專(zhuān)利名稱(chēng)：前饋放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及前饋放大器及使用它的高效率的功率放大方法，主要使用于多載波無(wú)線通信中的高頻功率放大。
有能夠用窄帶的多個(gè)載波來(lái)進(jìn)行高速傳輸?shù)亩噍d波無(wú)線通信方法。與用單一載波來(lái)進(jìn)行高速傳輸?shù)那闆r相比，用多載波來(lái)進(jìn)行高速傳輸不易受衰落等傳播路徑變動(dòng)的影響，所以不易受延遲波的影響。此外，還有能夠緩和無(wú)線電路結(jié)構(gòu)和要求條件的優(yōu)點(diǎn)。
在這種高速傳輸中有優(yōu)點(diǎn)的多載波無(wú)線通信方法迄今已在固定微波通信、基于多信道選取(マルチチャネルアクセス)的商用通信等中被實(shí)用化。
此外，近年來(lái)在微波頻帶中以高速傳輸為目的，提出使用正交頻分復(fù)用方式(Orthogonal Frequency Division MultiplexingOFDM)的無(wú)線通信方法。在廣播中，正在討論將OFDM應(yīng)用于下一代數(shù)字電視。
這些多載波無(wú)線通信方法具有許多特征但是由于復(fù)用多個(gè)載波而有發(fā)送裝置的交調(diào)失真引起的帶外泄漏功率增大、發(fā)生碼間干擾等問(wèn)題。該發(fā)送裝置引起的交調(diào)失真是在變頻器或發(fā)送功率放大器等中產(chǎn)生的。特別是，受發(fā)送功率放大器的非線性的影響很大。作為能夠除去該非線性失真的功率放大器，已知有前饋放大器。前饋放大器由包含主放大器的失真檢測(cè)環(huán)、和包含輔助放大器的失真除去環(huán)構(gòu)成。
一般，在用功率放大器同時(shí)對(duì)多個(gè)載波進(jìn)行功率放大的情況下，如果不按照峰值與平均功率比(Peak-to-Average Power RatioPAPR)來(lái)相應(yīng)地進(jìn)行功率放大器的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償(バツクオフ)，則產(chǎn)生交調(diào)失真。因此，功率放大器需要使飽和輸出比輸出信號(hào)的平均功率足夠高，其結(jié)果是，效率很低。這也適用于前饋放大器中的主放大器。
主放大器的高效率化可以通過(guò)B級(jí)偏置條件的推挽電路等來(lái)實(shí)現(xiàn)。主放大器產(chǎn)生的非線性失真能夠通過(guò)現(xiàn)有的前饋放大器來(lái)補(bǔ)償。例如，根據(jù)文獻(xiàn)(野島俊雄、 橋洋一“移動(dòng)通信用超低歪多周波共通增幅器(移動(dòng)通信用超低失真多頻公用放大器)”，電子情報(bào)通信學(xué)無(wú)缐通信システム研究會(huì)技術(shù)報(bào)告，RCS90-4，1990)，設(shè)主放大器的飽和輸出為100W，輔助放大器的飽和輸出為主放大器飽和輸出的1/8，設(shè)頻率為1.5GHz頻帶，在主放大器和輔助放大器的半導(dǎo)體放大元件采用GaAs的MESFET(metal semiconductorfield effect transistor，金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管)的情況下，設(shè)主放大器的MESFET的漏極電壓為12V、漏極電流為20A，輔助放大器的MESFET的漏極電壓為12V、漏極電壓為5A，如果都在A級(jí)偏置的條件下求前饋放大器的漏極效率，則為約5％以下。如果前饋放大器的主放大器采用B級(jí)推挽等高效率放大電路、輔助放大器采用A級(jí)放大電路，則可得到約10％以下的漏極效率。
再者，為了改善前饋放大器的功率效率，需要進(jìn)一步改善主放大器的漏極效率。迄今，作為實(shí)現(xiàn)放大器的線性性并且進(jìn)行高效率放大的方法，已知有基于漏極電壓控制法的放大器的高效率化方法(千葉耕司、野島俊雄、富里繁“雙方向フイ一ドフオヮ一ド形ドレイン電壓制御增幅器(雙向前饋型漏極電壓控制放大器)”，電子情報(bào)通信學(xué)會(huì)無(wú)缐通信システム研究會(huì)技術(shù)報(bào)告，RCS89-33,1989)。該方法通過(guò)等價(jià)地降低放大器的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償來(lái)提高漏極效率。
在漏極電壓控制方法中，調(diào)制向FET等半導(dǎo)體提供的功率。例如，在100W發(fā)送輸出的基站功率放大器中，如果最后一級(jí)FET的漏極效率為50％(A級(jí)偏置理論最大值)，則提供給最后一級(jí)FET的功率為200W。此情況下的漏極電壓控制法中的直流功率控制對(duì)200W進(jìn)行。如果FET的漏極電壓為10V，則漏極電流為20A。這種大電流控制由FET等來(lái)進(jìn)行。然而，有下述問(wèn)題越是高輸出功率放大器，則由于進(jìn)行大電流控制的FET的導(dǎo)通電阻等的損耗，越難以低損耗地進(jìn)行漏極電壓控制。
根據(jù)本發(fā)明，一種前饋放大器具有檢測(cè)失真分量的失真檢測(cè)環(huán)、以及級(jí)聯(lián)連接到上述失真檢測(cè)環(huán)上的失真除去環(huán)，對(duì)輸入的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行功率放大，其中，上述失真檢測(cè)環(huán)包含
主放大器路徑，包含主放大器；信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路，在上述主放大器的輸入端插入到上述主放大器路徑中，壓縮輸入信號(hào)的功率動(dòng)態(tài)范圍；第1線性信號(hào)傳遞路徑；第1方向性耦合器，將上述發(fā)送信號(hào)分配給上述主放大器路徑和上述第1線性信號(hào)傳遞路徑；以及第2方向性耦合器，對(duì)上述主放大器路徑的輸出信號(hào)和上述第1線性信號(hào)傳遞路徑的輸出信號(hào)進(jìn)行功率合成，分配給2個(gè)的合成輸出；上述失真除去環(huán)包含第2線性信號(hào)傳遞路徑，接收上述第2方向性耦合器的一個(gè)合成輸出，對(duì)其進(jìn)行傳遞；輔助放大器路徑，包含上述輔助放大器，接收上述第2方向性耦合器的另一個(gè)合成輸出，對(duì)其進(jìn)行傳遞；以及第3方向性耦合器，對(duì)上述第2線性信號(hào)傳遞路徑的輸出和上述輔助放大器路徑的輸出進(jìn)行功率合成，輸出功率放大過(guò)的發(fā)送信號(hào)；上述信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路包含第4方向性耦合器，將上述主放大器路徑的信號(hào)分配為2個(gè)，輸出分配信號(hào)；第3線性信號(hào)傳遞路徑，線性地傳遞來(lái)自上述第4方向性耦合器的一個(gè)上述分配信號(hào)；壓縮信號(hào)生成器，根據(jù)來(lái)自上述第4方向性耦合器的另一個(gè)上述分配信號(hào)，生成對(duì)一個(gè)上述分配信號(hào)的包絡(luò)線進(jìn)行恒定包絡(luò)線化的壓縮信號(hào)；以及第5方向性耦合器，對(duì)來(lái)自上述第3線性信號(hào)傳遞路徑的輸出信號(hào)和來(lái)自上述壓縮信號(hào)生成路徑的上述壓縮信號(hào)進(jìn)行功率合成，輸入到上述主放大器。
圖2是說(shuō)明壓縮信號(hào)的作用的功率放大器輸入矢量圖。
圖3A是輸入信號(hào)和峰值功率壓縮信號(hào)的頻譜圖。
圖3B是主放大器輸出信號(hào)的頻譜圖。
圖3C是失真檢測(cè)環(huán)檢測(cè)出的失真的頻譜圖。
圖4A是輸入信號(hào)和峰值與平均功率比壓縮信號(hào)的頻譜圖。
圖4B是主放大器輸出信號(hào)的頻譜圖。
圖4C是失真檢測(cè)環(huán)檢測(cè)出的失真的頻譜圖。
圖5是本發(fā)明第1實(shí)施例的動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路的方框圖。
