本發(fā)明涉及自動(dòng)化控制領(lǐng)域，尤其涉及一種三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂萍帮w跨電容電壓平衡方法。

背景技術(shù)：

高電壓輸入、中大功率輸出的應(yīng)用場(chǎng)合越來(lái)越多，而功率開(kāi)關(guān)器件的耐壓和載流能力卻沒(méi)有取得大的突破，傳統(tǒng)兩電平buck直流變換器難以滿足高壓大功率電能變換要求，但是多電平buck直流變換器能解決這一難題。三電平buck直流變換器相對(duì)于傳統(tǒng)的兩電平buck直流變換器有著諸多優(yōu)勢(shì)：開(kāi)關(guān)管上承受的電壓應(yīng)力減半、有效切換頻率為開(kāi)關(guān)頻率2倍、濾波電感、電容尺寸更小以及能量密度更高。然而，三電平buck直流變換器是典型的非線性系統(tǒng)，開(kāi)關(guān)數(shù)目多，在多個(gè)模態(tài)間切換工作，輸出電壓與飛跨電容電壓耦合，控制難度大。雖然現(xiàn)有技術(shù)中利用二階滑?？刂品椒▽?duì)傳統(tǒng)buck變換器進(jìn)行控制，但是對(duì)三電平dc-dcbuck變換器而言，能夠?qū)崿F(xiàn)二階滑?？刂品椒ㄕ{(diào)節(jié)輸出電壓的同時(shí)平衡飛跨電容電壓的技術(shù)尚屬空白，這就亟需本領(lǐng)域技術(shù)人員解決相應(yīng)的技術(shù)問(wèn)題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明旨在至少解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的技術(shù)問(wèn)題，特別創(chuàng)新地提出了一種三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂萍帮w跨電容電壓平衡方法。

為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，本發(fā)明提供了一種同時(shí)實(shí)現(xiàn)快速調(diào)節(jié)輸出電壓和平衡飛跨電容電壓兩個(gè)控制目標(biāo)的新穎有限狀態(tài)機(jī)控制器，該控制器實(shí)現(xiàn)了輸出電壓控制和飛跨電容電壓控制的解耦。

本發(fā)明公開(kāi)一種三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂萍帮w跨電容電壓平衡方法，包括如下步驟：

s1，三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂葡到y(tǒng)的搭建和模態(tài)分析；

s2，基于二階滑?？刂评碚搶?duì)輸出電壓進(jìn)行控制同時(shí)對(duì)飛跨電容電壓進(jìn)行解耦控制；

s3，基于有限狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)方法對(duì)其進(jìn)行有效、快速且穩(wěn)定的控制。

所述的三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂萍帮w跨電容電壓平衡方法，優(yōu)選的，所述s1包括：

三電平buck直流變換器拓?fù)淙鐖D1所示。其中，vin是輸入電壓，vo是輸出電壓(vref是輸出電壓參考值)，vcf是飛跨電容電壓，il是電感電流，g1，g2，g3，g4是4個(gè)可控開(kāi)關(guān)管，cf是飛跨電容，r是電阻負(fù)載，l和c分別是濾波電感和濾波電容。

三電平buck直流變換器工作模態(tài)可以被分為如圖2a、圖2b、圖2c、圖2d所示的4個(gè)模態(tài)：

mode1：g2、g4導(dǎo)通而g1、g3斷開(kāi)，vlev＝0；

mode2：g1、g4導(dǎo)通而g2、g3斷開(kāi)，飛跨電容被充電，vlev＝vin-vcf；

mode3：g2、g3導(dǎo)通而g1、g4斷開(kāi)，飛跨電容被放電，vlev＝vcf；

mode4：g1、g3導(dǎo)通而g2、g4斷開(kāi)，vlev＝vin。

g1和g2互補(bǔ)導(dǎo)通，g3和g4互補(bǔ)導(dǎo)通，所以4個(gè)開(kāi)關(guān)管可以分為兩組組內(nèi)互補(bǔ)導(dǎo)通的開(kāi)關(guān)管，(g1，g2)和(g3，g4)。

所述的三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂萍帮w跨電容電壓平衡方法，優(yōu)選的，所述s2包括：

