專利名稱：數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字濾波，尤其涉及數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)。
背景技術(shù)：
一些數(shù)字信號處理算法基于頻域內(nèi)的濾波器設(shè)計(jì)。典型的應(yīng)用是用于話音增強(qiáng)的噪聲抑制算法(見[1，2])和用于消除反射信號的非線性處理器。這些濾波器通常十分長，這意味著可能需要在頻域內(nèi)進(jìn)行卷積(濾波)，因?yàn)楹驮跁r(shí)域內(nèi)的卷積相比這比較簡單。因?yàn)橐粸V波的輸入信號一般比濾波器長得多，所需的線性卷積必須由循環(huán)分割的或者塊卷積(見[3])執(zhí)行，以便避免不可接受的延遲與/或復(fù)雜性。
在頻域內(nèi)設(shè)計(jì)的濾波器的問題是，它們是實(shí)值的(real-valued)，這導(dǎo)致一種時(shí)域的表示，其中濾波器的峰值被分裂在濾波的開始和結(jié)束之間(這相當(dāng)于以第零個分量為對稱的濾波器，即一種非物理可實(shí)現(xiàn)的濾波器)。這使得濾波器不適合循環(huán)塊卷積，因?yàn)檫@種濾波器將產(chǎn)生時(shí)間混疊。這個問題可以通過利用跨過一個以上的塊的窗口加權(quán)數(shù)據(jù)來減輕(但是不能消除)不過，這將引起一個塊的延遲，這是不希望的。被分裂的峰值還使得濾波器不合時(shí)域卷積，因?yàn)闉V波器的重要部分是在濾波器的開始和結(jié)尾。這使得難于利用較短的濾波器近似所述濾波器，以便減小時(shí)域卷積的復(fù)雜性。
參考文獻(xiàn)[4]披露了一種從初始的減少長度的離散頻率濾波器響應(yīng)開始的方法(使用Barlett或Welch方法)。減少長度的濾波器響應(yīng)使用減少長度的IDFT被變換到時(shí)域，被循環(huán)地移動而獲得線性相位濾波器，通過零填補(bǔ)而獲得延長的長度，以便避免數(shù)據(jù)混疊，并且使用延長長度的DFT變換而回到頻域。這種方法的缺點(diǎn)在于由于初始的減少長度的濾波器而降低頻率分辨率。
發(fā)明概述本發(fā)明的目的在于提供一種具有改進(jìn)的分辨率的濾波器設(shè)計(jì)方法，該方法能夠避免時(shí)間混疊和由多塊開窗而產(chǎn)生的延遲。
本發(fā)明的目的是通過所附權(quán)利要求實(shí)現(xiàn)的。
簡明地說，本發(fā)明在時(shí)域內(nèi)循環(huán)地移動濾波器，以便使濾波器的峰值回到中心位置，并在峰值周圍應(yīng)用短的窗口，以便提取濾波器的基本部分，并自動獲得零填補(bǔ)。這種方法具有若干優(yōu)點(diǎn)1.所得的零填補(bǔ)的減少長度的線性相位濾波器可用于實(shí)現(xiàn)循環(huán)塊卷積而沒有時(shí)間混疊。
2.如果窗口足夠短，則該卷積也可以在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行。
3.如果需要，所獲得的線性相位濾波器可以被變換成最小相位濾波器，以便減少算法處理延遲。
通過結(jié)合附圖閱讀下面的說明可以更清楚地理解本發(fā)明和本發(fā)明的其它目的及其優(yōu)點(diǎn)，其中圖1是說明采樣序列x[n]的時(shí)間圖；圖2是說明濾波器脈沖響應(yīng)h[n]的時(shí)間圖；圖3是說明時(shí)移濾波器的脈沖響應(yīng)h[n-1]的時(shí)間圖；圖4是說明時(shí)移濾波器的脈沖響應(yīng)h[n-L]的時(shí)間圖；圖5是說明采樣序列x[n]和濾波器脈沖響應(yīng)h[n]的時(shí)間圖；圖6是說明零填補(bǔ)采樣序列x[n]的時(shí)間圖；圖7是說明零填補(bǔ)濾波器脈沖響應(yīng)h