圖6是用于說(shuō)明使用本發(fā)明的功率放大器的放大效率的工作特性原理圖。
圖7是本發(fā)明第2實(shí)施例的動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路的方框圖。
圖8是本發(fā)明第3實(shí)施例的動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路的方框圖。
圖9A是圖8的正交檢波器16A和恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成器16B的具體結(jié)構(gòu)示例方框圖。
圖9B是通過(guò)數(shù)字處理來(lái)實(shí)現(xiàn)圖9A中的恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成器16B的處理的情況下的結(jié)構(gòu)方框圖。


圖10是本發(fā)明第4實(shí)施例的動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路的方框圖。
圖11是本發(fā)明第5實(shí)施例的動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路的方框圖。
圖12是本發(fā)明第6實(shí)施例中使用平衡調(diào)整用第1及第2導(dǎo)頻信號(hào)的結(jié)構(gòu)方框圖。
圖13是本發(fā)明第7實(shí)施例中組合了基于主放大器漏極電壓控制的高效率化的結(jié)構(gòu)方框圖。
圖1示出本發(fā)明的前饋放大器的基本結(jié)構(gòu)。如圖1所示，前饋放大器包括方向性耦合器11，將提供給輸入端子TIN的輸入信號(hào)(也是經(jīng)前饋放大器發(fā)送的發(fā)送信號(hào))SIN分配給主放大器信號(hào)傳遞路徑10M和線性信號(hào)傳遞路徑10L；可變衰減器12、變相器13、信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC、主放大器18，串聯(lián)插入到主放大器信號(hào)傳遞路徑10M中；延遲線路19，形成線性信號(hào)傳遞路徑10L；方向性耦合器21，生成主放大器信號(hào)傳遞路徑10M的輸出和線性信號(hào)傳遞路徑10L的輸出的和分量及差分量，輸出到作為延遲線路22的主信號(hào)傳遞路徑20L、和失真除去路徑(或者也稱(chēng)為輔助放大器信號(hào)傳遞路徑)20A；可變衰減器23、變相器24、輔助放大器25，串聯(lián)插入到失真除去路徑20A中；以及方向性耦合器26，對(duì)主信號(hào)傳遞路徑20L的輸出和失真除去路徑20A的輸出進(jìn)行功率合成。
主放大器傳遞路徑10M和線性信號(hào)傳遞路徑10L構(gòu)成失真檢測(cè)環(huán)，檢測(cè)主放大器中產(chǎn)生的失真。主信號(hào)傳遞路徑20L和失真除去路徑20A構(gòu)成失真除去環(huán)，除去檢測(cè)出的失真分量。除了信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC以外，這種由2個(gè)環(huán)構(gòu)成的前饋放大器本身是眾所周知的。
如圖1所示，信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC包括方向性耦合器14，將輸入信號(hào)進(jìn)行功率分配給延遲線路15和壓縮信號(hào)生成器16；延遲線路15；壓縮信號(hào)生成器16；以及方向性耦合器17，對(duì)延遲線路15的輸出和壓縮信號(hào)生成器16的輸出進(jìn)行功率合成，提供給主放大器18。壓縮信號(hào)生成器16生成壓縮主放大器18的輸入信號(hào)SC的峰值功率或峰值與平均功率比的信號(hào)SPC。
輸入信號(hào)SIN由方向性耦合器11分配給2個(gè)系統(tǒng)。分配的一個(gè)信號(hào)經(jīng)可變衰減器12、變相器13被輸入到信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC的方向性耦合器14。由方向性耦合器14再分配給2個(gè)系統(tǒng)的信號(hào)分別經(jīng)延遲線路15及壓縮信號(hào)生成器16由方向性耦合器17相互合成。合成的信號(hào)SC被輸入到主放大器18。包含主放大器18中產(chǎn)生的失真分量的輸出信號(hào)被輸入到方向性耦合器21。此外，由方向性耦合器11分配給2個(gè)系統(tǒng)的另一個(gè)信號(hào)經(jīng)延遲線路19被輸入到方向性耦合器21。
從方向性耦合器21輸出的信號(hào)SMD經(jīng)延遲線路22被輸入到方向性耦合器26。主放大器18和延遲線路19的輸出信號(hào)被反相合成所得的信號(hào)SDD經(jīng)可變衰減器23、變相器24、輔助放大器25被輸入到方向性耦合器26。
進(jìn)而，延遲線路22和輔助放大器25的輸出信號(hào)由方向性耦合器26反相合成。反相合成所得的輸出信號(hào)SOUT由放大器輸出端子TOUT輸出。
在圖1的前饋放大器中，方向性耦合器11、14、17、21、26可以分別由功率合成器構(gòu)成。
圖2用主放大器8的輸入信號(hào)的矢量來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的前饋放大器的工作原理。壓縮信號(hào)生成器16是生成壓縮信號(hào)SPC的電路，該壓縮信號(hào)SPC使經(jīng)過(guò)延遲線路15的信號(hào)矢量SD成為振幅一定的合成信號(hào)矢量SC。如后面幾個(gè)實(shí)施例所示，壓縮信號(hào)生成器16的一個(gè)是生成壓縮輸入信號(hào)的峰值功率的壓縮信號(hào)SPC的電路，另一個(gè)是生成壓縮峰值與平均功率比的壓縮信號(hào)SPC的電路。信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC壓縮主放大器18輸入信號(hào)SIN的峰值功率或PAPR。在以下的說(shuō)明中，簡(jiǎn)稱(chēng)為壓縮輸入信號(hào)SIN的峰值功率或PAPR。
在壓縮峰值功率的情況下，壓縮信號(hào)生成器16如圖2所示對(duì)信號(hào)矢量SD生成大致反相的壓縮信號(hào)矢量SPC。生成方法如后面將詳述的那樣，檢測(cè)壓縮信號(hào)生成器16的輸入信號(hào)S＇IN的峰值功率，通過(guò)檢測(cè)時(shí)的輸入信號(hào)的同步檢波來(lái)檢測(cè)振幅和相位，生成使信號(hào)矢量SC的振幅成為一定值的壓縮信號(hào)矢量SPC。這里，例如由壓縮信號(hào)生成器16內(nèi)的低頻振蕩器來(lái)生成反相的單音信號(hào)(單一頻率信號(hào))。由此，能夠使方向性耦合器17的信號(hào)矢量SC的大小一定。壓縮信號(hào)生成器16生成壓縮信號(hào)SPC后，保持該輸出，直至檢測(cè)出預(yù)先設(shè)定的閾值以上的峰值功率。
這樣，信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC通過(guò)生成峰值功率壓縮過(guò)的合成信號(hào)SC，來(lái)得到能夠?qū)⒅鞣糯笃?8的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償壓縮到期望的范圍內(nèi)的合成信號(hào)SC。注入到信號(hào)SD中的壓縮信號(hào)SPC被看作主放大器信號(hào)傳遞路徑10M中生成的失真，所以由失真檢測(cè)環(huán)10檢測(cè)，由失真除去環(huán)20除去。應(yīng)注意的是，主放大器18能夠通過(guò)壓縮峰值功率所得的合成信號(hào)SC來(lái)實(shí)現(xiàn)高效率放大，通過(guò)由失真除去環(huán)20除去該輸出中包含的壓縮信號(hào)分量，能夠還原主放大器輸入信號(hào)SD的峰值功率分量。