建立如圖1中所示的三電平buck直流變換器的數(shù)學(xué)模型如下：

其中，k和vlev是三電平buck直流變換器工作模態(tài)的函數(shù)。

定義輸出電壓誤差為第一個(gè)滑模量，即s＝vo-vref，定義滑模面為滑模量s的一階導(dǎo)數(shù)表示如下：

s的二階導(dǎo)數(shù)表示如下：

根據(jù)以上兩個(gè)式子，滑模量s的動(dòng)態(tài)方程如下：

考慮到負(fù)載r在范圍(0，∞)內(nèi)，那么上式是有阻尼的動(dòng)態(tài)方程；而無(wú)阻尼的情形，即變換器無(wú)負(fù)載，更便于分析。在變換器無(wú)負(fù)載的情形，以對(duì)標(biāo)準(zhǔn)化，上式可以被簡(jiǎn)化為：

mode1時(shí)vlev＝0，根據(jù)過(guò)點(diǎn)(sm，0)的軌跡用下面的圓來(lái)表示：

mode2時(shí)vlev＝vin-vcf，過(guò)點(diǎn)(sm，0)的軌跡用下面的圓來(lái)表示：

mode3時(shí)vlev＝vcf，過(guò)點(diǎn)(sm，0)的軌跡用下面的圓來(lái)表示：

mode4時(shí)vlev＝vin，過(guò)點(diǎn)(sm，0)的軌跡用下面的圓來(lái)表示：

先考慮vref/vin＜0.5的情況，為了得到快速無(wú)超調(diào)的啟動(dòng)過(guò)程，輸出電壓的最優(yōu)相軌跡是僅在一次切換動(dòng)作后就能到達(dá)原點(diǎn)。考慮從平面的左側(cè)和右側(cè)起始的啟動(dòng)過(guò)程，如圖3所示。

根據(jù)公式(5)(6)，得到在平面左半平面中mode2切換到mode1的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βnmin21表達(dá)式：

根據(jù)公式(5)，(7)，得到在平面左半平面中mode3切換到mode1的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βnmin31表達(dá)式：

根據(jù)公式(5)，(6)，得到在平面右半平面中mode1切換到mode2的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βpmin12表達(dá)式：

根據(jù)公式(5)，(7)，得到在平面右半平面中mode1切換到mode3的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βpmin13表達(dá)式：

同理，對(duì)于vref/vin＞0.5的情況進(jìn)行相似的分析：

從mode4切換到mode2的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βnmin42表達(dá)式：

從mode4切換到mode3的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βnmin43表達(dá)式：

從mode2切換到mode4的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βpmin24表達(dá)式：

從mode3切換到mode4的最優(yōu)相軌跡對(duì)應(yīng)的最優(yōu)切換系數(shù)βpmin34表達(dá)式：

這八個(gè)最優(yōu)切換系數(shù)都是與從起始點(diǎn)僅經(jīng)過(guò)一次切換動(dòng)作就到達(dá)原點(diǎn)的最優(yōu)相軌跡所對(duì)應(yīng)的值，決定了狀態(tài)平面中的軌跡不能穿越縱軸且都小于1所以這些最優(yōu)切換系數(shù)的使用保證了輸出電壓快速無(wú)超調(diào)的啟動(dòng)過(guò)程。輸出電壓進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，發(fā)生輸入電壓擾動(dòng)、參考電壓擾動(dòng)或負(fù)載擾動(dòng)，相軌跡將再次經(jīng)歷從相平面中的某一點(diǎn)向原點(diǎn)趨近的啟動(dòng)過(guò)程，快速無(wú)超調(diào)的啟動(dòng)過(guò)程也就保證了系統(tǒng)能快速?gòu)臄_動(dòng)回歸穩(wěn)態(tài)的能力，即保證了控制器的抗擾動(dòng)能力。這八個(gè)最優(yōu)切換系數(shù)的表達(dá)式都是與輸出電感和輸出電容這些變換器參數(shù)無(wú)關(guān)的，這就保證了控制器對(duì)變換器參數(shù)變化的魯棒性。

對(duì)三電平buck直流變換器的控制有兩個(gè)控制目的，即快速調(diào)節(jié)輸出電壓跟蹤其參考值vref和將飛跨電容電壓平衡在vin/2。飛跨電容電壓誤差被定義為另一個(gè)滑模量，scf＝vcf-vin/2。輸出電壓的調(diào)節(jié)依賴滑模量s而飛跨電容電壓的控制依賴滑模量scf。