[n]的時(shí)間圖；圖8是較長的采樣序列x[n]的時(shí)間圖；圖9是圖8中的采樣序列x[n]用零填補(bǔ)后第一個零填補(bǔ)塊的時(shí)間圖；圖10是圖8中的采樣序列x[n]的第二個零填補(bǔ)塊的時(shí)間圖；圖11是圖8中的采樣序列x[n]的第三個零填補(bǔ)塊的時(shí)間圖；圖12是在所述圖9的第一塊和圖7的零填補(bǔ)濾波器脈沖響應(yīng)之間的卷積的圖的時(shí)間圖；圖13是在所述圖10的二一塊和圖7的零填補(bǔ)濾波器脈沖響應(yīng)之間的卷的圖的時(shí)間圖；圖14是在所述圖11的第三塊和圖7的零填補(bǔ)濾波器脈沖響應(yīng)之間的卷積圖的時(shí)間圖；圖15是說明一個實(shí)值的濾波器傳遞函數(shù)H[k]的頻率圖；圖16是在把圖15的傳遞函數(shù)變換到時(shí)域后的濾波器脈沖響應(yīng)h[n]的時(shí)間圖；
圖17是在循環(huán)移動N/2個采樣之后圖16的濾波器脈沖響應(yīng)的時(shí)間圖；圖18是說明時(shí)間窗口w[n]的時(shí)間圖；圖19是乘以圖18的窗口之后圖17中的濾波器脈沖響應(yīng)的時(shí)間圖；圖20是在循環(huán)移動除去前面的0之后圖19的濾波器脈沖響應(yīng)的時(shí)間圖；圖21是在把圖20的濾波器脈沖響應(yīng)變換到頻域之后獲得的濾波器傳遞函數(shù)F[k]的幅值的頻率圖；圖22是在把圖20的濾波器脈沖響應(yīng)變換到頻域之后獲得的濾波器傳遞函數(shù)F[k]的相位的頻率圖；圖23是在變換為最小相位濾波器之后圖20的濾波器脈沖響應(yīng)的時(shí)間圖；圖24是用于說明按照本發(fā)明的卷積方法的實(shí)施例的流程圖；以及圖25是說明按照本發(fā)明的卷積裝置的實(shí)施例的方塊圖。
詳細(xì)說明因?yàn)榫€性和循環(huán)卷積的概念對于本發(fā)明是重要的，下面參照圖1-14詳細(xì)說明這些概念。
圖1是說明長度為L的短采樣序列x[n]的時(shí)間圖。這個序列與具有圖2所示的脈沖響應(yīng)h[n]的濾波器相卷積。在時(shí)域中線性卷積的定義是(假定是線性非時(shí)變系統(tǒng)) 這個表達(dá)式可以解釋如下1.形成一組依次移位的序列{h[n]，h[n-1]，…，h[n-(L-1)]}，如圖2-4所示。
2.序列x[n]的每一項(xiàng)與相應(yīng)的樣本x
，x[1]，……，x[L-1]相乘。
3.使進(jìn)行過比例運(yùn)算的序列項(xiàng)相加，從而形成圖5所示的卷積。
從上述以及圖5可以清楚地看出，所得的卷積y[n]將具有L+M-1個采樣長度。因而，濾波后的序列y[n]將比只有L個采樣的原始的序列x[n]長。
在上面的說明中假定所述卷積在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行。不過，在頻域內(nèi)進(jìn)行卷積也是可以的，即通過使用離散富氏變換DFT(一般由快速富氏變換FFT實(shí)現(xiàn))把每個序列x[n]，h[n]變換到頻域，使相應(yīng)的的變換彼此相乘，再進(jìn)行離散富氏逆變換IDFT(一般用快速富氏逆變換IFFT實(shí)現(xiàn))變換到時(shí)域，從而獲得y[n]。這樣，在頻域中，卷積可以表示為Y[k]＝X[k]H[k]這種方法被稱為循環(huán)卷積。事實(shí)上，這種方法通常是優(yōu)選的，因?yàn)槠錅p少了卷積的復(fù)雜性，尤其是對于較長的濾波器。不過，利用這種方法具有一些必須要解決的問題1.一般輸入序列x[n]和濾波器序列h[n]具有不同的長度，但是變換后的序列必須具有相同的長度，以便能夠進(jìn)行變換相乘。這個問題可以在執(zhí)行DFT操作之前容易地通過零填補(bǔ)較短的序列直到其具有較長的序列的長度來解決。
