一種高電能質(zhì)量輸出的電力電子變壓器及其控制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001 ] 本發(fā)明涉及電力設(shè)備技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及電力電子變壓器。
【背景技術(shù)】
[0002] 電力電子變壓器（PowerElectronicTransformer,PET)又被稱為固態(tài)變壓器，是 實(shí)現(xiàn)電壓變換、電氣隔離、無功補(bǔ)償和可再生能源并網(wǎng)接入等多種功能的智能化電力電子 設(shè)備，同時(shí)兼有交直流混合接口和繼電保護(hù)的功能，應(yīng)用前景十分廣闊。低壓配電網(wǎng)系統(tǒng)一 般為三相四線制結(jié)構(gòu)，其負(fù)載多為不平衡非線性混合負(fù)載，這些負(fù)載除了會(huì)產(chǎn)生基波正序 電流外，還會(huì)向系統(tǒng)中注入負(fù)序、零序和諧波電流。而電力電子變壓器可以通過合適控制對(duì) 配網(wǎng)電壓形成支撐作用，抑制負(fù)序、零序和諧波電流對(duì)配電網(wǎng)的影響，同時(shí)還可以省去傳統(tǒng) 配網(wǎng)中的諧波無功補(bǔ)償裝置。針對(duì)不平衡非線性負(fù)載的控制，現(xiàn)有的主流方法是在dq正序 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)化為直流量進(jìn)行控制。經(jīng)過正序坐標(biāo)變換后，正序諧波分量體現(xiàn)為降次的 交流量，負(fù)序基波分量體現(xiàn)為升次的交流量。而傳統(tǒng)的比例積分控制器對(duì)交流量增益有限， 并不能很好的實(shí)現(xiàn)無穩(wěn)態(tài)誤差控制，甚至?xí)档团潆娋W(wǎng)電力電子變壓器的輸出電壓性能。 因此，采用合適的控制策略對(duì)于配電網(wǎng)電力電子變壓器來說是非常重要的，同時(shí)對(duì)于所采 用控制器的參數(shù)進(jìn)行合理的設(shè)計(jì)也成為急需解決的問題。
[0003] 現(xiàn)有的技術(shù)方案一：針對(duì)不平衡非線性混合負(fù)載產(chǎn)生的負(fù)序和諧波分量，通過在 基波電壓電流環(huán)的基礎(chǔ)上，疊加不平衡負(fù)載的負(fù)序控制環(huán)和非線性負(fù)載的諧波補(bǔ)償控制 環(huán)。負(fù)載輸出三相電壓在不同角頻率的dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下經(jīng)過低通濾波器后，可以將基波正 序、負(fù)序和諧波分量全部轉(zhuǎn)換成直流量，可以實(shí)現(xiàn)PI控制器的無靜差控制。另外該控制器 參數(shù)采用先計(jì)算內(nèi)環(huán)PI參數(shù)后外環(huán)PI參數(shù)的方法。但該方案具有以下缺點(diǎn)：（1)使用較 多的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換和低通濾波器會(huì)增加控制的復(fù)雜程度和產(chǎn)生延時(shí)，影響控制精度。（2)控 制器內(nèi)環(huán)和外環(huán)相互關(guān)聯(lián)，單獨(dú)設(shè)計(jì)內(nèi)環(huán)或者外環(huán)參數(shù)不能保證系統(tǒng)的性能。現(xiàn)有的技術(shù) 方案二：針對(duì)不平衡負(fù)載產(chǎn)生的正序、負(fù)序和零序分量，將其轉(zhuǎn)化到a00坐標(biāo)系下仍為交 流量?？梢岳帽壤C振控制器對(duì)交流分量增益大的特點(diǎn)，分別在a軸、0軸和0軸上采 用比例諧振控制器，實(shí)現(xiàn)交流量的無差控制，但該技術(shù)方案具有以下缺點(diǎn)：（1)諧波分量在 a00坐標(biāo)系下仍為同頻次交流量，未考慮非線性負(fù)載的影響。（2)a00軸只采用比例諧 振電壓環(huán)控制器，缺少電流閉環(huán)影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的目的在于克服了上述現(xiàn)有存在問題，提供一種電力電子變壓器輸出級(jí)高 電能質(zhì)量控制策略及其參數(shù)設(shè)計(jì)方法，實(shí)現(xiàn)了對(duì)配電網(wǎng)不平衡和非線性負(fù)載的良好控制性 能。