壓縮信號(hào)生成器16生成的壓縮信號(hào)SPC例如是單一頻率信號(hào)(也稱(chēng)為單音信號(hào))，被變頻到與放大器的輸入信號(hào)S＇IN不同的頻帶或同一頻帶。這里，如圖3A所示，輸入信號(hào)S＇IN和壓縮信號(hào)SPC存在于不同頻帶。主放大器18的輸出頻譜示于圖3B。輸入信號(hào)SIN及壓縮信號(hào)SPC通過(guò)主放大器18都產(chǎn)生失真分量SIND、SPCD。在此情況下，壓縮信號(hào)SPC也被看作主放大器路徑的失真。如圖3C所示與主放大器18的失真分量SIND、SPCD一起被檢測(cè)，由失真除去環(huán)20除去。
這樣，通過(guò)由失真除去環(huán)20除去壓縮信號(hào)SPC的分量，能夠提供由發(fā)送電路完成的峰值功率壓縮方法。即，無(wú)需在接收端除去發(fā)送端在發(fā)送信號(hào)上功率合成的壓縮信號(hào)。
如后述的實(shí)施例所示，還示出了壓縮信號(hào)的生成使用單音信號(hào)的情況，但是也可以將調(diào)制波用作壓縮信號(hào)SPC。
接著說(shuō)明圖1中的壓縮信號(hào)生成器16壓縮PAPR的情況下的操作?；驹砼c前述的峰值功率壓縮的情況相同，但是生成的壓縮信號(hào)SPC壓縮輸入信號(hào)SIN的PAPR。壓縮信號(hào)SPC的生成方法如下所述檢測(cè)輸入信號(hào)SIN的PAPR，如果該比大于預(yù)先設(shè)定的值，則在壓縮信號(hào)生成器16中，決定使合成信號(hào)SC的PAPR小于規(guī)定值的壓縮信號(hào)SPC的矢量。由此，得到壓縮輸入信號(hào)SIN的PAPR所得的合成信號(hào)SC。壓縮PAPR的信號(hào)SPC如后所述，能夠例如通過(guò)求輸入信號(hào)的包絡(luò)線、對(duì)該包絡(luò)線進(jìn)行平滑、變頻到與輸入信號(hào)SIN不同的頻帶或相同的頻帶來(lái)得到。
圖4A示出將壓縮PAPR的信號(hào)注入到比發(fā)送信號(hào)(輸入信號(hào)SIN)高的頻帶上的情況下的例子。圖4B示出主放大器18的輸出頻譜，由主放大器18產(chǎn)生了失真分量SIND、SPCD。壓縮信號(hào)SPC作為失真分量，如圖4C所示，與主放大器18的失真分量SIND、SPCD一起由失真檢測(cè)環(huán)10檢測(cè)，由失真除去環(huán)20除去。為了壓縮輸入信號(hào)SIN的PAPR，例如可以增大平均功率，或可以決定壓縮信號(hào)SPC的矢量以便壓縮峰值功率，也可以進(jìn)行該兩者。
也可以生成這種壓縮PAPR的壓縮信號(hào)SPC，使得合成信號(hào)SC的振幅成為比輸入信號(hào)SIN的預(yù)測(cè)峰值充分小的預(yù)定的一定值。在圖2中，示出對(duì)合成信號(hào)SC進(jìn)行正交檢波時(shí)的信號(hào)在IQ平面上的軌跡。在此情況下，合成信號(hào)SC的包絡(luò)線如圖2的圓所示，為一定值。在后述的實(shí)施例中，也將該壓縮信號(hào)SPC稱(chēng)為恒定包絡(luò)線化信號(hào)。
這樣，通過(guò)壓縮發(fā)送信號(hào)的PAPR，能夠壓縮主放大器18的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償。此外，能夠提供由發(fā)送電路完成的PAPR壓縮方法。此外，通過(guò)壓縮放大電路輸入信號(hào)的PAPR，能夠通過(guò)減輕輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償來(lái)實(shí)現(xiàn)高效率放大。
低頻振蕩器163由能夠設(shè)定振幅值和相位值的合成器構(gòu)成。為了抑制主放大器18的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償，設(shè)定低頻振蕩器163，以便與峰值功率時(shí)的檢測(cè)相位值大致反相。即，使低頻振蕩器163中設(shè)定的相位值成為峰值功率檢測(cè)電路162檢測(cè)出的相位值的反相值。振幅值則為下述振幅值由峰值功率檢測(cè)電路162通過(guò)數(shù)值計(jì)算來(lái)估計(jì)合成信號(hào)SC，使得合成信號(hào)SC恒定包絡(luò)線化。即，使壓縮信號(hào)SPC的矢量大小成為下述矢量大小使得合成后的峰值功率成為比上述閾值Lth小的規(guī)定值。由此，能夠生成具有壓縮峰值功率的矢量的壓縮信號(hào)SPC。
合成器(低頻振蕩器163)的輸出由變頻器165變頻到規(guī)定的頻帶。該規(guī)定的頻帶可以是與放大器輸入信號(hào)同一頻帶，也可以是不同的頻帶。變頻過(guò)的壓縮信號(hào)由變相器166和可變?cè)鲆娣糯笃?67進(jìn)行信號(hào)的振幅和相位的最終調(diào)整，由功率合成器17與來(lái)自延遲線路15的信號(hào)SD進(jìn)行功率合成。由此，壓縮輸入信號(hào)的峰值功率。在本實(shí)施例中，功率合成器17用于分配輸出合成信號(hào)SC，合成信號(hào)SC的大部分功率被分配給主放大器18，有一部分被分配給控制路徑30P?？勺?cè)鲆娣糯笃?67可以由可變衰減器和放大器構(gòu)成。
在前述的圖1的原理性結(jié)構(gòu)中，輸入信號(hào)SIN的矢量不斷變化，所以在由電平識(shí)別電路161檢測(cè)出信號(hào)S＇IN的下一個(gè)峰值功率之前的期間，延遲線路15的輸出信號(hào)SD和壓縮信號(hào)SPC的矢量合成所得的合成信號(hào)SC的瞬時(shí)振幅值也可能超過(guò)上述預(yù)定的閾值Lth。
因此，在圖5的實(shí)施例中，在控制路徑30P上還設(shè)有壓縮信號(hào)調(diào)整部30，使得合成信號(hào)SC的電平不超過(guò)閾值Lth。壓縮信號(hào)調(diào)整部30由電平識(shí)別電路31、峰值功率檢測(cè)電路32、控制電路33的級(jí)聯(lián)連接構(gòu)成。電平識(shí)別電路31判別分配的合成信號(hào)SC的峰值功率是否超過(guò)預(yù)定的閾值Lth，如果超過(guò)閾值Lth，則將合成信號(hào)傳遞到峰值功率檢測(cè)電路32。峰值功率檢測(cè)電路32對(duì)提供的合成信號(hào)進(jìn)行正交檢波，檢測(cè)其相位和振幅，提供給控制電路33?？刂齐娐?3根據(jù)檢測(cè)出的相位和振幅，通過(guò)自適應(yīng)算法來(lái)分級(jí)控制變相器166的相位量和可變?cè)鲆娣糯笃?67的放大率，使得合成信號(hào)的峰值功率小于閾值Lth。
控制電路33由微型計(jì)算機(jī)構(gòu)成，用攝動(dòng)法、最小二乘估計(jì)算法等來(lái)控制變相器166和可變?cè)鲆娣糯笃?67。此外，控制電路33也可以由邏輯數(shù)字電路來(lái)實(shí)現(xiàn)控制操作。同樣，控制電路33也可以由模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)于可變?cè)鲆娣糯笃?，即使是可變衰減器，也能夠得到同樣的峰值功率壓縮效果。如圖5中的虛線所示，也可以由控制器33來(lái)控制低頻振蕩器163的振幅值和相位值。在此情況下，省略變相器166及可變?cè)鲆娣糯笃?67。
根據(jù)本實(shí)施例，通過(guò)自適應(yīng)地壓縮峰值功率，能夠壓縮輸入到主放大器18中的輸入信號(hào)SC的功率動(dòng)態(tài)范圍，所以能夠減輕主放大器18的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償。由此，能夠?qū)崿F(xiàn)主放大器18的高效率放大。
圖6示出通過(guò)本發(fā)明而改善的漏極效率。曲線6A表示主放大器18的輸入功率與輸出功率特性，曲線6B表示相對(duì)于輸入功率的漏極效率。例如，在PAPR為10dB的輸入信號(hào)中，如果將峰值功率壓縮4dB，則主放大器18的輸入信號(hào)SC的PAPR為6dB。由此，在不進(jìn)行峰值功率壓縮的情況下需要10dB的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償，而通過(guò)進(jìn)行峰值功率壓縮，能夠使?jié)M功率補(bǔ)償為6dB。
