本發(fā)明屬于電力電子領域，尤其是涉及一種冗余容錯pwm調制方法及基于該方法的模塊化串聯(lián)逆變器。

背景技術：

近幾十年，伴隨著電力電子技術的飛速發(fā)展，基于全控性功率開關器件如igbt的電壓源換流器(voltagesourceconverter，vsc)在電力系統(tǒng)中應用廣泛，其中多電平變換器具有輸出電壓諧波含量低、開關損耗小、所適用的電壓等級高等特點，在大功率場合如高壓直流輸電(high-voltagedirectcurrent，hvdc)、中高壓電能質量治理等領域優(yōu)勢明顯。

模塊化串聯(lián)逆變器由于其拓撲采用高度的模塊化結構，易于擴展系統(tǒng)和實現(xiàn)冗余控制，具有開關頻率低，輸出電壓波形良好等優(yōu)點，已經(jīng)成為當前多電平變換器應用的支柱力量。但是，模塊化串聯(lián)逆變器的每一相由多個結構完全相同的子模塊級聯(lián)而成，輸出功能很大程度上依靠子模塊，一旦有子模塊發(fā)生故障，就會影響模塊化串聯(lián)逆變器的正常工作，從而降低了系統(tǒng)運行的可靠性。因此，必須設置一定數(shù)量的冗余子模塊，當子模塊發(fā)生故障時能夠及時被替換，保證模塊化串聯(lián)逆變器能夠正常運行。在實際應用中，為了實現(xiàn)模塊化串聯(lián)逆變器的高效保護，常常將所有子模塊(包括冗余子模塊)投入工作而不設置專門的冗余子模塊，當子模塊發(fā)生故障后將其旁路，投入冗余子模塊代替，從而保證了整個系統(tǒng)快速恢復。

對模塊化串聯(lián)逆變器而言，調制策略的選擇直接影響著其輸出特性。目前常見的調制方法有最近電平逼近調制(nearestlevelmodulation，nlm)，載波層疊pwm調制(carrierdisposition-pwm，cd-pwm)以及載波移相pwm調制(carrierphase-shiftedpwm，cps-pwm)。載波移相pwm由于其動態(tài)響應性能好，輸出諧波特性優(yōu)良，且易于結合附加控制，在工程上得到了廣泛的應用。但是傳統(tǒng)的載波移相pwm技術通過調制波與載波進行比較決定子模塊中開關器件的通斷，因此載波數(shù)與每一相投入的子模塊數(shù)量一一對應。將傳統(tǒng)載波移相pwm應用于含有冗余子模塊的模塊化串聯(lián)逆變器時，由于模塊化串聯(lián)逆變器每一相中存在冗余子模塊，且冗余子模塊在整個運行過程中參與投切，因此子模塊數(shù)與載波數(shù)無法一一對應。為了保證模塊化串聯(lián)逆變器的正常輸出，需要將載波進行循環(huán)分配，由此產生了一些問題如子模塊中的開關器件會產生不必要的開關動作增大其開關損耗、增大了對子模塊中的開關器件的控制難度等。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種冗余容錯pwm調制方法及基于該方法的模塊化串聯(lián)逆變器，無需對載波進行循環(huán)分配。

實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術解決方案為：一種冗余容錯pwm調制方法，用于具有冗余子模塊的模塊化串聯(lián)逆變器，包括以下步驟：

步驟1：結合模塊化串聯(lián)逆變器控制策略確定各子模塊的調制波信號；

步驟2：根據(jù)模塊化串聯(lián)逆變器拓撲中含有的冗余子模塊數(shù)量，確定各子模塊三角載波的幅值，具體的：

三角載波幅值的最小值amin保持不變，最大值amax由冗余子模塊數(shù)量決定，即有：

其中，n為正常子模塊個數(shù)，m為冗余子模塊個數(shù)；

步驟3：根據(jù)子模塊的調制波信號與對應的三角載波信號確定該子模塊的控制脈沖信號，進而控制子模塊的投切狀態(tài)。

所述步驟1中控制策略為電容電壓平衡控制策略，采集每個子模塊直流電容電壓值，將其與電壓指令值比較后與流入各子模塊電流的符號函數(shù)相乘得到修正調制波信號。

之后對修正調制波信號進行歸一化，作為輸入pwm調制算法的調制波信號。

所述步驟3確定子模塊控制脈沖信號的具體方法為：當子模塊的調制波信號大于對應的載波信號時，控制脈沖信號輸出高電平；當子模塊的調制波信號小于對應的載波信號時，控制脈沖信號輸出低電平。

基于該調制方法的模塊化串聯(lián)逆變器，所述模塊化串聯(lián)逆變器器拓撲為n+1電平單相級聯(lián)h橋結構或n+1電平三相mmc結構，對于n+1電平單相級聯(lián)h橋結構，拓撲由n個正常子模塊和m個冗余子模塊串聯(lián)而成，對于n+1電平三相mmc結構，每一相由上下兩個完全相同的橋臂構成，每個橋臂由n個正常子模塊和m個冗余子模塊以及電感串聯(lián)而成，所述正常子模塊與冗余子模塊結構相同，均由帶有反并聯(lián)二極管的igbt組成的全橋或半橋結構和直流電容c組成。

