專利名稱：基于增強型可變電容大信號分析的lc壓控振蕩器增益模型的制作方法
技術領域：
本發(fā)明屬頻率綜合器設計技術領域，具體涉及一種基于增強型可變電容大信號分析的LC壓控振蕩器模型。
背景技術：
隨著Bluetooth，homeRF(藍牙，無線局域網(wǎng))等射頻無線應用的興起，在滿足性能要求前提下，激發(fā)了提高RFIC(射頻芯片)的集成度以降低功耗與成本的研究興趣。頻率綜合器作為RF(射頻)接發(fā)系統(tǒng)中的本地振蕩器，對整個系統(tǒng)性能起著重要的影響作用。而頻率綜合器中關鍵部件壓控振蕩器(VCO)的CMOS集成，被認為集成RF接發(fā)系統(tǒng)于CMOS工藝中面臨的主要挑戰(zhàn)之一。
LC(電感電容)結構的VCO與環(huán)振等結構的VCO相比，可以取得更好的相位噪聲性能，因而在無線RF接發(fā)系統(tǒng)中采用最為廣泛1。以CMOS工藝集成在片螺旋電感，一般采用高層金屬繞成中空多邊形，電感的大小、Q值與線寬、線間距、線圈數(shù)等相關2-3。LC VCO采用的MOS可變電容共有三種普通PMOS，反型PMOS，增強型MOS。在LC VCO應用中，由于振蕩器的輸出大信號電壓，可變電容的容值隨著電壓的振蕩而振蕩，其直流/小信號分析下的可變電容模型已不適用。、[1]J.Craninckx and M.S.Steyaert，Wireless CMOS Frequency Synthesizer Design，KluwerAcademic Publishers，Norwell，MA，1998. N.M.Nguyen and R.G.Meyer“Analysis，design，and optimization of spiral inductors andtransformers for Si RF IC’s，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.1470-1481，Oct.1998. Joachim N.Burghartz，D.C.Edelstein，Mehmet Soyuer，H.A.Ainspan，and Keith A.Jenkins，“RF Circuit Design Aspects of Spiral Inductors on Silicon，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.2028-2034，Oct.1998. P.Andreani and S.Mattisson，“On the use of MOS varactors in RF VCO’s，”IEEE J.Solid-StateCircuits，vol.35，pp.905-910，June 2000. Ryan Lee Bunch and Sanjay Raman，“Large-signal analysis of MOS varactors in CMOS-GmLC VCOs，”IEEE J.Solid-State Circuit，vol.38，pp.1325-1332，Aug 2003[6]A.Hajimiri and T.H.Lee，“Design issues in CMOS differential LC oscillators，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.34，pp.717-724，May 1999. A.Hajimiri and T.H.Lee，“A general theory of phase noise in electrical oscillators，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.179-194，F(xiàn)eb.1998. N.M.Nguyen and R.G.Meyer，“Analysis，design，and optimization of spiral inductors andtransformers for Si RF IC’s，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.1470-1481，Oct.1998. C.P.Yue and S.S.Wong，“On-chip spiral inductors with patterned grounded shields for-basedRF IC’s，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.743-752，May 1998. Kund Molnár，Gerhard Rappitsch，Zoltán Huszka，and Ehrenfried Seebacher，“MOSVaractor Modeling With a Subcircuit Utilizing the BSIM3v3 Model，”IEEETransactions on Eelectron Devices，Vol.49，pp.1206-1211，July 2002發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于提出一種LC壓控振蕩器(VCO)增益模型，以便能更為正確地預測VCO增益曲線。