該4dB的減輕對(duì)放大效率的影響如下所述如果設(shè)主放大器18為A級(jí)偏置，飽和輸出時(shí)最大漏極效率為50％，輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償?shù)亩x為1dB增益壓縮點(diǎn)和工作點(diǎn)之差，則應(yīng)用本發(fā)明以前的漏極效率約為4％，而通過(guò)應(yīng)用本發(fā)明，能夠使漏極效率約為10％。這樣，即使不完全壓縮峰值功率，本發(fā)明也有效果。此時(shí)，完全不產(chǎn)生帶外泄漏功率及碼間干擾等。第2實(shí)施例圖7示出信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC的第2實(shí)施例。第2實(shí)施例用特定的代碼來(lái)調(diào)制圖5的實(shí)施例中的壓縮信號(hào)生成器16的低頻振蕩器163生成的信號(hào)。由此，在峰值功率檢測(cè)器32中能夠容易地進(jìn)行變相器166及可變?cè)鲆娣糯笃?67的控制所用的、主放大器18的輸入信號(hào)即合成信號(hào)SC的峰值功率檢測(cè)。如果低頻振蕩器163產(chǎn)生的壓縮信號(hào)矢量SPC受噪聲等的影響則振幅和相位容易變化。圖7所示的本第2實(shí)施例為了提高壓縮信號(hào)的穩(wěn)定性，由代碼產(chǎn)生器169產(chǎn)生PN序列(pseudo random noise，偽隨機(jī)噪聲)等特定的代碼，由調(diào)制電路164通過(guò)代碼產(chǎn)生器169產(chǎn)生的代碼來(lái)調(diào)制低頻振蕩器163產(chǎn)生的單音信號(hào)。調(diào)制過(guò)的信號(hào)經(jīng)變頻器165、變相器166、可變?cè)鲆娣糯笃?67由功率合成器17與線性信號(hào)傳遞路徑15P的輸出進(jìn)行合成，合成信號(hào)SC被輸入到主放大器18。
在監(jiān)視合成信號(hào)SC的峰值功率的路徑30P(即，功率合成器17、電平識(shí)別電路31、峰值功率檢測(cè)電路32、控制電路33)中，由電平識(shí)別電路31觀測(cè)峰值功率，由峰值功率檢測(cè)電路32檢測(cè)變相器166和可變?cè)鲆娣糯笃?67的控制量。此時(shí)，峰值功率檢測(cè)電路32用與代碼產(chǎn)生器169生成的代碼相同的代碼對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。由此，能夠提高壓縮信號(hào)SPC的穩(wěn)定性。
與上述第1實(shí)施例同樣，即使對(duì)壓縮信號(hào)SPC進(jìn)行變頻，在與輸入信號(hào)S＇IN的頻帶重疊的頻帶中與線性信號(hào)傳遞路徑15P的信號(hào)SD進(jìn)行合成，合成信號(hào)SC中的壓縮信號(hào)分量也由圖1所示的前饋結(jié)構(gòu)的失真檢測(cè)環(huán)10作為主放大器路徑中產(chǎn)生的失真的一部分來(lái)檢測(cè)，由失真除去環(huán)20除去。實(shí)際上，即使不能完全消除，壓縮信號(hào)分量雖然殘留在發(fā)送信號(hào)頻帶內(nèi)，但是也能夠小至可忽略的程度。也可以由變頻器165將壓縮信號(hào)分量生成在信號(hào)S＇IN的帶外、即輸入信號(hào)SIN的帶外。第3實(shí)施例在前述圖5及圖7的實(shí)施例中，通過(guò)檢測(cè)輸入信號(hào)的峰值功率，壓縮該峰值功率，來(lái)壓縮輸入信號(hào)功率的動(dòng)態(tài)范圍。在以下的實(shí)施例中，示出通過(guò)壓縮輸入信號(hào)的PAPR來(lái)壓縮輸入信號(hào)功率的動(dòng)態(tài)范圍的情況下的信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC的結(jié)構(gòu)例。
圖8示出第3實(shí)施例。輸入到信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC中的輸入信號(hào)S＇IN由方向性耦合器14分配給延遲線路15構(gòu)成的線性信號(hào)傳遞路徑15P、和插入了壓縮信號(hào)生成器16的壓縮信號(hào)生成路徑16P。壓縮信號(hào)生成器16由正交檢波器16A、恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B、變頻器165、變相器166、可變?cè)鲆娣糯笃?67級(jí)聯(lián)構(gòu)成。正交檢波器16A對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行正交檢波，觀測(cè)矢量(相位和振幅)。觀測(cè)到的矢量被提供給恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B。在恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B中，根據(jù)觀測(cè)到的相位和振幅來(lái)求輸入信號(hào)的包絡(luò)線，輸出對(duì)該包絡(luò)線進(jìn)行恒定包絡(luò)線化的信號(hào)。此時(shí)，振幅值為恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B對(duì)合成信號(hào)SC進(jìn)行恒定包絡(luò)線化的振幅值。由此，能夠生成壓縮PAPR的矢量。
恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B的輸出由變頻器165變頻到規(guī)定的頻帶。此時(shí)，可以變頻到與前饋放大器輸入信號(hào)SIN同一頻帶或不同的頻帶。變頻過(guò)的壓縮信號(hào)SPC由受控的變相器166和可變?cè)鲆娣糯笃?67進(jìn)行信號(hào)的振幅和相位的最終調(diào)整，由功率合成器17注入到主放大器輸入信號(hào)中。可變?cè)鲆娣糯笃?67即使是可變衰減器也能得到同樣的效果。合成信號(hào)SC的功率的一部分由方向性耦合器17分配給控制路徑30P，提供給PAPR檢測(cè)電路34。PAPR檢測(cè)電路34求提供的信號(hào)的峰值電壓和平均電壓之比、或峰值功率和平均功率之比，在該值為事前設(shè)定的閾值以上的情況下進(jìn)行輸入信號(hào)的正交檢波，由控制電路33通過(guò)自適應(yīng)算法分級(jí)進(jìn)行合成信號(hào)SC的恒定包絡(luò)線化。
即，如果對(duì)方向性耦合器17合成的信號(hào)SC進(jìn)行正交檢波，觀測(cè)信號(hào)SD和SPC，則在IQ平面上信號(hào)SD和SPC具有180度的相位差，但是該合成信號(hào)SC的矢量未必恒定包絡(luò)線化。因此，在控制電路33中，經(jīng)PAPR檢測(cè)電路34監(jiān)視合成信號(hào)SC的振幅，由變相器166及可變?cè)鲆娣糯笃?67調(diào)整壓縮信號(hào)SPC的相位和振幅，使其成為規(guī)定的振幅值。即，由可變?cè)鲆娣糯笃?67和變相器166分級(jí)控制恒定包絡(luò)線化信號(hào)SPC的振幅值和相位值，使得合成信號(hào)SC的矢量成為恒定包絡(luò)線矢量。作為控制法，可以應(yīng)用最陡下降法、最大似然估計(jì)法等各種自適應(yīng)算法。
PAPR檢測(cè)電路34也可以不進(jìn)行正交檢波，而是例如用二極管傳感器來(lái)實(shí)現(xiàn)。在測(cè)定峰值功率的情況下，使用時(shí)間常數(shù)短的二極管傳感器，對(duì)其輸出進(jìn)行采樣，作為傳感器輸入電壓的瞬時(shí)值，將該瞬時(shí)值的最大值作為峰值功率值。在測(cè)定平均功率的情況下，使用時(shí)間常數(shù)長(zhǎng)的二極管傳感器，對(duì)其輸出進(jìn)行采樣，將其平均值作為平均功率。使用熱電偶傳感器來(lái)取代二極管傳感器也是同樣的。
