專利名稱：∑－△調(diào)制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及根據(jù)權(quán)利要求1和11所述的一種∑-Δ調(diào)制器，以及根據(jù)權(quán)利要求13和14所述的一種∑-Δ調(diào)制器的應(yīng)用。
∑-Δ轉(zhuǎn)換器已經(jīng)日益普及，特別是在音頻應(yīng)用領(lǐng)域內(nèi)。
然而，∑-Δ調(diào)制器的一個問題是，難以滿足對高分辨率、高動態(tài)范圍和低噪聲的日益增長的要求。由此導(dǎo)致技術(shù)開發(fā)集中在∑-Δ概念的的十分復(fù)雜的演變上，例如高階反饋環(huán)路以及多位反饋。伴隨著這種普遍采用的技術(shù)、特別是多位技術(shù)的一個問題就是，它損害了例如線性度，使得這種技術(shù)難以適用于高速反饋環(huán)路，除非對多位反饋信號進(jìn)行非常細(xì)心的匹配。再回到高階∑-Δ轉(zhuǎn)換器的問題上來，其基本技術(shù)涉及在不損害線性度的前提下，使信號頻帶的范圍內(nèi)信號噪聲最小。然而一個嚴(yán)重的問題是，轉(zhuǎn)換器的噪聲隨著動態(tài)范圍的增加而增加，因而直接的響應(yīng)就是增加轉(zhuǎn)換器的階數(shù)。
本發(fā)明的一個目標(biāo)就是，保持∑-Δ轉(zhuǎn)換器的各項(xiàng)有利的特征，與此同時，降低主要噪聲。
基本上，由于本發(fā)明引入了一個非固定的Δ數(shù)值，及其導(dǎo)致的可變的量化噪聲，所以本發(fā)明在∑-Δ轉(zhuǎn)換器的領(lǐng)域中引入了一種新方法。在需要大的動態(tài)范圍的情況下，即使量化噪聲相當(dāng)高，它仍然是可以接受的。
另一方面，若信號電平很低，則為了降低量化噪聲，可以降低量化電平Δ。
本發(fā)明的一個基本方法就是，低的信號電平變化隱含著對低噪聲的非常嚴(yán)格的要求，而由于有用信號掩蓋了噪聲，所以輸入信號電平的顯著變化可以降低對低噪聲的要求。
應(yīng)當(dāng)引起注意的是，總的RMS噪聲是Δ數(shù)值，即反饋調(diào)制環(huán)路的量化電平的一個函數(shù)，因而，Δ對輸入信號的適應(yīng)將降低所引起的噪聲。
還應(yīng)當(dāng)引起注意的是，本發(fā)明的技術(shù)基本上在整個動態(tài)范圍內(nèi)都能提供線性度。
特別是，應(yīng)當(dāng)引起注意的是，根據(jù)本發(fā)明的一個1階1位∑-Δ轉(zhuǎn)換器能像規(guī)則的1位轉(zhuǎn)換器那樣保持線性度，同時仍然獲得可變的范圍。
還應(yīng)當(dāng)引起注意的是，在∑-Δ調(diào)制器中的Δ表示在反饋環(huán)路中的模擬的量化步進(jìn)大小。
根據(jù)本發(fā)明，Δ定義了∑-Δ轉(zhuǎn)換器中的模擬反饋的模擬的步進(jìn)大小。
若如權(quán)利要求2所述，基于輸入和/或輸出信號的一個測量周期(MP)的測量結(jié)果來建立Δ，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的優(yōu)選實(shí)施例。
當(dāng)在一個周期上進(jìn)行測量時，就就能實(shí)現(xiàn)可靠的調(diào)制器的概念。當(dāng)然，測量周期應(yīng)當(dāng)適應(yīng)于關(guān)于輸入信號的形式和內(nèi)容的知識。在一個例如GSM那樣的移動通信系統(tǒng)中，這個周期可以例如等于一個TDMA時隙的長度，即，典型地大于1ms，而基帶則處于200-1000kbit/s的量級之中。
當(dāng)在一段時間內(nèi)，將Δ適應(yīng)于輸入信號的變化時，例如，若該信號顯著地發(fā)生變化，則有可能保持高的Δ，同時令因飽和而產(chǎn)生的失真保持低的數(shù)值。相應(yīng)地，當(dāng)希望小的信號變化時，Δ可以保持低的數(shù)值，由此以一種簡單的方式使量化噪聲顯著地最小化。