各子模塊輸出端口并聯(lián)旁路開關s，子模塊正常運行時s處于斷開狀態(tài)，子模塊發(fā)生故障時s閉合使其退出運行。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比，其顯著優(yōu)點是：1)本發(fā)明調制方法中的三角載波數(shù)量與子模塊數(shù)量相等，當存在冗余子模塊時無需對載波進行循環(huán)分配，簡化了對子模塊開關器件的控制難度，同時減少了不必要的開關狀態(tài)，降低了子模塊的開關頻率；2)本發(fā)明模塊化串聯(lián)逆變器當子模塊發(fā)生故障時可以通過直接閉合旁路開關切除故障模塊，無需傳統(tǒng)的正常子模塊與冗余子模塊的切換過程，降低了對系統(tǒng)造成的擾動。

附圖說明

圖1是本發(fā)明模塊化串聯(lián)逆變器的拓撲圖。

圖2是本發(fā)明調制方法的原理框圖。

圖3是本發(fā)明調制方法中三角載波與調制波的波形圖。

圖4是本發(fā)明調制方法中子模塊的工作方式圖。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例，進一步闡述本發(fā)明方案。

圖1為模塊化串聯(lián)逆變器的拓撲圖，模塊化串聯(lián)逆變器拓撲為n+1電平單相級聯(lián)h橋結構或者n+1電平三相mmc結構，分別如圖1(a)以及圖1(b)所示。對于n+1電平單相級聯(lián)h橋結構，拓撲由n個正常子模塊和m個冗余子模塊串聯(lián)而成；而對于n+1電平三相mmc結構，每一相由上下兩個完全相同的橋臂構成，每個橋臂由n個正常子模塊和m個冗余子模塊以及電感串聯(lián)而成。正常子模塊與冗余子模塊結構相同，對于n+1電平單相級聯(lián)h橋結構，由帶有反并聯(lián)二極管的igbt組成的全橋結構和直流電容c組成；對于n+1電平三相mmc結構，則由帶有反并聯(lián)二極管的igbt組成的半橋結構和直流電容c組成。對圖1(b)中的全橋結構而言，在調制時可將其作為兩個半橋結構對待。各子模塊輸出端口并聯(lián)有旁路開關s，子模塊正常運行時s處于斷開狀態(tài)，當子模塊發(fā)生故障時則閉合s使其退出運行。

如圖2所示，模塊化串聯(lián)逆變器的冗余容錯pwm調制方法，包括以下步驟：

步驟1：結合模塊化串聯(lián)逆變器控制策略確定各子模塊的調制波信號；

所述步驟1中控制策略為電容電壓平衡控制策略，通過控制各個子模塊中直流電容的電壓使其跟蹤參考值，從而調整各個子模塊的能量分配，減小直流電容電壓波動。電容電壓平衡控制策略采集每個子模塊直流電容電壓值，與電壓指令值比較后與流入各子模塊電流的符號函數(shù)相乘得到修正調制波信號，上述修正調制波信號經(jīng)過歸一化運算，作為后續(xù)輸入載波移相pwm調制方法的調制波信號。

步驟2：根據(jù)模塊化串聯(lián)逆變器拓撲中含有的冗余子模塊數(shù)量，確定各子模塊三角載波的幅值，具體方法為：三角載波幅值的最小值amin保持不變，最大值amax由冗余子模塊數(shù)量決定，即有：

其中，n為正常子模塊個數(shù)，m為冗余子模塊個數(shù)。

相比于傳統(tǒng)的載波移相pwm調制方法，其改進之處在于三角載波幅值的最小值保持-1不變，而三角載波幅值的最大值由含有的冗余子模塊數(shù)量計算確定。同時，三角載波信號的數(shù)量與包含冗余子模塊在內的所有子模塊一一對應。

在圖3中，n＝10，m＝2，三角載波的相位依次錯開π/(n+m)＝π/12，三角載波幅值的最小值amin保持-1不變，最大值從圖3可以看出，雖然所述三角載波的數(shù)量為n+m，但在每一個載波周期的m/(n+m)段時間內，三角載波幅值的最大值amax始終大于1，載波信號始終大于調制波信號，子模塊控制脈沖信號維持低電平。通過調整子模塊等效導通時間使得子模塊在正常工作和冗余狀態(tài)之間切換，可以保證模塊化串聯(lián)逆變器輸出電平數(shù)依舊為(n+1)。當橋臂中的某個子模塊發(fā)生故障時，可以直接閉合子模塊中的旁路開關s使其退出運行，無需常規(guī)的替換投切操作，由于調制方法控制子模塊對應的三角載波動態(tài)調整，不會對系統(tǒng)造成明顯的擾動。

傳統(tǒng)載波移相pwm調制方法應用于(n+m)個子模塊的mmc拓撲時，為了保證模塊化串聯(lián)逆變器輸出電平數(shù)為(n+1)，三角載波的數(shù)量需要固定為n。而在所述調制方法中，三角載波的數(shù)量不再固定為n，而與子模塊總數(shù)保持一致即n+m，如圖4所示。這樣就可以在有效的降低對開關器件的控制難度的同時，減少不必要的開關狀態(tài)，從而降低每個子模塊中功率器件的開關頻率fc，即有：

其中，fc0為采用傳統(tǒng)載波移相pwm調制方法時子模塊中功率器件的開關頻率。

步驟3：根據(jù)調制波信號與對應子模塊的三角載波信號確定子模塊的控制脈沖信號，進而控制子模塊的投切狀態(tài)，具體方法為：當?shù)趈個子模塊的調制波信號大于對應的載波信號時，控制脈沖信號輸出高電平；當?shù)趈個子模塊的調制波信號小于對應的載波信號時，控制脈沖信號輸出低電平。