控制電路33由微型計(jì)算機(jī)構(gòu)成，用攝動(dòng)法、最小二乘估計(jì)算法等來(lái)控制變相器166和可變?cè)鲆娣糯笃?67。用可變衰減器來(lái)取代可變?cè)鲆娣糯笃?67也能夠得到同樣的PAPR壓縮效果。
根據(jù)本實(shí)施例，能夠自適應(yīng)地壓縮PAPR，所以能夠減輕主放大器18的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償。由此，能夠?qū)崿F(xiàn)主放大器18的高效率放大。例如如圖6所述，在PAPR為10dB的輸入信號(hào)中，如果將PAPR壓縮4dB，則主放大器18的輸入信號(hào)的PAPR為6dB。由此，能夠?qū)APR壓縮以前的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償減輕到6dB。該4dB的減輕對(duì)放大效率的影響如下所述如果設(shè)主放大器18為A級(jí)偏置，飽和輸出時(shí)最大漏極效率為50％，輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償?shù)亩x為1dB增益壓縮點(diǎn)和工作點(diǎn)之差，則應(yīng)用本發(fā)明以前的漏極效率約為4％，而通過(guò)應(yīng)用本發(fā)明，能夠使漏極效率約為10％。這樣，即使不完全壓縮PAPR，本發(fā)明也有效果。此時(shí)，完全不產(chǎn)生帶外泄漏功率及碼間干擾等。
圖9A示出圖8中的正交檢波器16A和恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成器16B的具體結(jié)構(gòu)例。在本例中，正交檢波器16A包括校正信號(hào)振蕩器16Al，產(chǎn)生基準(zhǔn)信號(hào)SR；移相器16A2，將基準(zhǔn)信號(hào)SR的相位偏移90度；以及乘法器16A3及16A4，分別進(jìn)行從方向性耦合器14輸出到壓縮信號(hào)生成路徑16P中的信號(hào)和基準(zhǔn)信號(hào)SR及90度移相過(guò)的基準(zhǔn)信號(hào)的乘法，生成同相分量信號(hào)I和正交分量信號(hào)Q。
恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成器16B由平方器16B1和16B2、加法器16B3、根運(yùn)算器16B4、以及反相器16B5構(gòu)成。來(lái)自正交檢波器16A的同相分量I和正交分量Q分別由平方器16B1、16B2取絕對(duì)值的平方，這些輸出由加法器16B3相加。加法輸出由根運(yùn)算器16B4取其平方根，得到輸入信號(hào)的包絡(luò)信號(hào)。該包絡(luò)信號(hào)由反相器16B5反轉(zhuǎn)為反相信號(hào)，得到基帶恒定包絡(luò)線化信號(hào)。該基帶恒定包絡(luò)線化信號(hào)被提供給圖8的變頻器165。
圖9B示出通過(guò)數(shù)字運(yùn)算電路來(lái)實(shí)現(xiàn)圖9A中的恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成器16B的實(shí)施例。由A/D變換器16BAD1和16BAD2、DSP(digital signalprocessor數(shù)字信號(hào)處理器)16BD、D/A變換器16BDA構(gòu)成。來(lái)自正交檢波器16A的同相分量信號(hào)I和正交分量信號(hào)Q分別由A/D變換器16BAD1、16BAD2變換為數(shù)字信號(hào)，提供給數(shù)字信號(hào)處理器16BD。DSP根據(jù)這2個(gè)數(shù)字信號(hào)，通過(guò)數(shù)字運(yùn)算來(lái)執(zhí)行圖9A中的平方器16B1和16B2、加法器16B3、根運(yùn)算器16B4、反相器16B5的處理，將其運(yùn)算結(jié)果提供給D/A變換器16BDA。D/A變換器16BDA將提供的數(shù)字信號(hào)變換為模擬信號(hào)，輸出基帶恒定包絡(luò)線化信號(hào)。第4實(shí)施例圖10示出壓縮PAPR的第4實(shí)施例。壓縮信號(hào)生成器16由正交檢波器16A、恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B、變頻器165、以及放大器168構(gòu)成。
正交檢波器16A對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行正交檢波，觀測(cè)矢量(相位和振幅)。為了抑制主放大器18的輸入信號(hào)的PAPR，觀測(cè)到的矢量由恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B設(shè)定為使相位值大致反相。恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B的輸出由變頻器165變頻到規(guī)定的頻帶。此時(shí)，可以變換到與前饋放大器輸入信號(hào)SIN同一頻帶或不同的頻帶。變頻過(guò)的壓縮信號(hào)SPC由放大器168調(diào)整電平，由功率合成器17與來(lái)自延遲線路15的信號(hào)SD進(jìn)行合成，將合成信號(hào)SC提供給主放大器18。
控制路徑30P由PAPR檢測(cè)電路34、以及控制電路33構(gòu)成。PAPR檢測(cè)電路34檢測(cè)從功率合成器17分配的合成信號(hào)SC的峰值功率和平均功率，在其比為預(yù)先設(shè)定的閾值以上的情況下進(jìn)行合成信號(hào)的正交檢波，得到相位和振幅?？刂齐娐?3根據(jù)檢測(cè)出的相位和振幅，分級(jí)控制恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B的振幅值和相位值，使得PAPR為閾值Lth以下?？刂齐娐?3由微處理器構(gòu)成，使用攝動(dòng)法、最小二乘估計(jì)算法等。
控制電路33控制恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路16B的振幅值和相位值，以便進(jìn)一步壓縮主放大器18的輸入信號(hào)SC的PAPR。這等價(jià)于抑制在基帶接收到前饋放大器的輸入信號(hào)SIN時(shí)的峰值與平均功率比。
本實(shí)施例的壓縮信號(hào)使用單音信號(hào)也是同樣的結(jié)構(gòu)，能得到同樣的效果。第5實(shí)施例圖11示出第5實(shí)施例。圖11在圖8的結(jié)構(gòu)中，使用包絡(luò)線檢波器16C來(lái)取代壓縮信號(hào)生成器16的正交檢波器16A。本方法的優(yōu)點(diǎn)是能夠簡(jiǎn)化壓縮信號(hào)生成器16的結(jié)構(gòu)。其他結(jié)構(gòu)與圖8相同，所以省略其說(shuō)明。第6實(shí)施例圖12示出附加了下述結(jié)構(gòu)的實(shí)施例圖1的前饋放大器使用用于環(huán)路平衡調(diào)整的導(dǎo)頻信號(hào)。
在圖12中，將第1導(dǎo)頻信號(hào)產(chǎn)生器101產(chǎn)生的第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1由插入到方向性耦合器11的輸入端的第1導(dǎo)頻耦合器102注入到失真檢測(cè)環(huán)10，并且由插入到失真除去環(huán)20的失真注入路徑(輔助放大器路徑)20A的輸入端的第1導(dǎo)頻提取器103提取第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1，由第1電平檢測(cè)器104檢測(cè)其電平，由第1控制器105控制可變衰減器12、變相器13，使得第1電平檢測(cè)器104的檢測(cè)電平最小。同樣，將第2導(dǎo)頻信號(hào)產(chǎn)生器201產(chǎn)生的第2導(dǎo)頻信號(hào)SP2由第2導(dǎo)頻注入器202注入到主放大器18，并且由插入到失真除去環(huán)20的輸出端的第2導(dǎo)頻提取器203提取第2導(dǎo)頻信號(hào)SP2，由第2電平檢測(cè)器204檢測(cè)其電平，由第2控制器205控制可變衰減器23、變相器24，使得第2電平檢測(cè)器204的檢測(cè)電平最小。
