0M的輸出電壓在dq坐標(biāo)系下的分量Vcd和Vcq作為控制量，則由公式
可以看出，通過控制Vd和v。講大小就能調(diào)節(jié)STATC0M 與電網(wǎng)有功和無功功率的交換，從而達(dá)到無功補(bǔ)償?shù)哪康摹?br>[0094] 換流器輸出電壓vq的表達(dá)式為
[0095]
(b；
[0096] 根據(jù)式（6)得到有功、無功電流控制框圖如圖9所示。為了實(shí)現(xiàn)對dq軸解親，本 發(fā)明采取前饋解耦控制策略。其中，將整個變流器的損耗等效為固定電阻R，連接電抗器及 線路電感等效為電感L。
[0103] 則可得到前饋解耦等效控制框圖如圖10所示，將dq坐標(biāo)系下的給定電流和反饋 電流作差，經(jīng)2個PI控制器輸出2個中間變量Xl、x2，從而在dq坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)解耦，最終得 到如圖10所示的基于前饋解耦的雙閉環(huán)STATC0M系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，式（9)中的kpk2為比例 系數(shù)，T2為積分時間。
[0104] 由圖11可以看出，STATC0M系統(tǒng)由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)2部分組成，電壓環(huán)是為 了調(diào)節(jié)直流側(cè)電容電壓，它的結(jié)果作為電流給定值id* ;電流環(huán)過程包括需測得負(fù)載側(cè)的無 功電流，設(shè)定成給定量iq*，逆變器發(fā)出電流經(jīng)dq變換得出電流反饋量再與id*、iq*相比較， 再進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，最后得到STATC0M想要輸出的電壓ved、vcq;
[0105] 所述對第一H橋單元的控制包括利用第一H橋單元增加電平數(shù)，并維持第一H橋 單元電容電壓的穩(wěn)定；
[0106] 將基于前饋解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制策略、基于載波移相的電壓排序控制法以 及增加電平數(shù)的第一H橋單元的控制方法相結(jié)合，構(gòu)成STATC0M無功補(bǔ)償控制器，稱為第一 控制單元；將環(huán)流抑制第二H橋單元對自身電容電壓和抑制系統(tǒng)環(huán)流的控制稱為第二控制 單元。于是可得基于新型拓?fù)涞腟TSTC0M系統(tǒng)總控制策略如圖12所示。
[0107] 對于傳統(tǒng)的MMC，在每相上、下橋臂的半橋單元數(shù)各為n的情況下，同時配合載波 移相調(diào)制技術(shù)，其交流側(cè)的輸出電壓最大電平數(shù)為2n+l個。
[0108] 在新型MMC中，每個橋臂中各加入一個第一H橋單元，它的直流側(cè)電容電壓為半 橋單元直流側(cè)電容電壓的一半，為Vd/2,這樣它的輸出電平數(shù)就為3個，分別為+Vd/2、0 和_Vd/2,配合每個橋臂串聯(lián)的半橋單元就可使輸出電平數(shù)得到拓寬，即在原有的2n+l個電 平數(shù)中間插入了新的2n個電平數(shù)，使電平數(shù)達(dá)到了 4n+l個。
[0109] 在模塊化多電平拓?fù)渲忻總€橋臂會級聯(lián)多個半橋單元，但每個半橋單元的直流電 容電壓是相互獨(dú)立的，在實(shí)際中由于電容波動損耗差異、開關(guān)損耗差異以及驅(qū)動信號差異 等，會造成半橋單元的直流側(cè)電容電壓之間的不平衡，影響模塊化多電平結(jié)構(gòu)的輸出電壓。 為了維持半橋單元電容電壓的均衡，本發(fā)明采用基于CPS-SPWM的半橋單元電容電壓排序 控制策略，從而使半橋單元電容電壓保持穩(wěn)定。
[0110] 基于CPS-SPWM的半橋單元電容電壓排序控制策略是將CPS-SPWM調(diào)制技術(shù)和半橋 單元電容電壓排序法有效的結(jié)合起來，其過程包括：
