一種高效率h7型單相非隔離并網(wǎng)逆變器的制造方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及電力電子功率變換領(lǐng)域，尤其涉及一種高效率H7型單相非隔離并網(wǎng) 逆變器。 技術(shù)背景
[0002] 近年來，并網(wǎng)逆變器應(yīng)用于各種不同的場合，從微型逆變器到單相小功率逆變器 再到三相中大功率逆變器，衍生出的各種新型拓撲不盡相同，拓撲結(jié)構(gòu)的性能不僅決定著 整個系統(tǒng)的發(fā)電效率，而且大大影響總體系統(tǒng)的使用壽命和生產(chǎn)成本。為了提高并網(wǎng)逆變 器的效率、可靠性、供電質(zhì)量等性能，各類拓撲結(jié)構(gòu)被相繼提出，從最早的H4、H5到H6,新的 拓撲結(jié)構(gòu)仍然是各國學(xué)者研宄的熱點之一。在保證低漏電流的基礎(chǔ)上提高效率是研宄新型 拓撲的核心目標。并網(wǎng)逆變器具有把直流電轉(zhuǎn)換成符合市電要求的交流電并接入電網(wǎng)的 功能。傳統(tǒng)并網(wǎng)系統(tǒng)中常采用輸出變壓器的隔離型并網(wǎng)逆變器，在電網(wǎng)和直流側(cè)之間產(chǎn)生 電氣隔離，保證人身安全，同時也可以提供電壓匹配和并網(wǎng)電流直流分量抑制，但工頻變壓 器增加了體積、重量和成本，而高頻變壓器又使控制復(fù)雜化，降低了效率。非隔離型并網(wǎng)逆 變器以其效率高、體積小、成本低的優(yōu)勢，在中小功率發(fā)電領(lǐng)域已成為并網(wǎng)逆變器應(yīng)用的主 流。但是，非隔離型并網(wǎng)逆變器因為沒有變壓器，也就沒有變壓器的電氣隔離功能，從而帶 來新的問題，即漏電流問題。漏電流本質(zhì)為共模電流，其產(chǎn)生原因是直流電源和大地之間存 在寄生電容，形成由寄生電容、直流電源和交流濾波器以及電網(wǎng)阻抗組成的共模電流回路。 共模電壓Uc的變化會在寄生電容上產(chǎn)生較大的共模電流Icm。因為對地漏電流即共模電流 的存在，會降低系統(tǒng)效率，損害輸出電能質(zhì)量，增大系統(tǒng)電磁干擾，且對人身造成威脅，形 成安全隱患。而且，對地漏電流太大還會造成交流濾波器的飽和，降低濾波效果，同時也可 能造成并網(wǎng)逆變器的損壞。因此，對非隔離型即無變壓器型并網(wǎng)逆變器，德國VDE-0126-1-1 中規(guī)定其對地漏電流峰值應(yīng)小于300mA。若超過此規(guī)定范圍，漏電流監(jiān)控單元應(yīng)在0. 3s內(nèi) 將并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)脫離。為抵制非隔離型并網(wǎng)逆變器的漏電流，應(yīng)盡量使共模電壓Uc變 化比較小。若能保證共模電壓Uc為一定值，則基本上能夠消除共模電流Icm,即功率器件 采用PWM控制時使得逆變器輸出兩端分別對直流電源負極端的電壓之和為常量，也就是說 A點和B點對N點的電壓之和滿足：Ucm= (UAN+UBN)/2 =常量，即可消除漏電流Icm的危 害。
[0003] 對于普通全橋并網(wǎng)逆變器，在采用雙極性SPWM調(diào)制方式時，這種方法具有非常好 的共模特性，但卻具有相對低的變換效率和較差的并網(wǎng)電能質(zhì)量。在采用單極性SPWM調(diào)制 方式時，具有并網(wǎng)電流脈動量小，易于濾波等優(yōu)點，但卻同時產(chǎn)生了高頻脈動的共模電壓， 具有惡劣的共模特性，使其在非隔離型全橋并網(wǎng)逆變器中直接應(yīng)用受到限制。相關(guān)技術(shù)中， 漏電流的大小與并網(wǎng)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)和調(diào)制方法有關(guān)，不同的拓撲結(jié)構(gòu)和調(diào)制方法對漏 電流的影響很大。在普通全橋拓撲的基礎(chǔ)上構(gòu)造新的續(xù)流回路，可產(chǎn)生一系列新的拓撲結(jié) 構(gòu)，以保證在整個工作過程中共模電壓為常量，消除漏電流的危害。因此，研宄非隔離型并 網(wǎng)逆變器的目的之一就是如何構(gòu)造新的續(xù)流回路，以使逆變器同時具有高的并網(wǎng)電流質(zhì)量 和好的共模特性?；诖?，相關(guān)技術(shù)中提出的H5拓撲，HERIC拓撲，H6型拓撲（附圖三）都 通過構(gòu)造新的續(xù)流通道將漏電流抑制到很低，但是這些拓撲的續(xù)流會經(jīng)過開關(guān)損耗較大性 能較差的體二極管，勢必會降低效率。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提出的一種高效率H7型單相非隔離并網(wǎng)逆變器 能夠在消除漏電流的危害的同時，通過構(gòu)建新的續(xù)流通道不經(jīng)過開關(guān)損耗較大、性能較差 的體二極管從而提高效率。具體技術(shù)方案為：