前饋放大器的非線性失真補(bǔ)償量依賴(lài)于失真檢測(cè)環(huán)10和失真除去環(huán)20的平衡度。該調(diào)整等的精度示于日本特公平7-77330號(hào)公報(bào)“フィ一ドフオワ一ド增幅器の自動(dòng)調(diào)整電路(前饋放大器的自動(dòng)調(diào)整電路)”。例如，用于得到30dB以上的失真壓縮量的相位及振幅偏差分別為±2度以?xún)?nèi)及±0.3dB以?xún)?nèi)，對(duì)失真檢測(cè)環(huán)及失真除去環(huán)的平衡度及調(diào)整的完全性要求嚴(yán)格的條件。作為實(shí)現(xiàn)該平衡度的方法，已知有使用導(dǎo)頻信號(hào)的失真檢測(cè)環(huán)和失真除去環(huán)的自動(dòng)調(diào)整方法(特公平7-77330號(hào)公報(bào))。已知通過(guò)使用該方法的裝置(野島俊雄、楢橋祥一“移動(dòng)通信用超低歪多周波共通增幅器(移動(dòng)通信用超低失真多頻公用放大器)”，電子情報(bào)通信學(xué)會(huì)無(wú)缐通信システム研究會(huì)技術(shù)報(bào)告，RCS90-4,1990)，能夠用導(dǎo)頻信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)失真檢測(cè)環(huán)和失真除去環(huán)的平衡。
在本發(fā)明的前饋放大器中，分配給主放大器信號(hào)傳遞路徑10M的發(fā)送信號(hào)(輸入信號(hào))SIN分量由動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路10DRC的方向性耦合器14進(jìn)一步分配，經(jīng)由延遲線路15及方向性耦合器17線性地傳遞到主放大器18。壓縮信號(hào)生成器16對(duì)該信號(hào)在時(shí)間上的傳遞特性沒(méi)有影響。因此，經(jīng)過(guò)該路徑的第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1經(jīng)過(guò)與發(fā)送信號(hào)SIN相同的路徑而到達(dá)主放大器18，所以壓縮信號(hào)生成器16對(duì)第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1的相位及振幅沒(méi)有影響。
另一方面，對(duì)于由方向性耦合器14與發(fā)送信號(hào)分量一起分配給壓縮信號(hào)生成器16的第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1分量，例如，如果在壓縮信號(hào)生成路徑16P的任意位置插入除去第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1的未圖示的陷波濾波器，則路徑16P的第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1分量對(duì)合成信號(hào)SC的傳輸特性沒(méi)有影響。因此，使用第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1的失真檢測(cè)環(huán)10的平衡調(diào)整可以與以往同樣來(lái)正確地進(jìn)行。因此，即使在主放大器18的輸入中插入壓縮信號(hào)SPC，對(duì)使用導(dǎo)頻信號(hào)SP1來(lái)實(shí)現(xiàn)失真檢測(cè)環(huán)10的平衡的方法也沒(méi)有任何影響。
相反，即使將第1導(dǎo)頻信號(hào)注入到失真檢測(cè)環(huán)10中，由于包含第1導(dǎo)頻信號(hào)SP1來(lái)生成壓縮輸入信號(hào)SIN的峰值功率或PAPR的壓縮信號(hào)矢量，所以對(duì)通過(guò)壓縮信號(hào)來(lái)得到峰值功率或PAPR壓縮效果沒(méi)有妨礙。第7實(shí)施例圖13示出本發(fā)明的第7實(shí)施例。
本實(shí)施例在前述實(shí)施例中說(shuō)明的通過(guò)壓縮信號(hào)減輕主放大器18的滿(mǎn)功率補(bǔ)償來(lái)實(shí)現(xiàn)的高效率化手法上，組合主放大器的漏極電壓控制等高效率放大技術(shù)，進(jìn)一步提高效率。這基于使主放大器高效率化的技術(shù)、和本發(fā)明的通過(guò)減輕主放大器18的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償來(lái)進(jìn)行高效率化的技術(shù)。此外，通過(guò)同時(shí)使用這些技術(shù)，能夠通過(guò)復(fù)合效果來(lái)實(shí)現(xiàn)高效率放大。例如如圖13所示，能夠通過(guò)由DC/DC變換器18DC控制主放大器18的飽和電壓來(lái)進(jìn)行發(fā)送功率控制時(shí)的高效率化，而且通過(guò)根據(jù)本發(fā)明降低主放大器的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償來(lái)實(shí)現(xiàn)整個(gè)前饋放大器的高效率化。
在主放大器18由例如多級(jí)級(jí)聯(lián)連接FET構(gòu)成的情況下，由DC-DC變換器18DC來(lái)控制來(lái)自直流電源18PS的電壓，作為電壓提供給最后一級(jí)FET的漏極。另一方面，控制電路18C根據(jù)發(fā)送輸出控制指示信號(hào)來(lái)控制DC-DC變換器18DC，通過(guò)變化其變換電壓來(lái)控制最后一級(jí)FET的飽和電壓。例如，控制電路18C進(jìn)行控制，使得在發(fā)送輸出為規(guī)定值以下時(shí)指示變換為預(yù)定的小的第1漏極電壓，而在發(fā)送輸出為規(guī)定值以上時(shí)變換為比第1漏極電壓高的規(guī)定的第2漏極電壓。由此，能夠?qū)崿F(xiàn)功率放大器18的高效率化。作為發(fā)送輸出控制指示信號(hào)，例如也可以對(duì)輸入信號(hào)SIN進(jìn)行包絡(luò)檢波，使用其輸出。
在上述第7實(shí)施例中，說(shuō)明了控制FET的漏極電壓的情況下，但是容易理解，控制柵極電壓也能得到同樣的效果。此外，同時(shí)用漏極電壓和柵極電壓來(lái)進(jìn)行控制也能得到同樣的效果。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的前饋放大器，信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路不是對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行限幅，而是根據(jù)輸入信號(hào)來(lái)生成壓縮信號(hào)，通過(guò)對(duì)該壓縮信號(hào)和經(jīng)過(guò)線性信號(hào)傳遞路徑的輸入信號(hào)進(jìn)行功率合成來(lái)壓縮信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍，所以不會(huì)產(chǎn)生功率向帶外的泄漏。此外，壓縮信號(hào)按照輸入信號(hào)來(lái)設(shè)定相位，所以即使輸入信號(hào)是調(diào)制波，或者其相位變化，也能有效地實(shí)現(xiàn)信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍的壓縮。其結(jié)果是，能得到以下效果(1)不會(huì)損害前饋放大器的非線性失真補(bǔ)償能力，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率放大。