2.如上所述，濾波序列y[n]具有L＝M-1個采樣的長度，而輸入序列x[n]只具有L個采樣長度。所述輸出序列的頭M-1個采樣是錯誤的，這是由于在輸出序列中的最后M-1個采樣的重疊(wraparound)而引起的所謂的時(shí)間混疊的緣故(在圖5中的最后M-1個采樣將和頭M-1個采樣相加)。這個結(jié)果被稱為具有混疊的循環(huán)卷積。不過，我們想要的是相當(dāng)于包含y[n]的所有的L+M-1個采樣的線性卷積的循環(huán)卷積。解決這個問題的合適的方法零填補(bǔ)x[n]和h[n]，直到至少達(dá)到y(tǒng)[n]的長度N＝L+M-1，然后進(jìn)行DFT運(yùn)算，如圖6和圖7所示。
圖8是較長的采樣序列x[n]的時(shí)間圖。較長的序列可以使用上面給出的時(shí)域內(nèi)的線性卷積的定義在時(shí)域內(nèi)被濾波。因?yàn)闉V波器一次只能影響有限的(M個)輸入采樣，所以當(dāng)濾波器h[n]通過輸入序列x[n]移動時(shí)，可以快速地計(jì)算y[n]的輸出采樣。因而，只需要x[n]的最后的M個采樣用于計(jì)算y[n]的當(dāng)前值。不過，如果濾波器長，則該方法十分復(fù)雜。在這種情況下，頻域方法將是優(yōu)選的。
在原理上，可以按照上述的方式在頻域中對長的序列濾波。不過，出于實(shí)際的考慮，所述方法通常是不能接受的。例如，考慮到在電話應(yīng)用中的話音采樣序列。一般話音以8000次/秒的采樣速率被采樣。因而，一秒的話音將包含8000個樣本。對于這種大的序列，所需的DFT和IDFT的復(fù)雜性是可觀的。另一個問題是，這種方法將導(dǎo)致不能接受的延遲，因?yàn)樵谶M(jìn)行DFT計(jì)算之前，必須采集整個輸入序列。一種較好的方法是按照重疊存儲或重疊相加方法使用塊卷積。下面參照圖8-14說明重疊相加方法。
按照重疊相加方法，圖8的長的輸入序列x[n]被分為長度為L的塊，如圖9-11所示。每個塊被零填補(bǔ)達(dá)到所需的長度L+M-1(其中M是濾波器長度)。每個零填補(bǔ)塊在頻域內(nèi)利用零填補(bǔ)濾波器(圖7)被卷積，如參照圖6-7所述。這將產(chǎn)生如圖12-14所示的卷積塊。最后，使卷積序列相加，從而形成輸出序列y[n]。應(yīng)當(dāng)注意，在圖12-14所示的重疊區(qū)域通過使由兩個塊卷積獲得的部分結(jié)果相加獲得最后的結(jié)果。這就是被稱為重疊相加的原因。
重疊存儲方法和重疊相加方法類似，不過，在這種情況下，輸入序列x[n]的塊重疊(一個塊的最后采樣和下一個塊的開始的采樣相同)。在頻域卷積之后，每個濾波塊的錯誤的開始M-1個樣本(含有時(shí)間混疊采樣)在塊被重組之前被丟棄。
在一些應(yīng)用中，濾波器被在頻域中確定。例如，在電話應(yīng)用中，通常使用基于頻譜減法的噪聲抑制(見[1，2])。在這種情況下，濾波器由頻率的函數(shù)H(ω)確定H(ω)=(1-δ(Φ^v(ω)Φ^x(ω))α)β]]>其中α，β，δ是常數(shù)， 和 分別是純噪聲和嘈雜話音的功率譜密度的估算。這種表示由以下模型獲得
x[n]＝y(tǒng)[n]+v[n]其中v[n]是噪聲信號，x[n]是嘈雜話音信號，y[n]是所需的話音信號。其中噪聲得到抑制的所需信號y[n]的估算通過對把H(ω)表示的濾波器應(yīng)用于嘈雜信號x[n]而獲得。
其中濾波器被在頻域中確定的應(yīng)用的另一個例子是用于消除反射信號的頻率選擇非線性處理器。在這種情況下，濾波器由以下函數(shù)確定 其中 表示被反射信號污染的信號x[n]的功率譜密度的估算， 表示反射信號e[n]的功率譜密度的估算。該濾波器基于以下的模型x[n]＝y(tǒng)[n]+e[n]其中y[n]是所需的話音信號。通過把H(ω)表示的濾波器應(yīng)用于反射信號污染的信號x[n]，獲得其中消除了反射信號的所需信號y[n]的估算。