[0005] 一種高效率H7型單相非隔離并網(wǎng)逆變器，由七個開關(guān)管S1-S7、濾波模塊以及調(diào) 制電路模塊組成。其中，開關(guān)管Sl的漏極和開關(guān)管S2的漏極相連并連接至直流側(cè)正端，開 關(guān)管Sl的源極和開關(guān)管S7的漏極相連并連接到開關(guān)管S5的漏極，開關(guān)管S7的源極和開 關(guān)管S2的源極相連并連接到開關(guān)管S6的漏極，開關(guān)管S5的源極和開關(guān)管S3的漏極相連 并與交流側(cè)的一端相連，開關(guān)管S6的源極和開關(guān)管S4的漏極相連并連接到交流側(cè)的另外 一端，開關(guān)管S3的源極和開關(guān)管S4的源極相連并且連接到直流側(cè)的負端。
[0006] 所述濾波模塊連接在開關(guān)管S5的源極和交流側(cè)；
[0007] 所述調(diào)制電路模塊用于生成七個驅(qū)動信號以分別控制所述七個開關(guān)管S1-S7的 導(dǎo)通和關(guān)斷，以使所述光伏并網(wǎng)逆變器輸出正弦交流并網(wǎng)電流。所述調(diào)制電路模塊為CPLD 控制器，開關(guān)管Sl、S4的柵極接到由正弦波和三角波比較得出的驅(qū)動信號輸出端，開關(guān)管 S2、S3的柵極接到由相位相差180度的正弦波和同一個三角波比較得出的驅(qū)動信號輸出 端；開關(guān)管S5柵極接到在交流側(cè)正半周為1，負半周由開關(guān)管S2、S3驅(qū)動信號經(jīng)過非運算 得到的驅(qū)動信號輸出端；開關(guān)管S6的柵極接到在交流側(cè)正半周由開關(guān)管Sl、S4驅(qū)動信號 經(jīng)過非運算得到，負半周恒為1的驅(qū)動信號輸出端；開關(guān)管S7的柵極接到分別由開關(guān)管S5 負半周驅(qū)動信號和開關(guān)管S6正半周驅(qū)動信號進行與運算得到的驅(qū)動信號輸出端。
[0008] 本發(fā)明提出的新型H7型單相非隔離并網(wǎng)逆變器，是在傳統(tǒng)的H6型單相非隔離逆 變器的基礎(chǔ)上，去除二極管續(xù)流通道，并且在兩個橋臂間嵌入一個新的MOS管S7用來續(xù)流。
[0009] 在每個正弦周期內(nèi)存在四個工作模態(tài)：
[0010] 工作模態(tài)1 :交流側(cè)電壓正半周時，開關(guān)管S5-直導(dǎo)通，以相同信號驅(qū)動S1、S4開 關(guān)，S2、S3常斷。S1、S4導(dǎo)通時，輸入電流經(jīng)S1、S5、濾波電感、S4構(gòu)成回路。
[0011] 工作模態(tài)2 :S1、S4關(guān)斷，S6、S7開通，輸入電流經(jīng)過S5、濾波電感、S6、S7構(gòu)成回 路。
[0012] 工作模態(tài)3 :負半周工作時，開關(guān)管S6 -直導(dǎo)通，以相同信號驅(qū)動S2、S3開關(guān)，S1、 S4常斷。S2、S3導(dǎo)通時，輸入電流經(jīng)過S2、S6、濾波電感、S3構(gòu)成回路。
[0013] 工作模態(tài)4 :S2、S3關(guān)斷，S6、S7導(dǎo)通，電流經(jīng)過濾波電感S5、S7、S6構(gòu)成回路。
[0014] 進一步的，出于對關(guān)閉或?qū)ㄆ骷桦妷旱目紤]，所述開關(guān)管S1-S7選用N溝道 增強型MOSFET。
[0015] 進一步的，所述開關(guān)管S1-S7的漏極和源極都連接一個續(xù)流二極管，用于提高開 關(guān)速度，維持續(xù)流，防止關(guān)閉電源時反向擊穿。
[0016]進一步的，所述濾波模塊為電感Ll、電容Cl、電感L2依次串聯(lián)連接。
[0017] 進一步的，所述CPLD控制器采用MAX7000S，性能較好，價格相對