(2)在發(fā)送端完成，所以無(wú)需接收端的處理。
(3)能夠用簡(jiǎn)易的電路結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)。
(4)能夠應(yīng)用飽和放大器，能夠通過(guò)高效率放大來(lái)實(shí)現(xiàn)裝置的小型化、經(jīng)濟(jì)化。
(5)通過(guò)與主放大器的高效率化技術(shù)進(jìn)行組合能得到復(fù)合效果。
權(quán)利要求
1.一種前饋放大器，具有檢測(cè)失真分量的失真檢測(cè)環(huán)、以及級(jí)聯(lián)連接到上述失真檢測(cè)環(huán)上、進(jìn)行上述失真分量的抵銷(xiāo)的失真除去環(huán)，對(duì)輸入的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行功率放大，其中，上述失真檢測(cè)環(huán)包含主放大器路徑，包含主放大器；信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路，在上述主放大器的輸入端插入到上述主放大器路徑中，壓縮輸入信號(hào)的功率動(dòng)態(tài)范圍；第1線性信號(hào)傳遞路徑；第1方向性耦合器，將上述發(fā)送信號(hào)分配給上述主放大器路徑和上述第1線性信號(hào)傳遞路徑；以及第2方向性耦合器，對(duì)上述主放大器路徑的輸出信號(hào)和上述第1線性信號(hào)傳遞路徑的輸出信號(hào)進(jìn)行功率合成，分配給2個(gè)的合成輸出；上述失真除去環(huán)包含第2線性信號(hào)傳遞路徑，接收上述第2方向性耦合器的一個(gè)合成輸出，對(duì)其進(jìn)行傳遞；輔助放大器路徑，包含上述輔助放大器，接收上述第2方向性耦合器的另一個(gè)合成輸出，對(duì)其進(jìn)行傳遞；以及第3方向性耦合器，對(duì)上述第2線性信號(hào)傳遞路徑的輸出和上述輔助放大器路徑的輸出進(jìn)行功率合成，輸出功率放大過(guò)的發(fā)送信號(hào)；上述信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路包含第4方向性耦合器，將上述主放大器路徑的信號(hào)分配為2個(gè)，輸出分配信號(hào)；第3線性信號(hào)傳遞路徑，線性地傳遞來(lái)自上述第4方向性耦合器的一個(gè)上述分配信號(hào)；壓縮信號(hào)生成器，根據(jù)來(lái)自上述第4方向性耦合器的另一個(gè)上述分配信號(hào)，生成對(duì)一個(gè)上述分配信號(hào)的包絡(luò)線進(jìn)行恒定包絡(luò)線化的壓縮信號(hào)；以及第5方向性耦合器，對(duì)來(lái)自上述第3線性信號(hào)傳遞路徑的輸出信號(hào)和來(lái)自上述壓縮信號(hào)生成路徑的上述壓縮信號(hào)進(jìn)行功率合成，輸入到上述主放大器。
2.如權(quán)利要求1所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)生成器包含電平識(shí)別電路，檢測(cè)上述輸入信號(hào)的規(guī)定電平以上的峰值功率；峰值功率檢測(cè)電路，根據(jù)上述峰值功率的檢測(cè)，來(lái)檢測(cè)上述輸入信號(hào)的相位；低頻振蕩器，產(chǎn)生與檢測(cè)出的上述相位大致反相的低頻信號(hào)；以及變頻器，將上述低頻信號(hào)變換到期望的頻帶，作為上述壓縮信號(hào)來(lái)輸出。
3.如權(quán)利要求1所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)生成器包含電平識(shí)別電路，檢測(cè)上述輸入信號(hào)的規(guī)定電平以上的峰值功率；峰值功率檢測(cè)傳感器，根據(jù)上述峰值功率的檢測(cè)，來(lái)檢測(cè)上述輸入信號(hào)的振幅；低頻振蕩器，產(chǎn)生設(shè)定了檢測(cè)出的上述振幅、與上述輸入信號(hào)的相位大致反相的低頻信號(hào)；以及變頻器，將上述低頻信號(hào)變換到期望的頻帶，作為上述壓縮信號(hào)來(lái)輸出。
4.如權(quán)利要求1所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)生成器包含電平識(shí)別電路，檢測(cè)上述輸入信號(hào)的規(guī)定電平以上的峰值功率；峰值功率檢測(cè)電路，根據(jù)上述峰值功率的檢測(cè)，來(lái)檢測(cè)上述輸入信號(hào)的相位和振幅；低頻振蕩器，產(chǎn)生與檢測(cè)出的上述相位大致反相的低頻信號(hào)；調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生部件，產(chǎn)生預(yù)定的調(diào)制信號(hào)；調(diào)制電路，用上述調(diào)制信號(hào)來(lái)調(diào)制上述低頻信號(hào)，生成調(diào)制低頻信號(hào)；以及變頻器，將上述調(diào)制低頻信號(hào)變換到期望的頻帶，作為上述壓縮信號(hào)來(lái)輸出。
5.如權(quán)利要求4所述的前饋放大器，其中，上述調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生部件是將特定圖案的代碼作為調(diào)制信號(hào)來(lái)產(chǎn)生的代碼產(chǎn)生器。
6.如權(quán)利要求1～4中任一項(xiàng)所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)生成器包含變相器，調(diào)整上述壓縮信號(hào)的相位；以及可變振幅部件，調(diào)整上述壓縮信號(hào)的振幅；上述信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路還包含壓縮信號(hào)調(diào)整部，控制上述變相器及上述可變振幅部件，使得從上述功率合成器分配的上述合成信號(hào)的峰值功率為預(yù)先設(shè)定的值以下。
7.如權(quán)利要求6所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)調(diào)整部包含合成信號(hào)電平識(shí)別部件，識(shí)別分配的上述合成信號(hào)的預(yù)定值以上的電平；合成信號(hào)峰值功率檢測(cè)電路，根據(jù)上述預(yù)定值以上的電平的檢測(cè)，來(lái)檢測(cè)上述合成信號(hào)的相位和振幅；以及控制電路，根據(jù)上述檢測(cè)出的上述合成信號(hào)的相位和振幅來(lái)調(diào)整上述變相器和上述可變振幅部件，使得上述合成信號(hào)的電平小于上述預(yù)定值。
8.如權(quán)利要求1所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)生成器包含正交檢波器，對(duì)上述輸入信號(hào)進(jìn)行正交檢波，輸出相位和振幅；恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路，根據(jù)上述相位和振幅來(lái)生成對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行恒定包絡(luò)線化的信號(hào)；以及變頻器，將上述反相信號(hào)變換到期望的頻帶，作為上述壓縮信號(hào)來(lái)輸出。
9.如權(quán)利要求1所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)生成器包含包絡(luò)線檢波器，對(duì)上述輸入信號(hào)進(jìn)行包絡(luò)線檢波，輸出相位和振幅；恒定包絡(luò)線化信號(hào)生成電路，根據(jù)上述相位和振幅來(lái)生成對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行恒定包絡(luò)線化的信號(hào)；以及變頻器，將上述反相信號(hào)變換到期望的頻帶，作為上述壓縮信號(hào)來(lái)輸出。