[0005] 本發(fā)明提供的技術(shù)方案如下：
[0006] -種高電能質(zhì)量輸出的電力電子變壓器，所述的電力電子變壓器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括輸 入級(jí)、中間隔離級(jí)和輸出級(jí)，輸出級(jí)為三相四橋臂結(jié)構(gòu)的逆變器，所述逆變器包括四橋臂逆 變電路和LC濾波電路，所述的四橋臂逆變電路由直流電解電容和八個(gè)帶反并聯(lián)二極管的IGBT構(gòu)成，所述的LC濾波電路由三相LC濾波器和第四橋臂中線電感構(gòu)成，負(fù)載中性點(diǎn)通 過中線電感與第四橋臂中點(diǎn)相連；其特征在于：前三相橋臂的控制電路設(shè)有電壓外環(huán)PIR 控制器和電流內(nèi)環(huán)的PI控制器，第四橋臂的控制電路設(shè)有中線電流的PR控制器。
[0007] 所述輸入級(jí)每相采用級(jí)聯(lián)H橋拓?fù)?，每相?jí)聯(lián)H橋由n個(gè)單相PWM整流模塊組成， 中性點(diǎn)采用星形連接方式。
[0008] 所述中間隔離級(jí)為雙主動(dòng)橋結(jié)構(gòu)。
[0009] 所述輸出級(jí)的控制電路包括：
[0010] 第一采樣電路，用于獲取低壓直流側(cè)母線電壓并將低壓直流側(cè)母線電壓ud。發(fā) 送給DSP核心處理器；
[0011] 第二采樣電路，用于獲取逆變器三相輸出電壓并將三相輸出電壓 11。311。 1)11。(：發(fā)送給05?核心處理器；
[0012] 第三采樣電路，用于獲取逆變器三相電感電流三相負(fù)載電流1。丄丄。和 中線電流in，并將三相電感電流iuWw三相負(fù)載電流中線電流in發(fā)送給DSP 核心處理器；
[0013] DSP核心處理器，用于對(duì)所采集的輸入信號(hào)進(jìn)行控制算法計(jì)算，通過事件管理器中 比較單元輸出PWM驅(qū)動(dòng)脈沖給IGBT驅(qū)動(dòng)單元，同時(shí)對(duì)電氣采樣值進(jìn)行程序保護(hù)；
[0014] IGBT驅(qū)動(dòng)電路，用于接收DSP處理器發(fā)出的PWM脈沖并進(jìn)行信號(hào)放大來驅(qū)動(dòng) IGBT；
[0015] 硬件保護(hù)電路，用于對(duì)相關(guān)電壓電流值進(jìn)行硬件電路保護(hù)，同時(shí)結(jié)合軟件保護(hù)和 IGBT保護(hù)進(jìn)行故障信號(hào)匯總，通過觸發(fā)光耦從而控制主電路二次保護(hù)。
[0016] 所述輸出級(jí)的控制方法步驟包括如下：
[0017] ⑴獲取三相負(fù)載輸出電壓HbU。。、電感電流m、負(fù)載電流丨。丄上及中線 電流in;
[0018] (2)將步驟（1)中的物理量分別通過基波正序dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到其d軸和q軸 分量，即輸出電壓11。^、電感電流和負(fù)載電流i。^;
[0019] (3)逆變器的前三相橋臂采用輸出電壓外環(huán)和電感電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制，以 d軸為例，將步驟（2)中輸出電壓Uc]d與給定值作差，通過外環(huán)PIR控制器得到其內(nèi)環(huán) 電流給定值；接著將其與步驟（2)中電感電流U乍差，通過內(nèi)環(huán)PI控制器得到其d軸電 壓調(diào)制信號(hào)；其中，外環(huán)采用基于2、6倍諧振頻率的比例積分諧振控制器，其傳遞函數(shù)為：
[0020] 式中KpU%分別為比例系數(shù)、積分系數(shù)和諧振系數(shù)，《。為截止頻率，COh為諧振 角頻率，s為微分算子；
[0021] (4)逆變器的第四橋臂采用基于零序不平衡電流的閉環(huán)控制。將步驟（1)中三相 負(fù)載電流1。4。4。。進(jìn)行疊加，取反后得到零序指令電流信號(hào)，將其與步驟（1)中線電感電流 in作差，通過改進(jìn)PR控制器得到第四橋臂的控制信號(hào)；其中改進(jìn)PR控制器的傳遞函數(shù)為：