在上述的例子中，濾波器由實(shí)值的連續(xù)頻率傳遞函數(shù)H(ω)描述。這個函數(shù)被采樣而獲得離散頻率傳遞函數(shù)H[k]。一般當(dāng)估算是基于參數(shù)估算方法時(shí)執(zhí)行這個步驟。不過，還可以例如通過使用基于周期圖的估算方法直接獲得離散頻率傳遞函數(shù)H[k]。參數(shù)估算方法的優(yōu)點(diǎn)在于，其估算和由基于周期圖的方法得到的估算相比具有較低的偏差。
圖15是說明實(shí)值的離散頻率濾波器傳遞函數(shù)H[k]的例子的頻率圖。圖16是在使用IDFT把圖15的傳遞函數(shù)變換到時(shí)域之后獲得的濾波器脈沖響應(yīng)h[n]的時(shí)間圖。由圖15可見，這個濾波器具有一些不引人注意的特征1.所述濾波器具有全長N，這意味著圖15的已經(jīng)算出的傳遞函數(shù)H[k]被用于頻域卷積必然產(chǎn)生上述的時(shí)間混疊。
2.如果在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行卷積，則該濾波器是不合適的，因?yàn)槠浞逯当环至言跒V波h[n]的開始和結(jié)束之間。這將引入較大的算法處理延遲。
按照本發(fā)明，可以避免這兩個缺點(diǎn)。下面參照圖17-22進(jìn)行解釋。
第一步是把濾波h[n]循環(huán)移動N/2個采樣。這在數(shù)學(xué)上表示為h[n]→h(n+N/2)modn]圖17是在循環(huán)移動N/2個采樣之后圖16的濾波器脈沖響應(yīng)的時(shí)間圖(假設(shè)在本例中N是偶數(shù))下一步是對移動后的濾波器應(yīng)用一個窗口。圖18是說明時(shí)間窗口w[n]的一個例子的時(shí)間圖。在這種情況下，所述窗口是Kaiser窗口(見[5])，其長度為M個采樣(在本例中，假定M是小于N的奇數(shù))。圖19是在乘以圖18的窗口之后圖17的濾波器脈沖響應(yīng)的時(shí)間圖。結(jié)果得到一個前面或后面為0的濾波器u[n]。
最好是前面的0由另一個D個采樣的循環(huán)移動消除，其中D是前面0的個數(shù)。圖20是在循環(huán)移動除去前面0之后圖19的濾波器脈沖響應(yīng)的時(shí)間圖。所得的濾波器f[n]將在n＝0處具有其第一個非0抽樣(tap)，并具有N-M個尾零。
圖21-22說明在圖17-20中進(jìn)行的步驟的結(jié)果。圖21是在把圖20的濾波器脈沖響應(yīng)f[n]變換為頻域之后獲得的濾波器傳遞函數(shù)F[k]的幅值頻率圖。圖22是相應(yīng)的濾波器傳遞函數(shù)F[k]的相位頻率圖。由這些圖可見，實(shí)值濾波器H[k]已經(jīng)被變換為線性相位濾波器F[k](實(shí)際上在圖17的第一次循環(huán)移動之后已經(jīng)獲得線性相位)。
應(yīng)當(dāng)注意，圖20的變換后的濾波器f[n]只具有M個抽樣的有效長度，而其余的N-M個抽樣是0。這個事實(shí)可以從兩方面解釋1.通過結(jié)合重疊相加方法(圖8-14)或重疊存儲方法使用長度為L的塊的循環(huán)卷積可以使用這些0在頻域內(nèi)實(shí)現(xiàn)線性卷積。塊的長度L由如下獲得L≤N-M+12.如果濾波器長度M選擇得足夠小，則可以在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行卷積?，F(xiàn)在考慮GSM系統(tǒng)作為這種處理的例子。這種系統(tǒng)已經(jīng)具有用于進(jìn)行塊卷積的自然塊長度，因?yàn)樵捯舯环殖?60個采樣的幀。因而，一個自然選擇便是一個160個采樣的卷積塊長度L。這導(dǎo)致一個256個采樣的自然FFT長度N，產(chǎn)生97個采樣的最大濾波器長度M(M＜＝N-L+1)。