本發(fā)明詳細分析了大信號振蕩電壓對MOS可變電容的調(diào)制效應。在分析了三種MOS可變電容大信號特性基礎上，在2.4GHz LC VCO設計中采用增強型可變電容大信號分析模型，對VCO的增益建模。具體過程如下1、可變電容大信號分析模型VCO中的基于MOS管可變電容一般用PMOS管來實現(xiàn)。將其S/D端與阱接觸端接在一起，作為可變電容的控制端，而其柵極作為電容的另一端(B＝D＝S)(圖1(a))。在整個電壓調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，由于PMOS管分別工作在反型、耗盡與積累區(qū)，這種電容變化為非單調(diào)的。將N阱接高電位則柵極下的溝道一直工作在反型區(qū)(圖1(b))，電容隨電壓的變化為單調(diào)的。如果將普通PMOS管的S/D端的P+注入改為N+注入就可得到增強型結構的MOS可變電容4(圖1(c))。當控制端的電壓變化時，增強型可變電容柵極下的溝道會從積累區(qū)進入耗盡區(qū)，電容隨電壓的變化為單調(diào)的。
考慮到可變電容柵極電壓的振蕩，實際上可變電容表現(xiàn)出來的等效電容是一個時域上平均電容，平均電容的大小可以表示為5Cavg=ω0π∫02πω0CV1cos2(ω0t)dt---(1)]]>其中Cv1為小信號分析下的電容值以偏置電壓為變量的函數(shù)，VCO的振蕩電壓可以近似為正弦波6V1＝Asin(ω0t)+B，B表示可變電容上的偏壓，A為振蕩電壓的幅度，ω0為振蕩角頻率。上式的可變電容數(shù)學模型中，作簡單的變換可知可變電容的等效電容大小與振蕩頻率無關。
設定振蕩電壓的頻率為2.4GHz，振蕩幅度為0.5伏，在振蕩電壓變化的一個周期內(nèi)電容值隨時間與偏置電壓的變化趨勢為D＝B＝S(圖2(a))、反型(圖2(b))、增強型(圖2(c))?？梢娫谝欢ǖ钠秒妷合?，由于電壓的振蕩，電容值表現(xiàn)為時間的函數(shù)。
采用式(1)的數(shù)學模型，計算在不同的振蕩幅度下可變電容平均值隨偏置電壓變化D＝B＝S(圖3(a))、反型(圖3(b))、增強型(圖3(c))。
可以看到B≡D≡S型可變電容的電容調(diào)節(jié)范圍隨振蕩幅度的變大顯著變小，反型可變電容的電容調(diào)節(jié)范圍略微減小，同時增強型可變電容的電容調(diào)節(jié)范圍反而有變大的趨勢，當偏置電壓范圍更大時，增強型可變電容的電容調(diào)節(jié)范圍進一步增大；反型可變電容與增強型可變電容的平均電容表現(xiàn)出趨于線性的變化，而后者線性范圍更大，更有利于VCO中的應用(可以得到線性的VCO增益)。
2.電路設計采用全差分互補負跨導結構的LC-VCO(圖4)，M1、M2為NMOS差分放大器，M3、M4為PMOS差分放大器，放大器的作用是使振蕩環(huán)路形成正反饋，消除諧振器中電阻損耗，維持電路穩(wěn)定振蕩。相對于單差分放大器，采用雙正反饋放大器出于以下考慮隔離開振蕩器與電源、電流源輸出，減小對振蕩器的共模影響；設計PMOS管與NMOS管的跨導相同，可以在振蕩器輸出得到兩倍的振蕩幅度，從而導致在相同的偏值電流下低的相位噪聲；電路的這種對稱性可以使沖擊靈敏度函數(shù)(ISF)的直流系數(shù)C0最小，從而得到更小的器件1/f噪聲上變換7。
在片螺旋電感的Q值受到多方面的限制電感金屬連線的電阻損耗，襯底電阻的損耗，及電感連線下的渦旋電流產(chǎn)生的損耗8-9。理論上，在相同電感值的情況下，圓形螺旋電感的串聯(lián)電阻和寄生電容只有4邊形結構的π/4倍，采用RF工藝提供的圓形電感，其Q值在2.45GHz為6.115。
可變電容采用1pF的增強型可變電容，電容模型采用帶子電路的BSIM3v3模型10。模型示意圖如圖5(a)，采用源漏懸空的PMOS管模擬增強型MOS管，雙二極管模擬P襯底到N阱的底面二極管效應和P襯底到N阱四壁二極管效應。增強型可變電容設計為40個5u/1u的增強型MOS陣列，采用帶子電路的BSIM3v3模型仿真增強型可變電容的C-V曲線，仿真的離散結果在MATLABTM中采用一維內(nèi)插法導出C隨V變化的函數(shù)關系作為小信號分析下增強型可變電容的C-V特性。仿真的離散結果與導出的C隨V變化的函數(shù)如圖5(b)。