所述的三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂萍帮w跨電容電壓平衡方法，優(yōu)選的，所述s3包括：

一種同時(shí)實(shí)現(xiàn)快速調(diào)節(jié)輸出電壓和平衡飛跨電容電壓兩個(gè)控制目標(biāo)的新穎有限狀態(tài)機(jī)控制器如圖4a和圖4b所示，該控制器實(shí)現(xiàn)了輸出電壓控制和飛跨電容電壓控制的解耦。有限狀態(tài)機(jī)控制器中，遲滯參數(shù)δ用于限制穩(wěn)態(tài)時(shí)的切換頻率，參數(shù)βnmin和βpmin根據(jù)和動(dòng)態(tài)更新以便得到無(wú)超調(diào)的啟動(dòng)和快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。修正量和被添加到切換條件中形成新的切換條件，以調(diào)整模態(tài)的停留時(shí)間，從而平衡飛跨電容電壓。

有限狀態(tài)機(jī)控制器被劃分為兩部分，即“飛跨電容充電部分”和“飛跨電容放電部分”。mode1、mode2、mode3和mode4四個(gè)模態(tài)對(duì)應(yīng)的vlev分別為0、vin-vcf、vcf和vin，易知三電平buck直流變換器中輸出電壓與飛跨電容電壓是耦合的，三電平buck直流變換器的控制器的設(shè)計(jì)必須考慮兩種電壓控制的解耦。當(dāng)飛跨電容電壓從比vin/2低的某值起始，如啟動(dòng)階段飛跨電容電壓從0起始，控制器應(yīng)快速地給飛跨電容充電使其快速趨近于vin/2。在這個(gè)快速給飛跨電容充電的階段，控制器只停留在“飛跨電容充電部分”，飛跨電容電壓從0一步步上升直至第一次上升至vin/2以上，輸出電壓則由0和逐漸降低的vin-vcf切換產(chǎn)生。同理，當(dāng)飛跨電容電壓從比vin/2高的某值起始，則控制器只停留在“飛跨電容放電部分”快速地給飛跨電容放電使其快速趨近于期望值vin/2，飛跨電容電壓一步步下降直到第一次降至vin/2以下。圖4a和圖4b中控制器對(duì)飛跨電容一步一步的小幅變化具有魯棒性。那么，當(dāng)控制器停留在“飛跨電容充電部分”或“飛跨電容放電部分”將嚴(yán)重偏離期望值vin/2的飛跨電容電壓一步一步地調(diào)整到期望值vin/2的整個(gè)過(guò)程，不影響對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)，從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓控制和飛跨電容電壓控制的解耦。當(dāng)飛跨電容電壓第一次觸及其期望值vin/2后，飛跨電容電壓需要被平衡在vin/2上，所以控制器應(yīng)提供使飛跨電容交替被充放電的路徑。圖4a和圖4b的有限狀態(tài)機(jī)控制器考慮了輸出電壓控制和飛跨電容電壓控制的解耦，控制器在平衡飛跨電容的過(guò)程，沒(méi)有影響輸出電壓的波形。

有限狀態(tài)機(jī)控制器在不影響輸出電壓控制的前提下使飛跨電容電壓最快地趨近其期望值vin/2?？紤]到變換器參數(shù)變化或負(fù)載擾動(dòng)，vcf可能偏離其期望值vin/2很遠(yuǎn)。此時(shí)由scf決定的切換條件能夠強(qiáng)迫控制器一直停留在“飛跨電容充電部分”或“飛跨電容放電部分”，直到vcf再次趨近至vin/2周圍，這是在不影響輸出電壓控制的前提下使飛跨電容電壓最快地趨近其期望值vin/2的方法。以vcf遠(yuǎn)低于vin/2的情況為例，切換條件scf＜0會(huì)強(qiáng)制控制器進(jìn)入“飛跨電容充電部分”，并一直停留在此部分，直到scf＞0。在此階段，輸出電壓由逐漸降低的vlev＝vin-vcf和vlev＝0切換產(chǎn)生，如果每次充電后vcf電壓變化量不是很大，則輸出電壓的波形不受vcf變化的影響。對(duì)于vcf遠(yuǎn)高于vin/2的情況，分析過(guò)程同上。