若如權(quán)利要求3所述，輸入和/或輸出信號的所述測量周期(MP)是固定的，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
如權(quán)利要求4所述，輸入和/或輸出信號的所述測量周期(MP)為577μs，對應(yīng)于在GSM系統(tǒng)中的一個TDMA時隙，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
應(yīng)當(dāng)引起注意的是，對于用編碼方法建立的一組有些保守的信號來說，此項(xiàng)技術(shù)是非常有吸引力的。因此，GSM在一段相當(dāng)長的時間內(nèi)是保守的，并且根據(jù)本發(fā)明的∑-Δ調(diào)制器可以容易地適應(yīng)于并且有利地應(yīng)用于各種GSM系統(tǒng)之中。
如權(quán)利要求5所述，上一個時隙的功率電平是一項(xiàng)測量參數(shù)，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
特別是，因?yàn)樵贕SM系統(tǒng)中，一個時隙的功率電平通常差不多保持恒定。
如權(quán)利要求6所述，在測量周期以內(nèi)Δ是恒定的，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
應(yīng)當(dāng)說明的是，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的∑-Δ調(diào)制器適應(yīng)于各輸入信號的各信號成分的一個周期，而不是對一個特定的離散的模擬輸入數(shù)值進(jìn)行離散的搜索。當(dāng)在一個比輸入信息速率更長的時間周期內(nèi)進(jìn)行測量、并且在一段時間內(nèi)保持已適應(yīng)的Δ數(shù)值時，轉(zhuǎn)換器在整個動態(tài)范圍內(nèi)都能提供高的線性度，由此導(dǎo)致動態(tài)范圍的增加。
如權(quán)利要求7所述，所述測量周期(MP)大于輸入信息速率(PI)，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
如權(quán)利要求8所述，根據(jù)一個當(dāng)前測量的輸出信號以及至少一個先前測量的輸出信號來建立一個當(dāng)前的Δ，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
如權(quán)利要求9所述，所述時間周期適應(yīng)于人耳的時間常數(shù)，由于在一段時間內(nèi)轉(zhuǎn)換器的輕微的過驅(qū)動是可以接受的，特別是在音頻領(lǐng)域內(nèi)，所以就能實(shí)現(xiàn)∑-Δ轉(zhuǎn)換器的非常有吸引力的和有利的性能品質(zhì)。這是由于，因當(dāng)前的Δ數(shù)值太小而導(dǎo)致的轉(zhuǎn)換器的短時過驅(qū)動將不會被人耳所識別。
優(yōu)選的時間周期將小于20ms，最好是大約10ms。
應(yīng)當(dāng)引起注意的是，適應(yīng)于測量周期的時間常數(shù)當(dāng)然還可以再短一些，只要整個調(diào)制器的范圍能保證在人耳識別任何失真之前，該Δ數(shù)值已經(jīng)適應(yīng)于輸入信號電平。整個周期可以例如包括一些測量周期，或者一系列的測量周期。
如權(quán)利要求10所述的(∑-Δ調(diào)制器含有)至少一個反饋環(huán)路，所述至少一個反饋環(huán)路具有Δ的一個模擬的步進(jìn)大小，所述Δ是可變的，并且適應(yīng)于該輸入和/或輸出信號，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
如權(quán)利要求11所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，使用至少一種算法，使得Δ分別適應(yīng)于輸入和/或輸出信號，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