LC振蕩器的總電容C可以表示為Ctotal＝Cavg+Cgb+Cgs+Cdb+CL+Cload(2)其中Cavg為可變電容容值，Cgb、Cgs與Cdb為放大管在輸出節(jié)點的寄生電容，CL為電感的寄生電容，Cload為負載電容，主要是輸出緩沖器的柵電容。VCO的振蕩頻率為f=12πLCtotal---(3)]]>將(1)、(2)帶入(3)可得VCO的振蕩頻率模型f=12πL×(ω0π∫02πω0CV1cos2(ω0t)dt+Cgb+Cgs+CL+Cload)---(4)]]>技術效果在偏置電流3mA下，輸出電壓幅度為0.8V，仿真VCO的調(diào)節(jié)曲線，VCO的調(diào)節(jié)范圍達到19％，與采用可變電容大信號分析VCO的振蕩頻率模型的結果比較(圖7)，在3.3V時達到最大誤差97MHz，模型預測的結果同仿真VCO的調(diào)節(jié)曲線變化趨勢吻合。


圖1三種可變電容結構與C-V曲線，其中，(a)D＝S＝B；(b)反型；(c)增強型。
圖2偏壓振蕩時可變電容的瞬態(tài)電容值，其中，(a)D＝S＝B；(b)反型；(c)增強型。
圖3偏壓振蕩幅度變化時可變電容的平均電容值，其中，(a)D＝S＝B；(b)反型；(c).增強型。
圖4帶緩沖器VCO電路圖。
圖5(a)增強型可變電容模型；(b)C-V曲線建模。
圖6模型仿真結果，(a)可變電容；(b)VCO。
圖7模型預測結果與仿真結果比較。
具體實施例方式
相對于可變電容的大幅度變化，假定振蕩器輸出節(jié)點的寄生電容與負載電容恒定?；赾hrt35RF工藝BSIM3v3的MOS管模型，在直流掃描分析下，所設計的VCO輸出節(jié)點的寄生電容與負載電容共計Cgb+Cgs+Cdb+Cload＝1.042pF；采用的RF工藝電感每個電感的寄生電容CL為0.25pF，電感L大小為2.346nH。在式(1)的可變電容數(shù)學模型中，由于可變電容的等效電容大小與振蕩頻率無關，設定振蕩器輸出振蕩頻率為2.4GHz。由電路的直流工作點分析得知振蕩器輸出點的工作點在2.33V，輸入的控制電壓范圍為0～3.3V，可變電容隨偏置電壓B變化范圍為-2.33～0.97V。振蕩電壓的幅度A由偏置電流與振蕩環(huán)路的Q值決定，增大偏置電流引起振蕩電壓的幅度增加，同時引起功耗的增加；根據(jù)VCO相位噪聲Leeson模型，振蕩電壓的幅度增加會降低VCO的相位噪聲；另外在第二部分的分析中可知，振蕩電壓的幅度增加會調(diào)制增強型可變電容的平均電容表現(xiàn)出線性的變化，從而得到線性的VCO增益。權衡以上因素，取振蕩電壓的幅度A為0.8V，采用式(1)的可變電容模型仿真可變電容的調(diào)節(jié)曲線(圖5(a)，采用式(4)的VCO的振蕩頻率模型仿真VCO的調(diào)節(jié)曲線為圖5(b)。
權利要求
1.一種基于增強型可變電容大信號分析的LCVCO增益模型，其特征在于VCO的振蕩頻率如下f=12πL×(ω0π∫02πω0CVtcos2(ω0t)dt+Cgb+Cgs+Cdb+CL+Cload)---(4)]]>其中L為電感值，ωo為振蕩角頻率，Cvt為小信號下的電容值以偏置電壓為變量的函數(shù)，而VCO的振蕩電壓為正弦波Vt＝Asin(ωot)+B，B為可變電容上的偏壓，A為振蕩電壓的幅度，Cgb、Cgs、Cdb為放大管在輸出節(jié)點的寄生電容，CL為電感的寄生電容，Clood為負載電容。
全文摘要
本發(fā)明為一種基于增強型可變電容大信號分析的LC－VCO增增模型。應用于LC VCO中基于MOS管的可變電容共有三種B＝D＝S型、反型、增強型。在LC VCO應用中，由于振蕩器的輸出大信號電壓，可變電容的電容值隨著電壓的振蕩而變化，原直流/小信號分析下的可變電容模型已不適用。本發(fā)明通過分析大信號振蕩電壓對MOS可變電容的調(diào)制效應，得到了增強型可變電容大信號分析模型，將此分析模型應用于2.4GHz LC VCO設計，進一步得到了VCO增益模型，最后比較了模型預測的VCO增益曲線與spectreRF仿真的結果，兩者十分吻合。
文檔編號H03B5/18GK1564456SQ20041001703
公開日2005年1月12日 申請日期2004年3月18日 優(yōu)先權日2004年3月18日
發(fā)明者章倩苓, 王飛, 張海清, 來金梅, 孫承綬 申請人:上海迪申電子科技有限責任公司