綜上所述，由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明提出的二階滑?？刂品椒ê托路f的有限狀態(tài)機(jī)控制器結(jié)構(gòu)能夠調(diào)節(jié)輸出電壓跟蹤參考值的同時(shí)平衡飛跨電容電壓在輸入電壓值的一半，能夠發(fā)揮三電平dc-dcbuck變換器相較于傳統(tǒng)buck變換器的優(yōu)勢(shì)。利用的二階滑?？刂品椒ú槐貦z測(cè)電流，且具有啟動(dòng)過(guò)程無(wú)超調(diào)、動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快和抗擾動(dòng)性強(qiáng)的特點(diǎn)。

本發(fā)明的附加方面和優(yōu)點(diǎn)將在下面的描述中部分給出，部分將從下面的描述中變得明顯，或通過(guò)本發(fā)明的實(shí)踐了解到。

附圖說(shuō)明

本發(fā)明的上述和/或附加的方面和優(yōu)點(diǎn)從結(jié)合下面附圖對(duì)實(shí)施例的描述中將變得明顯和容易理解，其中：

圖1為本發(fā)明三電平dc-dcbuck變換器示意圖；

圖2a、圖2b、圖2c、圖2d為本發(fā)明三電平dc-dcbuck變換器的四個(gè)工作模態(tài)；

圖3為本發(fā)明起始于點(diǎn)(sm，0)和(sm，0)的啟動(dòng)過(guò)程無(wú)阻尼最優(yōu)相軌跡圖；

圖4a和圖4b為本發(fā)明新穎的有限狀態(tài)機(jī)控制器結(jié)構(gòu)；

圖5為本發(fā)明起始于點(diǎn)(sm，0)的啟動(dòng)過(guò)程無(wú)阻尼相軌跡圖；

圖6為本發(fā)明飛跨電容充電過(guò)程平面的相軌跡；

圖7為本發(fā)明工作流程圖。

具體實(shí)施方式

下面詳細(xì)描述本發(fā)明的實(shí)施例，所述實(shí)施例的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標(biāo)號(hào)表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過(guò)參考附圖描述的實(shí)施例是示例性的，僅用于解釋本發(fā)明，而不能理解為對(duì)本發(fā)明的限制。

在本發(fā)明的描述中，需要理解的是，術(shù)語(yǔ)“縱向”、“橫向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“豎直”、“水平”、“頂”、“底”“內(nèi)”、“外”等指示的方位或位置關(guān)系為基于附圖所示的方位或位置關(guān)系，僅是為了便于描述本發(fā)明和簡(jiǎn)化描述，而不是指示或暗示所指的裝置或元件必須具有特定的方位、以特定的方位構(gòu)造和操作，因此不能理解為對(duì)本發(fā)明的限制。

在本發(fā)明的描述中，除非另有規(guī)定和限定，需要說(shuō)明的是，術(shù)語(yǔ)“安裝”、“相連”、“連接”應(yīng)做廣義理解，例如，可以是機(jī)械連接或電連接，也可以是兩個(gè)元件內(nèi)部的連通，可以是直接相連，也可以通過(guò)中間媒介間接相連，對(duì)于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員而言，可以根據(jù)具體情況理解上述術(shù)語(yǔ)的具體含義。

如圖7所示，本發(fā)明的步驟包括：步驟1，三電平dc-dcbuck變換器的二階滑?？刂葡到y(tǒng)的搭建和模態(tài)分析；步驟2，基于二階滑?？刂评碚搶?duì)輸出電壓進(jìn)行控制同時(shí)對(duì)飛跨電容電壓進(jìn)行解耦控制；步驟3，基于有限狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)方法對(duì)其進(jìn)行有效、快速且穩(wěn)定的控制。

