(全球移動通信Globalsystem Mobile Communiction)終端發(fā)送單元用的高頻功率放大器。高頻功率放大器由譯碼器114、電源電壓調(diào)整電路114、可變增益放大器116、載波放大器106、高頻輸入端子107、高頻輸出端子108、電源端子111以及輸出電力控制端子117構(gòu)成。在本實施例中，把圖5的包絡(luò)線放大器作為電源電壓調(diào)整電路115使用。
從輸出功率控制端子117輸入的功率控制信號在譯碼器114中被轉(zhuǎn)換，生成增益控制信號和電源電壓控制信號。增益控制信號被輸入到可變增益放大器116的控制端子。另外，電源電壓控制信號被輸入到電源電壓調(diào)整電路115的輸入端子。向電源電壓調(diào)整電路115提供3.5V的電源。和載波放大器106的電源電壓-輸出電力特性一致地向電源調(diào)整電路115施加0.3V的偏移設(shè)定電壓113。
因為GSM方式的功率控制信號不包含W-CDMA信號那樣的高速調(diào)制成分，所以理論上的峰值因數(shù)是1，但為了確保B級放大器的動作余量，施加0.9V的峰值因數(shù)設(shè)定電壓112。從高頻輸入端子107輸入的高頻信號功率是-3dBm的一定值，通過從譯碼器114接收增益控制信號的可變增益放大器116放大為需要的電力。
可變增益放大器116的輸出被輸入到載波放大器106。載波放大器106是飽和動作，輸出功率被電源電壓調(diào)整電路115控制。
載波放大器106進行飽和動作，其輸出電壓不依賴于來自可變增益放大器116的輸入電力，不需要嚴格控制可變增益放大器116的增益。因而，假設(shè)載波放大器106的增益是24dB為一定，可變增益放大器116的增益被控制為根據(jù)需要的輸出電力計算出的值。
在本實施例中，在動作頻率900MHz、輸出功率33dBm下，可以實現(xiàn)功率增益36dB、功率附加效率60％的GSM用功率放大器。采用使用電源電壓控制輸出功率的方法，可以以大致正確的平方特性控制高頻輸出功率，與使用偏置電壓控制輸出功率的一般方法相比，可以改善輸出功率的控制性。
因為GSM是分時方式所以電力控制信號為階躍波形，階躍上升沿時間要求在數(shù)微秒以內(nèi)。因而，如果在電源電壓調(diào)整電路115中使用通常的DC/DC轉(zhuǎn)換器，則在響應(yīng)速度上存在難點。另外，如果在電源電壓調(diào)整電路115上使用串形穩(wěn)壓器，則由于穩(wěn)壓器的電壓下降引起的損失而效率下降。
本實施例在包絡(luò)線放大器中可以得到上述那樣的高速性，由此可以實現(xiàn)2微秒以下的上升沿時間。另外，本實施例的高頻功率放大器反映了本發(fā)明的包絡(luò)線放大器的高效率，可以得到60％的高效率。
權(quán)利要求
1.一種放大器，其特征在于包括對輸入信號的低頻成分進行放大的DC/DC轉(zhuǎn)換器；對上述輸入信號進行放大，輸出放大后的高頻成分的B級放大器，其中上述DC/DC轉(zhuǎn)換器和上述B級放大器并聯(lián)連接，根據(jù)上述低頻成分控制上述B級放大器的電源電壓。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的放大器，其特征在于進行控制使得上述放大器的輸出信號的低頻成分和上述B級放大器的電源電壓成為一定比。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的放大器，其特征在于上述一定比大致等于使用上述放大器的系統(tǒng)的峰值系數(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的放大器，其特征在于上述B級放大器的輸入信號的低頻成分相對于上述輸入信號的高頻成分衰減。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的放大器，其特征在于上述DC/DC轉(zhuǎn)換器輸出相互不同的第1輸出信號和第2輸出信號，上述第1輸出信號被提供給上述DC/DC轉(zhuǎn)換器和上述B級放大器的并聯(lián)連接輸出端子，上述第2輸出信號作為上述B級放大器的電源電壓被提供給上述B級放大器。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的放大器，其特征在于上述DC/DC轉(zhuǎn)換器包含輸出上述第1輸出信號的第1S級調(diào)制器和輸出上述第2輸出信號的第2S級調(diào)制器。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的放大器，其特征在于形成把上述放大器的輸出信號反饋到輸入信號一側(cè)的負反饋循環(huán)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的放大器，其特征在于還包括向上述放大器的輸出信號附加偏移，補正偏移電壓的電路。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的放大器，其特征在于包括把比上述第1S級放大器的電源電壓高的電源電壓提供給上述第2S級放大器的第2DC/DC轉(zhuǎn)換器。
