抗擾控制框圖；
[0058] 圖3是本發(fā)明一種并聯(lián)混合型有源濾波系統(tǒng)的控制方法中基于重復(fù)補(bǔ)償?shù)木€性 自抗擾控制的并聯(lián)混合型有源濾波器控制框圖。
[0059] 圖中，1.無(wú)源濾波器，2.有源濾波器，3.非線性負(fù)載，4.交流電網(wǎng)。
【具體實(shí)施方式】
[0060] 下面結(jié)合附圖和【具體實(shí)施方式】對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。
[0061] 本發(fā)明一種并聯(lián)混合型有源濾波系統(tǒng)，以電壓源型逆變器作為其有源部分，以單 調(diào)諧濾波器作為其無(wú)源部分，有源部分與單調(diào)諧濾波器形成混合型有源濾波器，結(jié)構(gòu)如圖1 所示，具體結(jié)構(gòu)為：包括三組分別連接在交流電網(wǎng)4三相線上的無(wú)源濾波器1，三組無(wú)源濾 波器1又均連接至有源濾波器2,交流電網(wǎng)4三相線上還連接有非線性負(fù)載3,無(wú)源濾波器 1包括依次串聯(lián)連接在交流電網(wǎng)4三相線上的電容C和電感L。
[0062] 電壓型逆變器看作一個(gè)理想的電壓U。，諧波源等效為理想電流源L假定逆變器 的開(kāi)關(guān)為理想的開(kāi)關(guān)器件，并聯(lián)混合型有源電力濾波器電路結(jié)構(gòu)可據(jù)下式簡(jiǎn)化為開(kāi)關(guān)結(jié) 構(gòu)，其中u/(j = a、b、c)表示從變壓器側(cè)看進(jìn)去的三相電網(wǎng)電壓等效折算值。
[0063] 本發(fā)明并聯(lián)混合型有源濾波系統(tǒng)的控制方法，基于并聯(lián)混合型有源濾波系統(tǒng)，具 體按照以下步驟實(shí)施：
[0064] 步驟1、建立并聯(lián)混合型有源濾波系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型：
[0065]
[0066] 式⑴中：《為電路電流的角頻率，r為系統(tǒng)的等效電阻值，L為無(wú)源濾波器電感 值，C為無(wú)源濾波器電容值，ia，i b，i。分別為三相網(wǎng)側(cè)電流值，u d。為直流側(cè)電壓值，b awa、bbwb、 hw。表示開(kāi)關(guān)損耗、檢測(cè)誤差以及外部因素對(duì)系統(tǒng)的干擾，u/(j = a、b、c)表示三相電網(wǎng)電 壓等效折算值，SA，sB，Sc表示開(kāi)關(guān)狀態(tài)，Sj(j=A,B,C)取值如下：
[0070] 式⑶中表示采樣時(shí)間，T。為PWM開(kāi)關(guān)周期，d為占空比，m表示采樣點(diǎn)，m = 1，2, 3,…，
[0071] 將式⑶按傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)得：
[0073] 式⑷中，(1」表示占空比，T。為PWM開(kāi)關(guān)周期，
[0074] 在尚開(kāi)關(guān)頻率f下，尚開(kāi)關(guān)頻率f取值范圍為f 3 f。，f。表不開(kāi)關(guān)頻率，忽略s」(j =A，B，C)開(kāi)關(guān)函數(shù)的高頻諧波成分，得到低頻模型按傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)表達(dá)式為：
[0075]
[0076] 式（5)中，r為系統(tǒng)的等效電阻值，L為無(wú)源濾波器電感值，C為無(wú)源濾波器⑴電 容值，b awa、bbwb、b，。表示開(kāi)關(guān)損耗、檢測(cè)誤差以及外部因素對(duì)系統(tǒng)的干擾，u/(j = a、b、c) 表示三相電網(wǎng)電壓等效折算值，sA，sB，sc表示開(kāi)關(guān)狀態(tài)，d」(j = A，B，C)表示占空比，
[0077] 采用三角波調(diào)制，占空比dj(j = A，B，C)滿足下式：
[0079] 式（6)中，Vrj表示調(diào)制波幅值，V tri表示載波幅值，
[0080] 電流跟蹤控制的目的是使有源電力濾波器輸出的補(bǔ)償電流能夠快速準(zhǔn)確的跟蹤 指令電流信號(hào)的變化，是決定有源電力濾波器穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能的一個(gè)關(guān)鍵因素。電流跟蹤 控制方法直接決定了系統(tǒng)的準(zhǔn)確性和快速性，
[0081] 將式（6)代入式（5)，得到式（7):