步驟1，圖1為三電平dc-dcbuck變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其中，vin是輸入電壓，vo是輸出電壓(vref是輸出電壓參考值)，vcf是飛跨電容電壓，il是電感電流，g1，g2，g3，g4是4個(gè)可控開(kāi)關(guān)(mosfet)，cf是飛跨電容，r是電阻負(fù)載，l和c分別是濾波電感和濾波電容。三電平dc-dcbuck功率變換器的四個(gè)開(kāi)關(guān)由二階滑?？刂品椒ǖ挠邢逘顟B(tài)機(jī)控制器來(lái)控制，g1和g2互補(bǔ)導(dǎo)通，g3和g4互補(bǔ)導(dǎo)通。開(kāi)關(guān)管g1，g2，g3，g4對(duì)應(yīng)的控制信號(hào)分別為u1，u2，u3，u4。開(kāi)關(guān)的不同組合構(gòu)成三電平dc-dcbuck變換器的下列四種狀態(tài)。狀態(tài)1：g2，g4導(dǎo)通，g1，g3關(guān)斷，vlev＝0；狀態(tài)2：g1，g4導(dǎo)通，g2，g3關(guān)斷，vlev＝vin-vcf，飛跨電容充電；狀態(tài)3：g2，g3導(dǎo)通，g1，g4關(guān)斷，vlev＝vcf，飛跨電容放電；狀態(tài)4：g1，g3導(dǎo)通，g2，g4關(guān)斷，vlev＝vin。

步驟2，建立三電平dc-dcbuck變換器的數(shù)學(xué)模型(公式1)，定義變換器的輸出量和參考值的差為滑模量，建立和分析滑模動(dòng)態(tài)方程(公式2，3，4)。在空載假設(shè)下使用變換式得到標(biāo)準(zhǔn)化的狀態(tài)1、狀態(tài)2、狀態(tài)3、狀態(tài)4對(duì)應(yīng)的相軌跡的滑模動(dòng)態(tài)方程(公式6，7，8，9)。在切換效率最高且無(wú)輸出超調(diào)量的前提下，在vref/vin＜0.5的情況下，按照“狀態(tài)2切換到狀態(tài)1、狀態(tài)3切換到狀態(tài)1、狀態(tài)1切換到狀態(tài)2、狀態(tài)1切換到狀態(tài)3”四種不同切換情形，得到臨界切換系數(shù)β的表達(dá)式βnmin21、βnmin31、βpmin12、βpmin13(公式10，11，12，13)，在vref/vin＞0.5的情況下，按照“狀態(tài)4切換到狀態(tài)2、狀態(tài)4切換到狀態(tài)3、狀態(tài)2切換到狀態(tài)4、狀態(tài)3切換到狀態(tài)4”四種不同切換情形，得到臨界切換系數(shù)β的表達(dá)式βnmin42、βnmin43、βpmin24、βpmin34(公式14，15，16，17)，這些切換參數(shù)是有限狀態(tài)機(jī)控制器的組成部分。

步驟3，設(shè)計(jì)既能利用二階滑?？刂品椒ㄕ{(diào)節(jié)輸出電壓又能平衡飛跨電容電壓的有限狀態(tài)機(jī)控制器結(jié)構(gòu)(如圖4a和4b)，控制器由初始狀態(tài)和有效狀態(tài)(狀態(tài)1+、狀態(tài)1-、狀態(tài)2+、狀態(tài)2-、狀態(tài)3+、狀態(tài)3-、狀態(tài)4+、狀態(tài)4-)構(gòu)成，有效狀態(tài)分別對(duì)應(yīng)相應(yīng)的開(kāi)關(guān)組合。起始時(shí)vcf＜vin/2，只有“充電區(qū)域”被激活。直到vcf＞vin/2即scf＞0，“放電區(qū)域”才被激活。切換條件scf＞0和scf＜0，用于判斷當(dāng)前飛跨電容需要放電還是需要充電，從而選擇進(jìn)入“放電區(qū)域”還是“充電區(qū)域”，從而達(dá)到平衡飛跨電容電壓的目的。新穎的有限狀態(tài)機(jī)控制器結(jié)構(gòu)保證了無(wú)論在“充電區(qū)域”、“放電區(qū)域”還是“充電區(qū)域”和“放電區(qū)域”交替的情形，變換器都擁有一致的優(yōu)秀輸出電壓波形，這樣，有限狀態(tài)機(jī)控制器既能利用二階滑?？刂品椒o(wú)超調(diào)、快速地調(diào)節(jié)輸出電壓跟蹤參考值，又能按照飛跨電容充放電需要來(lái)選擇“充電區(qū)域”還是“放電區(qū)域”從而實(shí)現(xiàn)飛跨電容電壓的平衡。