10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的放大器，其特征在于向上述第1和第2S級放大器付與經(jīng)由低通濾波器的上述輸入信號，上述低通濾波器的截止頻率比為了設(shè)定上述第1和第2輸出信號的電壓值而使用的鋸齒形信號頻率還低。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的放大器，其特征在于上述放大器的構(gòu)成包含由以下部分構(gòu)成的振蕩器包含第1運算放大器和第1以及第2電阻元件的施密特電路、包含第2運算放大器和第3電阻元件和第1電容元件的積分電路、用來向上述第1運算放大器和上述第2運算放大器提供偏置電壓的偏置端子；包含第4電阻元件和第2電容元件的低通濾波器；包含第3運算放大器、第1場效應(yīng)晶體管和第1二極管的第1S級調(diào)制器；包含第4運算放大器、第2場效應(yīng)晶體管和第2二極管的第2S級調(diào)制器；具有以下部分的B級放大器包含第5運算放大器和第4以及第5電阻元件的前置放大器、包含第3以及第4場效應(yīng)晶體管和第3以及第4二極管和第6以及第7電阻元件的后置放大器；連接在上述B級放大器的輸入上的第6運算放大器；包含第7運算放大器、第5場效應(yīng)晶體管、第5二極管、電感器和第3電容元件的升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器；連接在上述升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸入上的第8運算放大器，其中上述施密特電路的輸出被連接在上述積分電路上，上述積分電路的輸出被反饋到上述施密特電路，構(gòu)成為向上述偏置端子施加電源電壓的大致1/2的偏置電壓，構(gòu)成為上述低通濾波器的截止頻率比上述振蕩器的振蕩頻率低，上述第3運算放大器是比較器，構(gòu)成為比較來自上述振蕩器的輸入電壓和來自上述低通濾波器的輸入電壓而使上述第1場效應(yīng)晶體管進行開關(guān)動作，上述前置放大器對來自上述第6運算放大器的輸入信號進行非反轉(zhuǎn)放大，上述后置放大器對非反轉(zhuǎn)放大后的上述輸入信號進行電流放大，從上述第6以及第7電阻元件提供上述第3以及第4二極管的偏置電流，上述第7運算放大器是比較器，構(gòu)成為比較來自上述振蕩器的輸入電壓和來自上述第8運算放大器的輸入電壓而使上述第5場效應(yīng)晶體管進行開關(guān)動作，上述第6運算放大器的輸出信號被輸入到上述低通濾波器，向上述第3場效應(yīng)晶體管的源電極提供上述第2S級調(diào)制器的輸出信號，上述B級放大器對上述第6運算放大器的輸入信號的高頻成分進行放大并輸出，上述第1S級調(diào)制器對上述第6運算放大器的輸入信號的低頻成分進行放大并輸出。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的放大器，其特征在于上述施密特電路的輸出電壓是由電源電壓表示的正或者由接地電壓表示的0中的任意一值，當(dāng)上述施密特電路的輸出電壓是正的情況下，上述積分電路的輸出電壓以大致一定的斜率減少，在上述積分電路的輸出電壓比上述施密特電路的閾值電壓還小的情況下，上述施密特電路的輸出電壓是0，并且上述積分電路的輸出電壓以一定的斜率增加，在上述積分電路的輸出電壓比上述施密特電路的閾值電壓還大的情況下，上述施密特電路的輸出電壓是正，并且上述積分電路的輸出電壓以大致一定的斜率減少。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的放大器，其特征在于來自上述振蕩器的輸入電壓是三角波，上述第1場效應(yīng)晶體管以該三角波的周期進行開關(guān)動作，來自上述低通濾波器的輸入電壓越低，在上述三角波的1個周期中來自上述振蕩器的輸入電壓一方高的期間越長，上述第1場效應(yīng)晶體管斷開的期間越長，來自上述低通濾波器的輸入電壓越高，在上述三角波的1個周期中來自上述振蕩器的輸入電壓一方低的期間越長，上述第1場效應(yīng)晶體管接通的期間越長。