對于256個采樣的一個卷積塊長度，濾波器長度一般為20-97個濾波器抽樣。對于Kaiser窗口，參數(shù)β一般為2-5。實(shí)驗(yàn)表明，使用具有55個采樣的長度的Kaiser窗口獲得的55個采樣的濾波器長度M和參數(shù)β＝3是一個好的選擇，這甚至使得能夠在時(shí)域內(nèi)使用信號處理器實(shí)現(xiàn)卷積。
圖20說明線性相位濾波器f[n]以(M-1)/2處的峰值為對稱。這將導(dǎo)致半個濾波器長度的算法延遲P。這個算法延遲可以通過把濾波器f[n]轉(zhuǎn)換為最小相位濾波器來減小。最小相位濾波器可以通過使用在[6]中所述的方法由圖20的線性相位濾波器獲得。簡要地說，這個方法由以下的公式開始f(z)=Σk=-nnf[k]zk]]>其中f[k]是被重新確定中心(線性移動)而使其以抽樣0為對稱，而不是如圖20所示以抽樣(M-1)/2為對稱的線性相位濾波器的抽樣。按照頻譜因式分解定理，f(z)也可以被寫成f(z)＝Cg(z)g(z-1)其中C是常數(shù)，g(z)是多項(xiàng)式g(z)＝zn+g1zn-1+…+gn其所有零點(diǎn)都在單位圓內(nèi)。如果g(z)被確定，則可獲得如下作為線性相位濾波器的在頻域內(nèi)具有相同幅值響應(yīng)的最小相位濾波器Cg(z)g(z)
有若干種方法用于從f(z)的系數(shù)確定g(z)的系數(shù)。例如，g(z)可以通過使用Newton-Rapson算法解下面的非線性系統(tǒng)方程來確定 對圖20的線性相位濾波器應(yīng)用因式分解原理得到在頻域內(nèi)具有相同的幅值響應(yīng)(圖21)的最小相位濾波器。在時(shí)域中，圖22的算法延遲P被減小，如圖23所示。
在上面的圖15-23的說明中，假定了某個處理順序。例如，圖17的循環(huán)移動在圖19的窗口處理之前進(jìn)行。不過，如果窗口被相應(yīng)地循環(huán)移動，則這個順序可以顛倒。此外，圖20的循環(huán)移動可以通過把該循環(huán)移動包括在圖17的循環(huán)移動中并相應(yīng)地循環(huán)移動所述窗口而被消除。
在本說明中，使用Kaiser窗口。不過，所有的普通類型的窗口例如Hamming，Hanning，Barlett窗口等都可以使用。甚至可以使用矩形窗口。
圖24是說明按照本發(fā)明的卷積方法的典型的實(shí)施例的流程圖。本實(shí)施例涉及噪聲抑制，并且使用基于重疊相加方法和最小相位濾波的頻域卷積。步S1采集下一個輸入信號塊。步S2使用所述塊由上述的噪聲抑制算法確定傳遞函數(shù)H[k]。步S3使用IFFT把H[k]變換到時(shí)域。步S4把時(shí)域表示循環(huán)移動N/2個采樣，從而產(chǎn)生一個線性相位濾波器。步S5對所述線性相位濾波器應(yīng)用一個窗口而減少其長度。步S6進(jìn)行另一個循環(huán)移動而除去由所述窗口產(chǎn)生的前面的0。步S7把所得的減少長度的線性相位濾波器變換成最小相位濾波器。步S8使用FFT把已被零填補(bǔ)的濾波器和零填補(bǔ)的輸入信號塊變換到頻域。步S9用信號塊變換乘以濾波器變換，以進(jìn)行卷積。步S10使用IFFT把所得結(jié)果變換到時(shí)域。步S11按照圖12-14組合當(dāng)前卷積的塊和先前的塊。此后，算法返回步S1，采集下一個輸入信號塊，并重復(fù)上述的處理。
如果卷積在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行，則步S8-S11由時(shí)域卷積步驟代替。