[0111] ⑴需投入電平數(shù)的確定，其過程如圖4所示
[0112] 首先，利用載波移相調(diào)制技術(shù)將經(jīng)過前饋解耦控制得到的調(diào)制波與每個橋臂的移 相三角載波進(jìn)行比較，得到需要的電平數(shù)N，所述移相三角載波由電容電壓排序單元產(chǎn)生；
[0113] 然后，對得到電平數(shù)N進(jìn)行判斷，得到新的電平數(shù)k;再根據(jù)每個橋臂半橋單元電 容電壓高低排序情況和橋臂電流的流動方向選擇相應(yīng)的k個半橋單元投入；
[0114] ⑵半橋單元電容電壓排序法，流程圖如圖13所示：
[0115] 根據(jù)每個橋臂電流1_的方向進(jìn)行判斷，具體為：
[0116] 當(dāng)igX)時，即橋臂電流對半橋單元電容充電，則根據(jù)半橋單元電容電壓排序結(jié)果 投入電容電壓最低的k個半橋單元，即橋臂電流對這k個半橋單元電容充電使其電壓升高。
[0117] 當(dāng)時，即橋臂電流對半橋單元電容放電，則根據(jù)半橋單元電容電壓排序結(jié)果 投入電容電壓最高的k個半橋單元，即橋臂電流對這k個半橋單元電容放電使其電壓降低。 這樣就實(shí)現(xiàn)了半橋單元電容電壓的平衡。
[0118] 加入第一H橋單元的新型MMC的控制策略框圖如圖14所示：
[0119] (1)首先利用載波移相技術(shù)對調(diào)制信號進(jìn)行逼近，得到電平數(shù)N，然后對電平數(shù)進(jìn) 行判斷。
[0120] 若電平數(shù)N為原有的2n+l個電平，則第一H橋單元不需要投入運(yùn)行，半橋單元需 要的電平數(shù)k=N，根據(jù)電平數(shù)k得到半橋單元的控制信號；
[0121] 若電平數(shù)為新的2n個電平，則第一H橋單元投入運(yùn)行，并通過第一H橋單元控制 模塊得到第一H橋單元的控制信號，同時確定新的電平數(shù)k=N-sign(uh)，然后根據(jù)電平 數(shù)k通過半橋單元控制模塊得到級聯(lián)半橋單元的控制信號。
[0122] (2)由于第一H橋單元的投入和切除要配合串聯(lián)的半橋單元的投入和切除，所以 第一H橋單元的控制方法流程圖如圖5所示：先對流過橋臂的電流和直流側(cè)電容電壓進(jìn)行 檢測，根據(jù)電流方向和當(dāng)前第一H橋單元的直流側(cè)電容電壓的大小得到模塊所需充放電狀 態(tài)，再根據(jù)充放電狀態(tài)及電流方向得到輸出電壓狀態(tài)，進(jìn)而得到第一H橋單元的驅(qū)動信號。 表3為第一H橋單元輸出電壓狀態(tài)判定表。
[0123] 表3第一H橋單元輸出電壓狀態(tài)判定表
[0124]
[0125] 所述對第二H橋單元的控制包括第二H橋單元電容電壓均衡和整個無功補(bǔ)償裝置 的環(huán)流的抑制控制，具體為：
[0126] 新型三相MMC功率拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的等效模型如圖15所示，其中，直流母線電流為id。， 三相上橋臂電流分別為iaP、ibP、irf，三相下橋臂電流分別為iaN、ibN、ieN，三相輸出電流分別 、裏.? ? ? 乃la、lb、
[0127] 下面以a相為例，對新型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理進(jìn)行分析，根據(jù)KCL電路理論可 知，a相輸出電流可表示為
[0128] ia=iaP_iaN (10)
[0129] 設(shè)a相橋臂的環(huán)流為，因上、下橋臂的電路結(jié)構(gòu)相同，則有
[0134] 三相MMC直流母線的電流id。為a、b、c三相環(huán)流之和，即
[0135] idc= 1 dr.a+idr.b+ldr.c (14)
[0136] 由于三相對稱，三相環(huán)流可表示為
[0137]
(15)
[0138] 式中，iz廣是環(huán)流中的二倍頻負(fù)序交流量，其中，j=a,b,c，結(jié)合式（11)、（12)與 (15)可得：
[0139] .