與本發(fā)明相聯(lián)系的字眼“算法”可以被定義為將一個或多個輸入和/或輸出信號轉(zhuǎn)換為一個Δ的任何步驟或規(guī)則。算法的一個實(shí)例就是一項(xiàng)或多項(xiàng)數(shù)學(xué)公式。另一個實(shí)例可能是含有每一個輸入和/或輸出信號的各項(xiàng)數(shù)值的一個表格或一份記錄，這里，至少在兩個信號之間發(fā)生一種處理形式，以便導(dǎo)出一個或多個Δ數(shù)值。
如權(quán)利要求12所述，當(dāng)前時間測量周期k的已建立的Δk被確定為Δk＝max({Uk-1})1，5其中，{Uk-1}是前一個測量周期中的幅度樣本的一個集合，就能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的一個更加有利的實(shí)施例。
由于因子1，5允許在飽和之前還有3dB的裕度，所以這是特別有利的。
附圖下面，將參照諸附圖對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明，在諸附圖中

圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)的一種∑-Δ調(diào)制器，圖2a和2b示出了現(xiàn)有技術(shù)的1位∑-Δ調(diào)制器的輸出，圖3a和3b示出了一個多電平的現(xiàn)有技術(shù)的∑-Δ調(diào)制器的輸出，圖4a和4b示出了根據(jù)本發(fā)明的一種1位∑-Δ調(diào)制器的輸出，圖4c示出了根據(jù)本發(fā)明的1位量化方法，圖5a和5b示出了根據(jù)本發(fā)明的一種1位量化方法，圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的一種∑-Δ轉(zhuǎn)換器，以及圖7示出了根據(jù)本發(fā)明的多個測量周期。
詳細(xì)說明圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)的1階1位∑-Δ調(diào)制器的基本特性。
為了說明本發(fā)明的目的，下面將詳細(xì)說明現(xiàn)有技術(shù)調(diào)制器的功能。
∑-Δ調(diào)制器包括一個用于模擬輸入x(t)的輸入端。在求和單元11中。該輸入信號跟一個反饋信號相加。所得到的和被送到一個采取積分器12形式的模擬濾波器。積分器的輸出經(jīng)由量化器13被送往一個數(shù)字輸出y(n)。
數(shù)字輸出信號經(jīng)由一個1位D/A轉(zhuǎn)換器14被反饋到求和單元11，隨后從輸入信號中將其減去。接著，相減后的差信號在積分器12中進(jìn)行積分，即，介于反饋信號與輸入信號之間的差值將被積分，等等。
基本上，∑-Δ調(diào)制器以非常高的采樣率、按照低的1位的分辨率對模擬信號進(jìn)行數(shù)字化。
為了在調(diào)制器的工作頻率范圍內(nèi)降低噪聲，當(dāng)前的過采樣技術(shù)將已出現(xiàn)的量化噪聲擴(kuò)散到一個更寬的頻譜之上。接著，一個數(shù)字低通濾波器可以去除量化噪聲的主要部分，并且最后，在調(diào)制器的數(shù)字輸出端，該信號可以得到提煉。這些技術(shù)在業(yè)界中是眾所周知的。
而且，現(xiàn)有技術(shù)的∑-Δ調(diào)制器涉及一種噪聲抑制裝置，所謂的噪聲頻譜成型裝置以這樣一種方式來修改已出現(xiàn)的噪聲的形狀，使得噪聲在頻域上是不均勻的。更具體地說，可以在沒有低通濾波器域的前提下，去除量化噪聲的主要部分。因而，借助于上述的數(shù)字濾波器，就能輕而易舉地去除噪聲的主要部分。這些技術(shù)在業(yè)界中也是眾所周知的，同時也是高階∑-Δ調(diào)制器的一個主要方面。一種合理的假設(shè)就是用高階調(diào)制器來改進(jìn)噪聲頻譜成型的質(zhì)量。
所示的現(xiàn)有技術(shù)∑-Δ調(diào)制器具有一個1階反饋環(huán)路，并且按照它的最原始的形式得益于這種噪聲頻譜成型方法。