10.如權(quán)利要求8或9所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)生成器包含變相器，調(diào)整上述壓縮信號(hào)的相位；以及可變振幅部件，調(diào)整上述壓縮信號(hào)的振幅；上述信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路還包含壓縮信號(hào)調(diào)整部，控制上述變相器及上述可變振幅部件，使得從上述功率合成器分配的上述合成信號(hào)的峰值功率為預(yù)先設(shè)定的值以下。
11.如權(quán)利要求10所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)調(diào)整部包含功率比檢測(cè)部件，檢測(cè)分配的上述合成信號(hào)的預(yù)定值以上的峰值與平均功率比；以及控制電路，根據(jù)上述預(yù)定值以上的功率比的檢測(cè)，來(lái)調(diào)整上述變相器及上述可變振幅部件，使得上述功率比小于上述預(yù)定值。
12.如權(quán)利要求2或3所述的前饋放大器，其中，上述信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路還包含壓縮信號(hào)調(diào)整部，控制上述低頻振蕩器，使得從上述功率合成器分配的上述合成信號(hào)的峰值功率為預(yù)先設(shè)定的值以下。
13.如權(quán)利要求12所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)調(diào)整部包含合成信號(hào)電平識(shí)別部件，識(shí)別分配的上述合成信號(hào)的預(yù)定值以上的電平；合成信號(hào)峰值功率檢測(cè)電路，根據(jù)上述預(yù)定值以上的電平的檢測(cè)，來(lái)檢測(cè)上述合成信號(hào)的相位和振幅；以及控制電路，根據(jù)上述檢測(cè)出的上述合成信號(hào)的相位和振幅來(lái)調(diào)整上述變相器和上述可變振幅部件，使得上述合成信號(hào)的電平小于上述預(yù)定值。
14.如權(quán)利要求6或7所述的前饋放大器，其中，上述信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路還包含壓縮信號(hào)調(diào)整部，控制上述恒定包絡(luò)線生成電路，使得從上述功率合成器分配的上述合成信號(hào)的峰值與平均功率比為預(yù)先設(shè)定的值以下。
15.如權(quán)利要求14所述的前饋放大器，其中，上述壓縮信號(hào)調(diào)整部包含峰值與平均功率比檢測(cè)電路，檢測(cè)分配的上述合成信號(hào)的預(yù)定值以上的峰值與平均功率比；以及控制電路，根據(jù)上述預(yù)定值以上的功率比的檢測(cè)，來(lái)調(diào)整上述變相器及上述可變振幅部件，使得上述功率比小于上述預(yù)定值。
16.如權(quán)利要求2、3、4、8或9中任一項(xiàng)所述的前饋放大器，其中，上述變頻器將上述低頻信號(hào)變頻到與上述輸入信號(hào)不同的頻帶。
17.如權(quán)利要求2、3、4、8或9中任一項(xiàng)所述的前饋放大器，其中，上述變頻器將上述低頻信號(hào)變頻到與上述輸入信號(hào)同一頻帶。
18.如權(quán)利要求1、2、3、4、8、9中任一項(xiàng)所述的前饋放大器，包含產(chǎn)生第1導(dǎo)頻信號(hào)的部件；將第1導(dǎo)頻信號(hào)注入到上述失真檢測(cè)環(huán)的輸入路徑中的部件；插入到上述失真檢測(cè)環(huán)中的第1電可變衰減部件及第1電變相部件；產(chǎn)生第2導(dǎo)頻信號(hào)的部件；插入到上述失真檢測(cè)環(huán)的上述主放大器的路徑中的注入第2導(dǎo)頻信號(hào)的部件；插入到上述失真除去環(huán)中、檢測(cè)上述第1導(dǎo)頻信號(hào)的部件；插入到上述失真除去環(huán)中的第2電可變衰減部件和第2變相部件；插入到上述失真除去環(huán)的輸出路徑中、檢測(cè)上述第2導(dǎo)頻信號(hào)的部件；檢測(cè)上述檢測(cè)出的第1導(dǎo)頻信號(hào)的電平的第1電平檢測(cè)部件；檢測(cè)上述檢測(cè)出的第2導(dǎo)頻信號(hào)的電平的第2電平檢測(cè)部件；以及控制部件，控制上述第1可變衰減部件及第1變相部件，使得上述電平1電平檢測(cè)部件的檢測(cè)電平最小，并且控制上述第2可變衰減部件及第2變相部件，使得上述第2電平檢測(cè)部件的檢測(cè)電平最小。
19.如權(quán)利要求1、2、3、4、8、9中任一項(xiàng)所述的前饋放大器，其中，上述主放大器是飽和放大器。
20.如權(quán)利要求1、2、3、4、8、9中任一項(xiàng)所述的前饋放大器，包含電壓控制部件，進(jìn)行上述主放大器的半導(dǎo)體元件的施加電壓控制。
21.一種功率放大方法，通過(guò)前饋放大器對(duì)輸入的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行功率放大，該前饋放大器具有檢測(cè)失真分量的失真檢測(cè)環(huán)、以及級(jí)聯(lián)連接到上述失真檢測(cè)環(huán)上、進(jìn)行上述失真分量的抵銷(xiāo)的失真除去環(huán)，該方法包含下述步驟(a)將輸入發(fā)送信號(hào)分配給第1線性信號(hào)傳遞路徑和主放大器路徑；(b)將分配給上述主放大器路徑的輸入發(fā)送信號(hào)分配給第2線性信號(hào)傳遞路徑和壓縮信號(hào)生成路徑；(c)根據(jù)分配給上述壓縮信號(hào)生成路徑的信號(hào)來(lái)生成對(duì)分配給上述第2線性信號(hào)傳遞路徑的信號(hào)進(jìn)行恒定包絡(luò)線化的壓縮信號(hào)；(d)對(duì)上述壓縮信號(hào)和上述第2線性信號(hào)傳遞路徑的輸出進(jìn)行功率合成，通過(guò)上述主放大器路徑的主放大器對(duì)合成信號(hào)進(jìn)行功率放大；(e)對(duì)上述主放大器路徑的輸出和上述第1線性信號(hào)傳遞路徑的輸出進(jìn)行功率合成，分配給第3線性信號(hào)傳遞路徑和輔助放大器路徑；(f)通過(guò)對(duì)上述輔助放大器路徑的輸出和上述第3線性信號(hào)傳遞路徑的輸出進(jìn)行功率合成，來(lái)除去經(jīng)過(guò)上述第3線性信號(hào)傳遞路徑的發(fā)送信號(hào)的失真分量，輸出功率放大過(guò)的上述發(fā)送信號(hào)。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其中，上述步驟(c)是下述步驟檢測(cè)分配給上述壓縮信號(hào)生成路徑的信號(hào)的峰值功率，壓縮分配給上述第2線性信號(hào)傳遞路徑的信號(hào)的峰值功率。
23.如權(quán)利要求21所述的方法，其中，上述步驟(c)是下述步驟檢測(cè)分配給上述壓縮信號(hào)生成路徑的信號(hào)的峰值與平均功率比，壓縮分配給上述第2線性信號(hào)傳遞路徑的信號(hào)的峰值與平均功率比。
全文摘要
一種前饋放大器,其中在失真檢測(cè)環(huán)的主放大器輸入端設(shè)有壓縮前饋放大器輸入信號(hào)的功率動(dòng)態(tài)范圍的信號(hào)功率動(dòng)態(tài)范圍壓縮電路,降低主放大器的輸出滿(mǎn)功率補(bǔ)償,從而實(shí)現(xiàn)高效率化。
文檔編號(hào)H03F1/02GK1325182SQ0111768
公開(kāi)日2001年12月5日 申請(qǐng)日期2001年5月16日 優(yōu)先權(quán)日2000年5月18日
發(fā)明者鈴木恭宜, 野島俊雄 申請(qǐng)人:株式會(huì)社Ntt杜可莫