二階滑?？刂?/p>

變換器的動(dòng)態(tài)方程如下：

其中vlev是u1，u2，u3，u4的函數(shù)，即vlev＝f(u1，u2，u3，u4)。當(dāng)占空比d＜0.5，vlev可能的三種電壓：0，vin-vcf和vcf。

將輸出電壓和參考電壓的誤差定義為滑模量s＝vo-vref，參考電壓是一個(gè)常量，則s的一階導(dǎo)數(shù)為：

s的二階導(dǎo)為：

變換器的滑模動(dòng)力學(xué)方程的相對(duì)階為2。傳統(tǒng)一階滑?？刂品椒ㄍǔ＿x擇作為滑模面，這需要知道s和來(lái)構(gòu)造控制量以便到達(dá)滑模面。而二階滑?？刂品椒ㄟx擇作為滑模面。如果能夠在不檢測(cè)情況下能夠迫使s和到0，那么二階滑?？刂破骶湍軌蛟诓粰z測(cè)電流的情況下調(diào)節(jié)輸出電壓。在主要的二階滑模方法中，如螺旋算法，超螺旋算法和次優(yōu)算法，改進(jìn)的次優(yōu)算法能夠在不檢測(cè)的情況下使系統(tǒng)到達(dá)工作點(diǎn)。本發(fā)明中使用的二階滑模方法就是基于這種改進(jìn)的次優(yōu)算法。

在平面中的左側(cè)的理想軌跡由狀態(tài)2(狀態(tài)3)和狀態(tài)1的切換來(lái)驅(qū)動(dòng)，如圖3所示。sm存儲(chǔ)狀態(tài)2(狀態(tài)3)期間s的最小值，sm存儲(chǔ)狀態(tài)1期間s的最大值。切換條件中含有sm，sm這兩個(gè)變量，故這兩個(gè)變量要實(shí)時(shí)更新。圖3中，s起始時(shí)為負(fù)值，進(jìn)入狀態(tài)2(狀態(tài)3)，相軌跡順時(shí)針向上運(yùn)動(dòng)，當(dāng)條件s＞βnsm(0＜βn＜1)滿足，進(jìn)入狀態(tài)1，且由0＜βn＜1知切換點(diǎn)比起始點(diǎn)(sm，0)更接近于原點(diǎn)。在狀態(tài)1，相軌跡順時(shí)針向下靠近水平軸運(yùn)動(dòng)，當(dāng)軌跡恰好穿越水平軸時(shí)，變量sm更新為此狀態(tài)1期間s的最大值。相軌跡之后遠(yuǎn)離水平軸。直到條件s-sm＜-δ滿足時(shí)，再切換到狀態(tài)3(狀態(tài)2)。條件s-sm＜-δ，能夠保證在不知道的前提下，仍能得到合適的切換時(shí)刻，這樣二階滑?？刂品椒ú槐貦z測(cè)電流，節(jié)約了檢測(cè)成本。圖3為起始于左半平面的相軌跡運(yùn)動(dòng)圖。

根據(jù)上式，滑模量s的動(dòng)態(tài)方程為：

考慮到負(fù)載r是在(0，∞]范圍，上式對(duì)應(yīng)有阻尼時(shí)變換器的動(dòng)力學(xué)方程?？紤]無(wú)阻尼時(shí)的動(dòng)力學(xué)方程更方便，用變換式對(duì)無(wú)阻尼時(shí)的動(dòng)力學(xué)方程進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化，得式：

這里我們先考慮相軌跡起始于左半平面的情況，如圖5所示。

根據(jù)圖中紅色的狀態(tài)2的相軌跡描述如下：

圖中紅色的狀態(tài)3的相軌跡描述如下：

圖中藍(lán)色的狀態(tài)1的相軌跡描述如下：

穿越過(guò)切換點(diǎn)后，軌跡在(s1，0)穿越水平軸，切換系數(shù)βn的最小值βnmin保證軌跡恰好穿過(guò)原點(diǎn)。這樣，比βnmin大的βn就能保證s1＜0，即輸出電壓無(wú)超調(diào)。