(16)
[0140]
(17)
[0141] 綜合式（16)與（17)，可得a相環(huán)流的二倍頻負(fù)序交流成分為
[0142]
C18)
[0143]MMC系統(tǒng)的功率模塊可等效為可控的電壓源V#其中，j=a,b，c;r=P，N，則a相 上橋輸出電壓VaP和下橋臂的輸出電壓VaN可表不為：
[0146]在圖15的等效模型中，第一H橋單元和第二H橋單元的輸出電壓為分別為VH1j 和VH2j，以直流母線電壓的中點(diǎn)為參考，MMC系統(tǒng)輸出的三相電壓為V,，每個橋臂的電阻都 為Re，根據(jù)KVL電路理論，可以得到
[0151] 由式（23)可以看出，可以通過控制兩個第二H橋單元的輸出電壓之和 (VH2,aP+VH2,aN)大小與電壓差（Ud-VaP-VaN)相等從而達(dá)到消除環(huán)流的目的。
[0152] 將式（22)減去式（21)，可得
[0153]
[0154] 由式（24)可見，第二H橋單元對MMC的輸出電壓幾乎沒有影響，原因有二：首先， 第二H橋單元的輸出電壓等級相對于MMC系統(tǒng)的輸出電壓來說是很小的；其次，控制第二H 橋單元插入每一相上、下橋臂的電壓是相等的，因此式（24)中（VH2iaN-VH2iaP)這一項(xiàng)可近似 看成〇,并不影響系統(tǒng)的輸出電壓。由式（24)可知，通過采用合理的控制策略，控制第二H 橋單元的輸出電壓就可以抑制環(huán)流。
[0155] 圖16為新型MMC系統(tǒng)a相第二H橋單元控制器的原理圖，在抑制環(huán)流的同時實(shí)現(xiàn) 了對H橋單元電容電壓的均衡控制。
[0156] 由圖16可以看出，將每一相環(huán)流與環(huán)流參考值U^f=U/3進(jìn)行比較，得到的結(jié) 果通過比例調(diào)節(jié)形成第二H橋單元的電壓參考值，將這個參考值平均分成2份，分別加在該 相上、下橋臂第二H橋單元的電壓參考，這樣，在消除環(huán)流的同時也將第二H橋單元對MMC 輸出電壓的影響降到最低。
[0157] 第二控制單元在抑制環(huán)流的同時還要維持第二H橋單元電容電壓的均衡。每一相 上、下橋臂第二H橋單元電容電壓的給定值VH,"f與第二H橋單元的實(shí)際電容電壓進(jìn)行比較， 經(jīng)PI控制器，其輸出乘以該橋臂電流的符號函數(shù)，若橋臂電流大于〇,則符號函數(shù)為+1 ;若 橋臂電流小于〇,則符號函數(shù)為-1。最后，將生成的電壓信號與三角載波比較后得到 PWM波，其中r=P，N;驅(qū)動第二H橋單元中相應(yīng)的功率開關(guān)管，對第二H橋單元的電容進(jìn)行 充放電控制，以實(shí)現(xiàn)電容電壓的平衡。
[0158] 控制環(huán)流的第二H橋單元開關(guān)頻率要高于功率模塊的開關(guān)頻率，這樣，環(huán)流控制 器也就是第二控制單元的帶寬高于第一控制單元，從而有效地抑制了主要為二倍頻的負(fù)序 環(huán)流。由于第二控制單元中第二H橋單元的電容電壓額定值較低，其開關(guān)損耗在較高的開 關(guān)頻率下也不會很大。
[0159] 對系統(tǒng)無功補(bǔ)償效果，進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，圖20是電網(wǎng)補(bǔ)償之前a相電壓、電流波 形。從圖中可以看出，補(bǔ)償前電流明顯滯后于電壓，圖21是補(bǔ)償之后a相電壓和電流波形， 相電壓、電流的相位一致?？梢姳景l(fā)明對無功有很好的補(bǔ)償效果。
[0160] 對半橋單元電容電壓均衡效果進(jìn)行分析，圖22為a相上、下橋臂中半橋單元的電 容電壓，可以看到，半橋單元電容電壓均穩(wěn)定在1000V左右，波動在10V左右，說明CPS-SPWM 的半橋單元電容電壓排序法對ST