所示的∑-Δ轉(zhuǎn)換器的一個問題仍然是，在某些情況下，這種噪聲，例如上述的Δ2/12有效值噪聲，在工作頻譜范圍內(nèi)變?yōu)槠鹬渥饔玫摹?br> 借助于圖2可以說明這個問題，該圖表示作為對一個鋸齒波輸入的響應(yīng)的上述1階∑-Δ調(diào)制器的輸出。
在圖2a中，一個模擬輸入信號x(t)在兩個電平±Δ/2之間被調(diào)制。
顯而易見，若鋸齒波x(t)表示一個具有非常高的動態(tài)范圍的輸入信號，則量化噪聲可能變?yōu)楹苤匾?，因?yàn)榭偟摩?/12有效值噪聲按照Δ的平方關(guān)系來增加。
在∑-Δ轉(zhuǎn)換器中，在噪聲抑制領(lǐng)域內(nèi)兩個主流問題之一就是上述的噪聲頻譜成型技術(shù)涉及高階反饋環(huán)路。高階∑-Δ調(diào)制器將上述量化噪聲的一個更大的部分分配到感興趣的頻帶以外。這種技術(shù)的一個問題仍然是，高階調(diào)制器環(huán)路難以分析和穩(wěn)定。高于2階的環(huán)路一般來說難以穩(wěn)定，并且簡單的線性模型不再精確。在這種技術(shù)的范圍內(nèi)，一般地難以獲得廉價(jià)的調(diào)制器。
另一項(xiàng)技術(shù)以基本上不同的方法來處理上述問題，技術(shù)上的努力集中在降低總的量化噪聲，而不是將噪聲移動到其他頻譜成分那里去。
此項(xiàng)技術(shù)包括多電平量化，其結(jié)果是使量化噪聲最小化。
圖2b說明上述的飽和問題，因?yàn)檩斎胄盘杧(t)現(xiàn)在已經(jīng)傾斜并且使輸入端受到過分驅(qū)動。過分驅(qū)動的情況用箭頭Sat來表示。
圖3a表示由一個模擬的鋸齒波輸入信號x(t)來饋送的一個多電平的這樣一種∑-Δ調(diào)制器的輸出的一個實(shí)例。
若一個信號超過某個最大電平，則可以在其他各量化電平之間來實(shí)現(xiàn)量化。多電平∑-Δ調(diào)制器基本上在整個動態(tài)范圍內(nèi)提供具有相對小的量化電平Δ的可能性。
上述多電平技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是，在整個動態(tài)范圍內(nèi)，相對小的量化電平Δ直接地影響并降低總的噪聲。
上述技術(shù)的另一個問題仍然是，建立各量化電平的D/A轉(zhuǎn)換器引入了嚴(yán)重的微分的和積分的非線性。當(dāng)細(xì)心地確定范圍以及校準(zhǔn)到一定程度，這種非線性就能得到補(bǔ)償，但是，應(yīng)當(dāng)引起注意的是，由于過采樣，多電平量化必須建立在非常高的頻率之上，所以這種技術(shù)將永遠(yuǎn)不能滿足∑-Δ概念的需求，而且，圖3b表示被輸入信號x(t)過分驅(qū)動的一個調(diào)制器的方法。它所導(dǎo)致的飽和還是用箭頭Sat來表示。
圖4a和4b表示，當(dāng)調(diào)制器被饋送以對應(yīng)于圖2a，2b，3a和3b的信號x(t)的模擬鋸齒信號時，根據(jù)本發(fā)明的∑-Δ調(diào)制器的輸出。
當(dāng)在一段時間內(nèi)，令Δ適應(yīng)于輸入信號的變化時，例如，若該信號顯著地發(fā)生改變，則有可能保持高的Δ，同時令因飽和而引起的失真保持低的數(shù)值。相應(yīng)地，當(dāng)希望得到小的信號變化時，Δ可以保持低的數(shù)值，這樣一來，就以一種簡單的方式使量化噪聲顯著地最小化。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)到圖4c，圖4a和4b的量化方法已經(jīng)做了說明。Δ＝1表示根據(jù)圖4b的Δ的可變設(shè)置，并且Δ＝1/2表示根據(jù)圖4a的Δ的可變設(shè)置。
圖5a和5b表示在根據(jù)本發(fā)明的多(電平)調(diào)制器中，Δ的可變設(shè)置。