[0083] 式（7)中，表示三相電流的微分值，r為系統(tǒng)的等效電阻值，L為無(wú)源濾波器電 感值，C為無(wú)源濾波器電容值，表示調(diào)制波幅值，V 表示載波幅值，u /(j = a、b、c)表 示三相電網(wǎng)電壓等效折算值，bjWj表示開(kāi)關(guān)損耗、檢測(cè)誤差以及外部因素對(duì)系統(tǒng)的干擾，U d。 為直流側(cè)電壓，
[0084] 式（7)簡(jiǎn)化為：
[0088] Uj= VrJ,
[0089] 式⑶中的k為擾動(dòng)補(bǔ)償因子，是決定補(bǔ)償強(qiáng)弱的因子，在控制系統(tǒng)中作為可調(diào) 參數(shù)使用，從式（7)看出，fj不僅包含開(kāi)關(guān)損耗、檢測(cè)誤差外部擾動(dòng)信息，還包含與輸出信息 有關(guān)的表征系統(tǒng)內(nèi)部動(dòng)態(tài)特性的信息；
[0090] 步驟2、當(dāng)步驟1對(duì)并聯(lián)混合型有源濾波系統(tǒng)建模結(jié)束后，建立線性自抗擾控制數(shù) 學(xué)模型：
[0091] 采用線性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（Linear Extended State Observer-LESO)和線性狀 態(tài)誤差反饋控制律（Linear State Error Feedback -LSEF)作為一階自抗擾控制器，一階 自抗擾控制器的控制方程有線性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（LESO)方程和線性狀態(tài)誤差反饋控制律 (LSEF)方程，線性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（LESO)方程具體表示為：
[0093] 式（9)中，Z21、Z22為線性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（LESO)方程的兩個(gè)輸出變量，e為誤 差，:^為補(bǔ)償電流信號(hào)，為系統(tǒng)反饋，B pB2為比例系數(shù)，由式（9)知，Z 21跟蹤系統(tǒng)反饋I "， 并作為控制器的電流反饋信號(hào)，Z22被稱(chēng)作擾動(dòng)補(bǔ)償，跟蹤系統(tǒng)總擾動(dòng)a(t)，并被直接引入 線性自抗擾控制器的輸出端，對(duì)系統(tǒng)的擾動(dòng)進(jìn)行前饋補(bǔ)償，
[0094] 線性狀態(tài)誤差反饋控制律（LSEF)表示為：
[0096] 式（10)中，Z11為指令電流信號(hào)，e :為誤差，作為線性狀態(tài)誤差反饋控制律（LSEF) 的輸入，kp為比例系數(shù)，u ^為初始控制量，
[0097] 結(jié)合式（9)和式（10)，得到自抗擾控制器總輸出u，u的表達(dá)式為：
[0098] U= (U0-Z22)/b (11)
[0099] 式（11)中，Utl為初始控制量，b為擾動(dòng)補(bǔ)償因子，
[0100] 由式（9)、式（10)、式（11)知，線性自抗擾控制器的控制過(guò)程中可調(diào)參數(shù)為：LSEF 中的比例系數(shù)k p，LESO中的比例系數(shù)B2，擾動(dòng)補(bǔ)償因子b，控制量u最終作用于被控對(duì) 象；
[0101] 線性自抗擾控制框圖如圖2所示，v(k)為系統(tǒng)給定，Xl(k)是跟蹤微分器安排的過(guò) 渡過(guò)程。Z 1GO^2GO為擴(kuò)張觀測(cè)器對(duì)系統(tǒng)狀態(tài)的估計(jì)量，Z1GO是擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器對(duì) Xl(k) 的觀測(cè)量，z2(k)是擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器對(duì)"總擾動(dòng)"的觀測(cè)量。