?式中心、心分別為比例系數(shù)和諧振系數(shù)，《。為截止頻率，《。 為基波角頻率；
[0022] 所述輸出級(jí)的PIR-PI雙閉環(huán)控制器采用分頻段參數(shù)整定方法，參數(shù)設(shè)計(jì)步驟如 下：
[0023] (1)在給定輸入電壓信號(hào)[/：,、負(fù)載電流擾動(dòng)信號(hào)I。,同時(shí)作用下，輸出電壓UJ勺 閉環(huán)傳遞函數(shù)為：
[0024]
[0025] 式中Gv、&分別為電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)控制器傳遞函數(shù)，K_為逆變器等效增益， L和C分別為輸出濾波器的電感和電容值；Hd(s)為電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)，Zd(s)為逆變器的等 效輸出阻抗；
[0026] (2)對(duì)基于電壓電流的雙PI閉環(huán)控制器參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù) 為
K1PK"、K2PK2I分別為電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的比例和積分系數(shù)；
[0027] (3)逆變器輸出LC濾波器諧振角頻率為=I/VZ?"，將內(nèi)環(huán)PI控制器的零點(diǎn)設(shè) 置在濾波器的諧振角頻率處，即有K2I/K2P= ，根據(jù)阻尼系數(shù)|關(guān)系可以計(jì)算出電流內(nèi) 環(huán)PI參數(shù)；
[0028] (4)接著選擇合適的中頻帶寬度h=V%和開環(huán)增益K值，算出電壓外環(huán)PI參 數(shù)；
[0029] (5)對(duì)諧振控制器R的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，利用步驟（5)中選定的電壓環(huán)PI參數(shù)作為 PIR控制器的比例和積分系數(shù)；
[0030] (6)利用根軌跡法分析諧振系數(shù)KRh變化時(shí)對(duì)應(yīng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)極點(diǎn)分布趨勢(shì)情 況，確定諧振系數(shù)KRh的上限取值范圍；
[0031] (7)根據(jù)系統(tǒng)對(duì)穩(wěn)態(tài)誤差的要求，確定諧振系數(shù)KRh的下限取值范圍，從 步驟（1)中輸出電壓的閉環(huán)傳函可知，h次諧波電流處的相對(duì)穩(wěn)態(tài)幅值誤差為
結(jié)合步驟（1)中的逆變器的等效輸出阻抗Zd(s)的 數(shù)學(xué)表達(dá)式，可以得到
：式中 |GPIR(j?h) |和iGjjcoJ|分別為電壓環(huán)PIR和電流環(huán)PI控制器在h次諧波處的增益值；
[0032] (8)將比例積分諧振控制器在諧振頻率coh處的相對(duì)增益作如下簡(jiǎn)化 GPIR(j?h) |~KP+KRh，根據(jù)步驟（7)可得到KRh的下限取值。
[0033]相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明技術(shù)方案帶來的有益效果：
[0034] (1)控制外環(huán)采用比例積分諧振電壓控制器，能有效解決dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下PI控制 器針對(duì)交流量增益有限的問題，減小穩(wěn)態(tài)誤差；控制內(nèi)環(huán)采用比例積分控制器，有效地提高 了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能；
[0035] (2)第四橋臂獨(dú)立采用改進(jìn)比例諧振控制器，能對(duì)基頻不平衡電流進(jìn)行有效控 制；
[0036] (3)控制器參數(shù)利用頻域理論進(jìn)行分頻段整定，計(jì)算結(jié)果簡(jiǎn)單可靠，且無需反復(fù)試 湊，有利于實(shí)際仿真與調(diào)試工作，同時(shí)對(duì)研究控制系統(tǒng)穩(wěn)定性具有一定的指導(dǎo)意義。