圖5a表示具有3位分辨率的多電平調(diào)制器，3位對應(yīng)于8種可能的量化分層。這些量化分層被表示于垂直軸上。介于各量化分層之間的距離被確定為Δ/2n，這里n表示位數(shù)。若假定Δ＝1，則由于位數(shù)為3，所以介于兩個分層之間的距離為1/8。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)到圖5b，根據(jù)一種應(yīng)用的自適應(yīng)算法，Δ已經(jīng)被修改為數(shù)值Δ＝1/2。因而，將根據(jù)Δ來修改步進(jìn)大小?，F(xiàn)在，介于兩個電平之間的距離為1/16。
應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的Δ自適應(yīng)方法可以同等地應(yīng)用于1位和多位的∑-Δ調(diào)制器。
圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的1階∑-Δ轉(zhuǎn)換器的原理。
本來，應(yīng)當(dāng)強(qiáng)調(diào)指出，所示出的本發(fā)明的實(shí)施例僅針對幾類∑-Δ調(diào)制器中能利用本發(fā)明的講授內(nèi)容的一類。因此，根據(jù)本發(fā)明的Δ的自適應(yīng)方法可以被用于，例如，高階∑-Δ轉(zhuǎn)換器和/或多電平∑-Δ調(diào)制器。
∑-Δ調(diào)制器包括一個用于模擬輸入x(t)的輸入端。在求和單元61中，輸入信號跟反饋信號相加。所得到的和被送往采取積分器62形式的一個模擬濾波器。積分器的輸出經(jīng)由一個電平控制的量化器63被送往一個數(shù)字輸出端y(n)。電平控制的量化器基于輸入信號建立一種自適應(yīng)的反饋量化過程。在本例中，一個自適應(yīng)控制器65基于例如一個測量周期內(nèi)的平均有效值來建立調(diào)制器電路的輸入信號的一個測量(結(jié)果)。每一次測量結(jié)果被暫時地存儲，并且每一個當(dāng)前測量值都跟前一個周期的先前測量值進(jìn)行比較。應(yīng)當(dāng)注意的是，測量周期大于輸入信息速率，或者，換句話說，它應(yīng)當(dāng)比輸入信號周期(1/f)來得長。比信息速率大100倍的一個時間周期足以保證∑-Δ調(diào)制器良好的線性特性。這個時間周期典型地是1ms或者更長一些，而基帶比特率則處于200-1000kbit/s的范圍內(nèi)。而且，這個過采樣比將縮小在線性度方面自適應(yīng)降低的影響。在一個GSM系統(tǒng)中，通過使用來自上一個時隙的功率電平作為自適應(yīng)參數(shù)，就能做到這一點(diǎn)。這歸因于這樣一個事實(shí)，即，一個GSM時隙的功率電平幾乎保持恒定。
應(yīng)當(dāng)注意的是，在整個測量周期中，在量化器64中所建立的Δ被保持為一個常數(shù)。
根據(jù)圖7所示的本發(fā)明的一個實(shí)施例，當(dāng)前時間測量周期k的已建立的Δk可以被確定為Δk＝max({Uk-1})1，5其中，{Uk-1}是上一個測量周期的幅度樣本的一個集合。因子1，5允許在飽和之前有一個3dB的裕量。在一個GSM系統(tǒng)中，577μs的測量周期對應(yīng)于一個TDMA時隙。
應(yīng)當(dāng)注意的是，對于用編碼方法建立的一組有些保守的信號來說，上述技術(shù)是非常有吸引力的。因此，GSM在一段相當(dāng)長的時間內(nèi)是保守的，并且根據(jù)本發(fā)明的∑-Δ調(diào)制器可以容易地適應(yīng)于并且有利地應(yīng)用于各種GSM系統(tǒng)之中。
應(yīng)當(dāng)注意的是，根據(jù)本發(fā)明的∑-Δ調(diào)制器可應(yīng)用于A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器二者。
最后，必須再次強(qiáng)調(diào)指出，根據(jù)本發(fā)明的Δ的自適應(yīng)建立可以不僅應(yīng)用于1階1位∑-Δ調(diào)制器。相反，可以將高階∑-Δ調(diào)制器跟多位∑-Δ調(diào)制器的優(yōu)點(diǎn)組合在一起，由此實(shí)現(xiàn)噪聲頻譜成型、線性度和噪聲抑制的協(xié)同配合。