圖25是按照本發(fā)明的卷積裝置的典型的實(shí)施例的方塊圖。本實(shí)施例適用于執(zhí)行圖24所述的方法。輸入信號x[n]被送到采集并存儲信號塊的緩存器10。一個濾波器設(shè)計(jì)塊使用所述輸入信號塊計(jì)算噪聲抑制濾波器H[k]。一個IFFT塊14把該濾波器變換到時(shí)域。循環(huán)移動塊26使該濾波器的時(shí)間表示循環(huán)移動N/2個采樣。一個窗口塊18對移動后的濾波器應(yīng)用一個窗口。另一個循環(huán)移動塊20從減少長度的濾波器中除去前面的0。最小相位塊22把所述濾波器變換成最小相位濾波器。一個FFT塊把濾波器變換到頻域。所述變換結(jié)果被輸入到乘法塊26。來自緩存器10的輸入信號塊也被輸入到零填補(bǔ)塊20，所述零填補(bǔ)塊對所述輸入信號塊補(bǔ)零，使得達(dá)到L+M-1的長度。使用FFT塊30把零填補(bǔ)塊變換到頻域。變換結(jié)果被送到乘法塊26的另一個輸入。來自乘法塊30的卷積信號塊在IFFT塊32中變換回到時(shí)域。卷積塊的時(shí)間表示被輸送到重疊緩存器34和組合塊36。重疊緩存器34提取接收的信號塊的重疊部分(最后部分)，并輸出先前卷積信號塊的重疊部分。組合塊36把先前塊的重疊部分加到當(dāng)前塊的開頭，并輸出未改變的當(dāng)前塊的其余部分。所得結(jié)果便是卷積的信號y[n]。
一般圖25的方塊由一個或幾個微處理器或微處理器和信號處理器的組合執(zhí)行。
如果卷積在時(shí)域中進(jìn)行，則塊24-26被時(shí)域卷積塊代替。
應(yīng)當(dāng)注意，按照本發(fā)明的典型的實(shí)施例的數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)裝置將包括圖25的塊10-22。在此不再重復(fù)上述的說明。
本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，不脫離由所附權(quán)利要求限定的本發(fā)明的范圍，可以作出各種改變和改型。
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權(quán)利要求
1.一種用于設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器的方法，包括以下步驟確定所需全長數(shù)字濾波器的實(shí)值離散頻率表示；把所述離散頻率表示變換為相應(yīng)的離散時(shí)間表示；其特征在于循環(huán)移動所述離散時(shí)間表示；以及對所述離散時(shí)間表示應(yīng)用一個縮短窗口從而產(chǎn)生零填補(bǔ)的減少長度的濾波器。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，循環(huán)移動所述減少長度的濾波器從而除去前面的0。
3.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述實(shí)值離散頻率表示利用噪聲抑制頻譜減法算法形成。
4.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述實(shí)值離散頻率表示利用用于消除反射信號的頻率選擇非線性算法形成。
5.如前面任何一個權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，所述窗口是Kaiser窗口。
6.如前面任何一個權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，把所述減少長度的濾波器變換成最小相位濾波器。
7.一種數(shù)字卷積方法，包括以下步驟確定所需全長數(shù)字濾波器的實(shí)值離散頻率表示；把所述離散頻率表示變換為相應(yīng)的離散時(shí)間表示；其特征在于循環(huán)移動所述離散時(shí)間表示；對所述離散時(shí)間表示應(yīng)用一個縮短窗口從而產(chǎn)生零填補(bǔ)的減少長度的濾波器；以及利用所述零填補(bǔ)的減少長度的濾波器卷積輸入信號。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，循環(huán)移動所述減少長度的濾波器從而除去前面的0。