非線性狀態(tài)誤差反饋控制律輸出 經(jīng)過(guò)受到擾動(dòng)后的"補(bǔ)償"，控制量u(k)最終作用于被控對(duì)象，y(k)為系統(tǒng)實(shí)際輸出，d(k) 是對(duì)系統(tǒng)中各種"擾動(dòng)"的總和，跟蹤微分器能快速無(wú)超調(diào)地跟蹤輸入信號(hào)并給出較好的 微分信號(hào)，避免了由于設(shè)定值突變?cè)斐傻目刂屏康膭×易兓约拜敵隽康某{(diào)；擴(kuò)張狀態(tài) 觀測(cè)器是自抗擾控制器的核心部分，利用它不僅能估計(jì)各個(gè)狀態(tài)變量，還能估計(jì)擾動(dòng)并給 予相應(yīng)補(bǔ)償；來(lái)自跟蹤微分器的輸出與擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器輸出取誤差就得到系統(tǒng)狀態(tài)變量誤 差，這些狀態(tài)變量誤差經(jīng)過(guò)非線性狀態(tài)誤差反饋控制律運(yùn)算后，再加上擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器對(duì) 未知擾動(dòng)估計(jì)的補(bǔ)償量，最終作為被控對(duì)象的控制量。自抗擾控制設(shè)計(jì)控制器具有很大的 靈活性，控制器設(shè)計(jì)不依賴于系統(tǒng)的精確數(shù)學(xué)模型，把復(fù)雜問(wèn)題進(jìn)行了簡(jiǎn)化，另外，由于采 用非線性反饋，即使不使用積分器也可以實(shí)現(xiàn)基本無(wú)靜差，避免了積分反饋的副作用；
[0102] 步驟3、在實(shí)際應(yīng)用中，線性自抗擾控制只能抵消系統(tǒng)的部分非線性，因此無(wú)法實(shí) 現(xiàn)高精度控制，為了提高系統(tǒng)的跟蹤精度，引入重復(fù)控制方法對(duì)輸出進(jìn)行補(bǔ)償，即在步驟2 已經(jīng)建立好的線性自抗擾控制器的基礎(chǔ)上，依據(jù)內(nèi)模原理建立重復(fù)控制補(bǔ)償線性自抗擾控 制模型，重復(fù)控制的基本思想源于控制理論中的內(nèi)模原理，內(nèi)模原理指出，系統(tǒng)可以穩(wěn)態(tài)無(wú) 差地跟蹤指令信號(hào)或抑制干擾信號(hào)的充要條件是穩(wěn)定閉環(huán)回路中包含此指令信號(hào)或干擾 信號(hào)的內(nèi)模，針對(duì)周期為T(mén)的信號(hào)構(gòu)造滿足外激勵(lì)信號(hào)的完全內(nèi)模M f，Mf的表達(dá)式為：
[0104] 為了減小控制作用在高頻段的增益，改善系統(tǒng)的穩(wěn)定性，在系統(tǒng)中引入低通濾波 器Q (s)，完全內(nèi)t旲Mf另與為：
[0108] Tq為濾波器的時(shí)間常數(shù)，將重復(fù)控制算法引入改進(jìn)的自抗擾控制中，對(duì)輸出信號(hào) 進(jìn)行補(bǔ)償，所設(shè)計(jì)的重復(fù)控制補(bǔ)償ADRC的結(jié)構(gòu)如附圖3所示，其中重復(fù)控制補(bǔ)償回路如附 圖3中RC部分所示，
[0109] 建立重復(fù)控制補(bǔ)償線性自抗擾控制模型具體為：給定輸入指令電流信號(hào)1/x，通 過(guò)比較給定1。1和實(shí)際輸出補(bǔ)償電流I c3得出的偏差e k，偏差￡,經(jīng)具有延遲環(huán)節(jié)的低通 濾波器Q1(S) e+得到上一采樣周期的偏差e (k-T)后，經(jīng)過(guò)PID調(diào)節(jié)，最終得到以T為周期 的重復(fù)控制輸出補(bǔ)償信號(hào)Uk。，重復(fù)控制補(bǔ)償線性自抗擾控制模型的表達(dá)式具體如下：
[0111] 式（15)中，為誤差，作為指令電流信號(hào)1>與實(shí)際補(bǔ)償電流1"的差值， e (k-T)為上一周期的誤差，Uk為以T為周期的重復(fù)控制輸出的補(bǔ)償信號(hào)，
[0112] 步驟4、重復(fù)控制可以保證輸出精確跟蹤給定，但消除干擾對(duì)輸出的影響至少需要 一個(gè)周期；自抗擾控制器能夠?qū)Ω櫿`差立即產(chǎn)生調(diào)節(jié)作用，響應(yīng)速度較快，結(jié)合兩種算法 的特點(diǎn)共同作用可以保證系統(tǒng)具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和較高的跟蹤精度，即結(jié)合步驟3 中的重復(fù)控制補(bǔ)償線性自抗擾控制和步驟2中的線性自抗擾控制兩種算法，最終作用于系 統(tǒng)的控制信號(hào)為
[0113] T =Uade^Uec (16)
[0114] 式（16)中，Uadk。為線性自抗擾控制器的輸出信號(hào)，Uadk。為自抗擾控制器總輸出u， %。為重復(fù)控制的輸出補(bǔ)償信號(hào)；
[0115] 步驟5、將以上得出的最終作用于系統(tǒng)的控制信號(hào)T輸入被控對(duì)象中，進(jìn)行控制：
[0116] 將最終作用于系統(tǒng)的控制信號(hào)T，經(jīng)過(guò)三角波調(diào)制后，得到六路脈沖信號(hào)，將六路 脈沖信號(hào)輸入有源濾波器（2)