14.根據(jù)權(quán)利要求11所述的放大器，其特征在于向上述第1場效應(yīng)晶體管的源電極施加電源電壓，在上述第1場效應(yīng)晶體管接通時上述第1S級調(diào)制器的輸出上升到上述電源電壓，在上述第1場效應(yīng)晶體管斷開時上述第1S級調(diào)制器的輸出到被上述第1二極管限幅為止下降，上述第1S級調(diào)制器的輸出被平滑化，成為與來自上述低通濾波器的輸入電壓成比例的信號。
15.根據(jù)權(quán)利要求11所述的放大器，其特征在于向上述第2場效應(yīng)晶體管的源電極施加上述升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，在上述第2場效應(yīng)晶體管接通時上述第2S級調(diào)制器的輸出上升到上述升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，在上述第2場效應(yīng)晶體管斷開時上述第2S級調(diào)制器的輸出到被上述第2二極管限幅為止下降，上述第2S級調(diào)制器的輸出被平滑化，成為與來自上述低通濾波器的輸入電壓成比例的信號。
16.根據(jù)權(quán)利要求11所述的放大器，其特征在于在把上述升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器的升壓比設(shè)置為j的情況下，對上述第2S級調(diào)制器的輸出進行了平滑化的信號電平是對上述第1S級調(diào)制器的輸出進行了平滑化的信號電平的j倍。
17.根據(jù)權(quán)利要求11所述的放大器，其特征在于上述第3以及第4二極管是電平移位二極管，使信號電壓移位與上述第3以及第4晶體管的閾值電壓相當(dāng)?shù)牧俊?br> 18.根據(jù)權(quán)利要求11所述的放大器，其特征在于來自上述振蕩器的輸入電壓是三角波，在該三角波的周期中上述第5場效應(yīng)晶體管進行開關(guān)動作，來自上述第8運算放大器的輸入電壓越高，在上述三角波的1個周期中來自上述振蕩器的輸入電壓一方低的期間越長，上述第5場效應(yīng)晶體管斷開的期間越長，上述升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓增加，來自上述第8運算放大器的輸入電壓越低，在上述三角波的1個周期中來自上述振蕩器的輸入電壓一方高的期間越長，上述第5場效應(yīng)晶體管接通的期間越長，上述升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓減少。
19.一種高頻功率放大器，其特征在于包括通過飽和動作對輸入的高頻信號進行放大的載波放大器；對上述高頻信號的包絡(luò)線成分進行放大，把放大后的輸出信號作為上述載波放大器的電源電壓輸出的包絡(luò)線放大器，其中上述包絡(luò)線放大器包含對上述高頻信號的包絡(luò)線成分的低頻成分進行放大的DC/DC轉(zhuǎn)換器；對上述高頻信號的包絡(luò)線成分進行放大，輸出放大后的高頻成分的B級放大器，上述DC/DC轉(zhuǎn)換器和上述B級放大器并聯(lián)連接，根據(jù)上述低頻成分控制上述B級放大器的電源電壓。
20.一種高頻功率放大器，其特征在于包括通過飽和動作對輸入的高頻信號進行放大的載波放大器；輸入電源電壓控制信號，生成該載波放大器的電源電壓的電源電壓調(diào)整電路，其中上述電源電壓調(diào)整電路包含對上述電源電壓控制信號的低頻成分進行放大的DC/DC轉(zhuǎn)換器；對上述電源電壓控制信號進行放大，輸出放大后的高頻成分的B級放大器，上述DC/DC轉(zhuǎn)換器和上述B級放大器并聯(lián)連接，根據(jù)上述低頻成分控制上述B級放大器的電源電壓。
全文摘要
本發(fā)明實現(xiàn)沒有削波失真的寬帶·高效率·低失真的放大器以及使用它的，適用于寬帶無線通信系統(tǒng)的高效率·低失真的高頻功率放大器。具備附加了放大來自端子(5)的輸入信號的低頻成分的低通濾波器(1)的DC/DC轉(zhuǎn)換器(2)、附加了放大該輸入信號輸出放大后的高頻成分的高通濾波器(4)的B級放大器(3)，并聯(lián)連接DC/DC轉(zhuǎn)換器(2)和B級放大器(3)，用輸入信號的低頻成分控制B級放大器(3)的電源電壓。
文檔編號H03F3/38GK1592089SQ20041005784
公開日2005年3月9日 申請日期2004年8月19日 優(yōu)先權(quán)日2003年8月29日
發(fā)明者松本秀俊, 田上知紀, 大西正己 申請人:株式會社瑞薩科技