權(quán)利要求
1.∑-Δ調(diào)制器，其中，Δ差分適應(yīng)于輸入和/或輸出信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，基于輸入和/或輸出信號的一個測量周期(MP)的測量結(jié)果來建立Δ。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，輸入和/或輸出信號的所述測量周期(MP)是固定的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，輸入和/或輸出信號的所述測量周期(MP)為577μs，對應(yīng)于GSM系統(tǒng)中的一個TDMA時隙。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，上一個時隙的功率電平是一項(xiàng)測量參數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至5所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，在測量周期(MP)期間，Δ被保持為一個常數(shù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至6所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，所述測量周期(MP)大于一個輸入信息速率(PI)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至7所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，根據(jù)一個當(dāng)前測量的輸出信號以及至少一個先前測量的輸出信號來產(chǎn)生一個當(dāng)前的Δ。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至8所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，所述時間周期適應(yīng)于人耳的時間常數(shù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求1至9所述的∑-Δ調(diào)制器包括至少一個反饋環(huán)路，所述至少一個反饋環(huán)路具有Δ的一個模擬的步進(jìn)大小，所述Δ是可變的，并且適應(yīng)于輸入和/或輸出信號。
11.∑-Δ調(diào)制器，其中，通過使用至少一種算法，使得Δ差分適應(yīng)于輸入和/或輸出信號。
12.根據(jù)權(quán)利要求1至10或11所述的∑-Δ調(diào)制器，其中，一個當(dāng)前時間測量周期k建立的Δk被確定為Δk＝max({Uk-1})1，5其中，{Uk-1}是前一個測量周期的幅度樣本的一個集合。
13.根據(jù)權(quán)利要求1至12所述的∑-Δ調(diào)制器在一個音頻應(yīng)用中的應(yīng)用。
14.根據(jù)權(quán)利要求1至12所述的∑-Δ調(diào)制器在諸如一個移動電話機(jī)的一個通信設(shè)備中的應(yīng)用。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種自適應(yīng)的差分∑－Δ調(diào)制器,其中,Δ適應(yīng)于輸入和/或輸出信號?；旧?由于本發(fā)明引入了非固定的Δ數(shù)值及其導(dǎo)致可變的量化噪聲,所以本發(fā)明在∑－Δ轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域引入了一種新方法。
文檔編號H03M3/00GK1360759SQ00810110
公開日2002年7月24日 申請日期2000年7月10日 優(yōu)先權(quán)日1999年7月9日
發(fā)明者托爾本·阿姆托夫特 申請人:特利泰爾R&D丹麥有限公司