【附圖說明】
[0037]圖1是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的逆變器的結(jié)構(gòu)圖；
[0038] 圖2是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的逆變器的控制流程圖；
[0039] 圖3是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的逆變器的控制策略；
[0040] 圖4是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的逆變器控制系統(tǒng)的d軸控制框圖； 圖5是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的對(duì)數(shù)頻率特性曲線； 圖6是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的時(shí)域階躍響應(yīng)曲線； 圖7是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的KRh增大時(shí)的極點(diǎn)分布趨勢(shì)； 圖8是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的系統(tǒng)Bode圖。
【具體實(shí)施方式】
[0041] 下面結(jié)合實(shí)施例對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步說明：
[0042] 本發(fā)明所采取的技術(shù)方案如下：本發(fā)明采用的配電網(wǎng)三相電力電子變壓器主電路 結(jié)構(gòu)包括輸入級(jí)、中間隔離級(jí)和輸出級(jí)三個(gè)部分，所述輸入級(jí)為每相采用級(jí)聯(lián)H橋多電平 結(jié)構(gòu)，連接方式為星形連接；所述中間隔離級(jí)采用雙主動(dòng)橋結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)；所 述輸出級(jí)采用三相四橋臂逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以靈活控制不平衡電流。前三相橋臂采用基 于輸出電壓外環(huán)和電感電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制方法，第四橋臂采用基于中線電感電流的獨(dú) 立控制方法。
[0043] 本發(fā)明以不平衡負(fù)載和常用的開關(guān)電源、變頻器等三相整流型非線性負(fù)載為例， 主要考慮其中主要的5次負(fù)序、7次正序諧波分量，對(duì)于含有其它次諧波的非線性負(fù)載也可 以作類似處理。將輸出電壓中的基波正序、負(fù)序和5、7次諧波分量通過基波正序dq變換得 到的分別是直流分量、2倍基頻和6倍基頻分量。本發(fā)明前三相橋臂采用基于比例積分諧振 的輸出電壓外環(huán)和基于比例積分的電感電流內(nèi)環(huán)控制，第四橋臂采用基于比例諧振的中線 電流獨(dú)立控制方法。同時(shí)利用頻域理論中頻率特性曲線和根軌跡等相關(guān)方法對(duì)控制器參數(shù) 進(jìn)行分頻段整定，滿足穩(wěn)定性的同時(shí)兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差和魯棒性要求。
[0044] 其具體實(shí)施過程為：
[0045] (1)在每個(gè)采樣周期的起始點(diǎn)，DSP(數(shù)字信號(hào)處理器）控制器通過A/D采樣電路 分別對(duì)逆變器三相負(fù)載輸出電壓電感電流負(fù)載電流1。31。4。。及中線電 流1進(jìn)行采樣，并將采樣數(shù)據(jù)送給控制器進(jìn)行處理。
[0046] (2)逆變器采取第四橋臂獨(dú)立控制方式。前三相橋臂選取輸出電壓外環(huán)電感電流 內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，其中電壓外環(huán)采用基于2、6倍諧振頻率的比例積分諧振控制器， 第四橋臂采用基于基波頻率的改進(jìn)PR控制器。
[00