9.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，把所述減少長度的濾波器變換成最小相位濾波器。
10.如權(quán)利要求7，8或9所述的方法，其特征在于，使用所述減少長度的濾波器的離散時(shí)間表示在時(shí)域中執(zhí)行卷積步驟。
11.如權(quán)利要求7，8或9所述的方法，其特征在于，利用重疊相加方法，在頻域中執(zhí)行卷積步驟。
12.如權(quán)利要求7，8或9所述的方法，其特征在于，利用重疊存儲方法，在頻域中執(zhí)行卷積步驟。
13.一種數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)裝置，包括用于確定所需全長數(shù)字濾波器的實(shí)值離散頻率表示的裝置(12)；用于把所述離散頻率表示變換為相應(yīng)的離散時(shí)間表示的裝置(14)；其特征在于用于循環(huán)移動所述離散時(shí)間表示的裝置(16)；和用于對所述離散時(shí)間表示應(yīng)用一個縮短窗口從而產(chǎn)生零填補(bǔ)的減少長度的濾波器的裝置(18)。
14.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于，用于循環(huán)移動所述減少長度的濾波器從而除去前面的0的裝置(20)。
15.如權(quán)利要求13或14所述的裝置，其特征在于，所述窗口應(yīng)用裝置(18)執(zhí)行Kaiser窗口。
16.如權(quán)利要求13-15任何一個所述的裝置，其特征在于，用于把所述減少長度的濾波器變換成最小相位濾波器的裝置(22)。
17.一種數(shù)字卷積裝置，包括用于確定所需全長數(shù)字濾波器的實(shí)值離散頻率表示的裝置(12)；用于把所述離散頻率表示變換為相應(yīng)的離散時(shí)間表示的裝置(14)；其特征在于用于循環(huán)移動所述離散時(shí)間表示的裝置(16)；用于對所述離散時(shí)間表示應(yīng)用一個縮短窗口從而產(chǎn)生零填補(bǔ)的減少長度的濾波器的裝置(18)；以及用于利用所述零填補(bǔ)的減少長度的濾波器卷積輸入信號的裝置(24-36)。
18.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，用于循環(huán)移動所述減少長度的濾波器從而除去前面的0的裝置(20)。
19.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，用于把所述減少長度的濾波器變換成最小相位濾波器的裝置(22)。
20.如權(quán)利要求17，18或19所述的裝置，其特征在于，用于使用所述減少長度的濾波器的離散時(shí)間表示在時(shí)域中執(zhí)行卷積步驟的裝置。
21.如權(quán)利要求17，18或19所述的裝置，其特征在于，用于利用重疊相加裝置，在頻域中執(zhí)行卷積步驟的裝置(24-36)。
22.如權(quán)利要求17，18或19所述的方法，其特征在于，利用重疊存儲方法，在頻域中進(jìn)行卷積的步驟的裝置。
全文摘要
一種數(shù)字卷積裝置,包括:用于確定所需數(shù)字濾波器的實(shí)值離散頻率表示的裝置(12),用于把所述離散頻率表示變換為相應(yīng)的離散時(shí)間表示的裝置(14),用于循環(huán)移動所述離散時(shí)間表示的裝置(16)和用于對所述離散時(shí)間表示應(yīng)用一個窗口從而產(chǎn)生零填補(bǔ)的減少長度的濾波器的裝置(18)和用于利用所述零填補(bǔ)的減少長度的濾波器卷積輸入信號的裝置(24－36)。
文檔編號H03H17/02GK1372718SQ0081253
公開日2002年10月2日 申請日期2000年8月23日 優(yōu)先權(quán)日1999年9月7日
發(fā)明者A·艾利松 申請人:艾利森電話股份有限公司