先考慮vref/vin＜0.5的情況。根據(jù)公式(5)和公式(6)，左側(cè)相平面中狀態(tài)2切換至狀態(tài)1的切換系數(shù)βnmin21表示如下：

根據(jù)公式(5)和公式(7)，左側(cè)相平面中狀態(tài)3切換至狀態(tài)1的切換系數(shù)βnmin31表示如下：

同樣的分析也適用于相軌跡起始于右半平面的情況，根據(jù)(5)和公式(6)，右側(cè)相平面中狀態(tài)1切換至狀態(tài)2的切換系數(shù)βpmin12表示如下：

根據(jù)(5)和公式(7)，右側(cè)相平面中狀態(tài)1切換至狀態(tài)3的切換系數(shù)βpmin13表示如下：

同理，對(duì)于vref/vin＞0.5的情況類似，左側(cè)相平面中狀態(tài)4切換至狀態(tài)2的切換系數(shù)βnmin42表示如下：

左側(cè)相平面中狀態(tài)4切換至狀態(tài)3的切換系數(shù)βnmin43表示如下：

右側(cè)相平面中狀態(tài)2切換至狀態(tài)4的切換系數(shù)βpmin24表示如下：

右側(cè)相平面中狀態(tài)2切換至狀態(tài)4的切換系數(shù)βpmin34表示如下：

其中切換系數(shù)βn為橫坐標(biāo)左半部分的切換系數(shù)，切換系數(shù)βp為橫坐標(biāo)右半部分的切換系數(shù)，βnmin21為橫坐標(biāo)左半部分從狀態(tài)2到狀態(tài)1的切換系數(shù)，βnmin31為橫坐標(biāo)左半部分從狀態(tài)3到狀態(tài)1的切換系數(shù)，βnmin42為橫坐標(biāo)左半部分從狀態(tài)4到狀態(tài)2的切換系數(shù)，βnmin43為橫坐標(biāo)左半部分從狀態(tài)4到狀態(tài)3的切換系數(shù)；βpmin12為橫坐標(biāo)右半部分從狀態(tài)1到狀態(tài)2的切換系數(shù)，βpmin13為橫坐標(biāo)右半部分從狀態(tài)1到狀態(tài)3的切換系數(shù)，βpmin24為橫坐標(biāo)右半部分從狀態(tài)2到狀態(tài)4的切換系數(shù)，βpmin34為橫坐標(biāo)右半部分從狀態(tài)3到狀態(tài)4的切換系數(shù)。三電平dc-dcbuck變換器的控制目的有兩個(gè)：調(diào)節(jié)輸出電壓跟蹤參考值vref和平衡飛跨電容電壓在輸入電壓值的一半。

狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)

新穎的有限狀態(tài)機(jī)控制器的結(jié)構(gòu)如圖4a和圖4b所示，其能夠?qū)崿F(xiàn)上述的兩個(gè)控制目的。遲滯參數(shù)δ用于限制穩(wěn)態(tài)時(shí)的切換頻率，參數(shù)βnmin和βpmin根據(jù)和動(dòng)態(tài)更新以便得到無(wú)超調(diào)的啟動(dòng)和快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。修正量和被添加到切換條件中形成新的切換條件，以調(diào)整模態(tài)的停留時(shí)間，從而平衡飛跨電容電壓。

有限狀態(tài)機(jī)控制器結(jié)構(gòu)由初始態(tài)、狀態(tài)1+、狀態(tài)1-、狀態(tài)2+、狀態(tài)2-、狀態(tài)3+、狀態(tài)3-、狀態(tài)4+、狀態(tài)4-共9個(gè)狀態(tài)。狀態(tài)后面的符號(hào)“+”“-”分別表示滑模量s＞0和s＜0情況。有限狀態(tài)機(jī)控制器可分為“充電區(qū)域”和“放電區(qū)域”。

以d＜0.5時(shí)為例，有限狀態(tài)機(jī)控制器起始于初始態(tài)。因?yàn)槠鹗紩r(shí)vcf＜vin/2，只有“充電區(qū)域”被激活?！俺潆妳^(qū)域”內(nèi)，狀態(tài)2和狀態(tài)1間切換迫使相平面軌跡向原點(diǎn)移動(dòng)并迅速進(jìn)入原點(diǎn)周圍的穩(wěn)態(tài)軌跡，vlev在vin-vcf和0間切換來(lái)合成期望的輸出電壓，在此過(guò)程中狀態(tài)2不斷給飛跨電容充電。直到vcf＞vin/2即scf＞0，“放電區(qū)域”才被激活?！胺烹妳^(qū)域”內(nèi)，狀態(tài)3和狀態(tài)1間切換能維持與“充電區(qū)域”幾乎相同的穩(wěn)定軌跡，即表現(xiàn)出與“充電區(qū)域”幾乎一致的輸出電壓特性，vlev在vcf和0間切換來(lái)合成期望的電壓，在此過(guò)程中狀態(tài)3給飛跨電容放電。切換條件scf＞0和scf＜0，用于判斷當(dāng)前飛跨電容需要放電還是需要充電，從而選擇進(jìn)入“放電區(qū)域”還是“充電區(qū)域”，從而達(dá)到平衡飛跨電容電壓的目的。圖4a和圖4b新穎的有限狀態(tài)機(jī)控制器結(jié)構(gòu)保證了無(wú)論在“充電區(qū)域”、“放電區(qū)域”還是“充電區(qū)域”和“放電區(qū)域”交替的情形，變換器都擁有一致的優(yōu)秀輸出電壓波形，這樣，有限狀態(tài)機(jī)控制器既能利用二階滑模控制方法無(wú)超調(diào)、快速地調(diào)節(jié)輸出電壓跟蹤參考值，又能按照飛跨電容充放電需要來(lái)選擇“充電區(qū)域”還是“放電區(qū)域”從而實(shí)現(xiàn)飛跨電容電壓的平衡?？紤]到系統(tǒng)參數(shù)不確定性和負(fù)載擾動(dòng)，某個(gè)時(shí)刻vcf可能會(huì)偏離期望值vin/2很遠(yuǎn)。切換條件scf＞0和scf＜0能夠使控制器一直處于“放電區(qū)域”或“充電區(qū)域”即迫使飛跨電容持續(xù)放電或持續(xù)充電直到vcf再次進(jìn)入邊界內(nèi)部。這是在不破壞輸出電壓波形的前提下讓vcf趨近其期望值最快的方法。這樣，控制器同時(shí)實(shí)現(xiàn)了調(diào)節(jié)輸出電壓跟蹤參考值vref和平衡飛跨電容電壓在輸入電壓值的一半這兩個(gè)控制目的。

綜上所述，本發(fā)明的有益效果為：本發(fā)明提出的新穎的二階滑模控制方法的有限狀態(tài)機(jī)控制器結(jié)構(gòu)。該控制器能夠調(diào)節(jié)輸出電壓跟蹤參考值的同時(shí)平衡飛跨電容電壓在輸入電壓值的一半，能夠發(fā)揮三電平dc-dcbuck變換器相較于傳統(tǒng)buck變換器的優(yōu)勢(shì)。發(fā)明中利用的二階滑模控制方法，不必檢測(cè)電流，且具有啟動(dòng)過(guò)程無(wú)超調(diào)、動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快和抗擾動(dòng)性強(qiáng)的特點(diǎn)。

在本說(shuō)明書(shū)的描述中，參考術(shù)語(yǔ)“一個(gè)實(shí)施例”、“一些實(shí)施例”、“示例”、“具體示例”、或“一些示例”等的描述意指結(jié)合該實(shí)施例或示例描述的具體特征、結(jié)構(gòu)、材料或者特點(diǎn)包含于本發(fā)明的至少一個(gè)實(shí)施例或示例中。在本說(shuō)明書(shū)中，對(duì)上述術(shù)語(yǔ)的示意性表述不一定指的是相同的實(shí)施例或示例。而且，描述的具體特征、結(jié)構(gòu)、材料或者特點(diǎn)可以在任何的一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例或示例中以合適的方式結(jié)合。

盡管已經(jīng)示出和描述了本發(fā)明的實(shí)施例，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以理解：在不脫離本發(fā)明的原理和宗旨的情況下可以對(duì)這些實(shí)施例進(jìn)行多種變化、修改、替換和變型，本發(fā)明的范圍由權(quán)利要求及其等同物限定。