本發(fā)明涉及無速度傳感器測速領域，特別涉及一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)。

背景技術：

在電機速度檢測過程中，機械傳感器存在很多難以解決的缺點。如：在一些特殊的工作環(huán)境下(高溫，高壓)，其提供的信息精度不值得信賴；同時使用機械傳感器使電機控制系統(tǒng)成本的增加、維護困難等。同時因為常規(guī)PI控制器一般都會存在一個問題——積分飽和。所謂積分飽和，是指系統(tǒng)存在一個方向的偏差時，PI控制器的積分環(huán)節(jié)不斷累加，最終到達控制器的限幅值，即使繼續(xù)積分作用，控制器輸出不變，所以出現(xiàn)了積分飽和。一旦系統(tǒng)出現(xiàn)反向偏差，控制器反向積分，控制器輸出逐漸從飽和區(qū)退出，退出的時間與之間積分飽和的深度有關。但是，在退飽和的時間內，控制器輸出還是在限幅值，此時容易出現(xiàn)調節(jié)滯后，導致系統(tǒng)性能變差。

技術實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術中的不足，本發(fā)明提供一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)，無速度傳感器裝置用于矢量控制閉環(huán)系統(tǒng)中，避免在一些特殊的工作環(huán)境下機械傳感器提供的信息不準確。通過模糊控制器調整PI調節(jié)器的比例積分系數(shù)，以使PI調節(jié)器能在電機很寬的速度范圍內都具有良好的動穩(wěn)態(tài)性能。

為了達到上述發(fā)明目的，解決其技術問題所采用的技術方案如下：

一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)，包括PMSM模塊、Clark變換模塊、Park變換模塊、電壓電流轉換模塊、MRAS模塊、第一比較器模塊、模糊控制器模塊、第二比較器模塊、第一PI調節(jié)模塊、第三比較器模塊、第二PI調節(jié)模塊、Park反變換模塊、SVPWM模塊和逆變器模塊，其中：

所述PMSM模塊，用于檢測輸出三相電流i_a、i_b和i_c；

所述Clark變換模塊，用于將所述PMSM模塊輸出的三相電流i_a、i_b和i_c通過Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電流i_α和i_β；

所述Park變換模塊，用于將所述Clark變換模塊輸出的兩相定子電流i_α和i_β通過以轉子位置的估計值為參考角的Park變換后輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流i_d和i_q；

所述電壓電流轉換模塊，用于將q軸參考電壓和d軸參考電壓經(jīng)電壓電流轉換后輸出兩相估算電流和

所述MRAS模塊，用于將所述Park變換模塊中輸出的兩相電流i_d和i_q與所述電壓電流轉換模塊中輸出的兩相估算電流和一并輸入模型參考自適應系統(tǒng)進行估算處理，估算出轉子轉速的估計值和轉子位置的估計值并將估算出轉子轉速的估計值乘以一常數(shù)得到估算的轉子轉速n；

所述第一比較器模塊，用于將估算的轉子轉速n與實際的轉子轉速n*進行作差；

所述模糊控制器模塊，用于將所述第一比較器模塊比較的差值通過PI調節(jié)后輸出q軸參考電流

所述第二比較器模塊，用于將所述模糊控制器模塊輸出的q軸參考電流與所述Park變換模塊中輸出的電流i_q進行作差運算；

所述第一PI調節(jié)模塊，用于將所述第二比較器模塊比較的差值通過PI調節(jié)后輸出q軸參考電壓

所述第三比較器模塊，用于將d軸參考電流與所述Park變換模塊中輸出的電流i_d進行作差運算；

所述第二PI調節(jié)模塊，用于將所述第三比較器模塊比較的差值通過PI調節(jié)后輸出d軸參考電壓

所述Park反變換模塊，用于將所述第一PI調節(jié)模塊輸出的q軸參考電壓和所述第二PI調節(jié)模塊輸出的d軸參考電壓通過以轉子位置的估計值為參考角的Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓和

所述SVPWM模塊，用于將所述Park反變換模塊輸出的兩相控制電壓和進行空間矢量調制，輸出PWM波形至所述逆變器模塊，所述逆變器模塊向永磁同步電機輸入三相電壓u_a、u_b和u_c，從而控制所述PMSM模塊。

進一步的，所述MRAS模塊包括模型構建子模塊、減法器子模塊和調節(jié)子模塊，其中：

所述模型構建子模塊，用于構建模型參考自適應系統(tǒng)的參考模型和可調模型；

所述減法器子模塊，用于由參考模型減去可調模型得到了自適應機構的輸入量，獲得定子電流矢量誤差；

所述調節(jié)子模塊，用于通過自適應機構的反饋作用對可調模型中的轉子轉速的估計值進行調節(jié)，使得可調模型的估計值i_s’與參考模型的實際值i_s’的趨向一致，定子電流矢量誤差趨近于零，同時轉子轉速的估計值逐漸逼近實際值，使系統(tǒng)穩(wěn)定運行。

進一步的，所述模型構建子模塊中的參考模型的建立具體包括以下步驟：

永磁同步電機在兩相同步旋轉坐標系d-q下的電壓方程為：

其中，u_d和u_q為定子在兩相同步旋轉坐標系d-q下的電壓，i_d和i_q為定子在兩相同步旋轉坐標系d-q下的電流，和為定子在兩相同步旋轉坐標系d-q下電流的導數(shù)，R_s為定子每相電阻、L_s為定子每相電感，ω_r為轉速，ψ_f為轉子永磁磁鏈；

對公式(1)、(2)化簡得到：

令i’_q＝i_q，u’_q＝u_q，所以參考模型為：

進一步的，所述模型構建子模塊中的可調模型的建立具體包括以下步驟：

由公式(5)、(6)構造模型參考自適應的可調模型：

進一步的，所述減法器子模塊中的定子電流矢量誤差的計算步驟包括以下步驟：

由定子電流矢量誤差σ＝i_s’-i_s’可知，公式(5)減去(7)、(6)減去(8)可得模型參考自適應公式：

式中，

進一步的，所述調節(jié)子模塊中的轉子轉速估計值的計算步驟包括以下步驟：

由公式(9)、(10)和Popov超穩(wěn)定理論可以設定：

由i’_q＝i_q，和公式(11)可知轉速由i_d、i_q、表示如下：

進一步的，所述模糊控制器模塊包括輸入子模塊和增益微分處理子模塊，其中：

所述輸入子模塊，用于將實際的轉子轉速n*與估算的轉子轉速n進行作差運算得到的偏差e，及偏差e的變化率de/dt，一同作為模糊控制器的輸入值；

所述增益微分處理子模塊，用于將偏差e經(jīng)過KP增益后的數(shù)值與模糊控制器的輸出值經(jīng)過Ki增益后再經(jīng)過微分處理后的數(shù)值一同構成模糊PI控制器，模糊PI控制器的輸出值為q軸參考電流

進一步的，在所述MRAS模塊中，將估算出轉子轉速的估計值乘以一常數(shù)得到估算的轉子轉速n，其中，估算出轉子轉速的估計值與估算的轉子轉速n之間的關系為：

即，所述常數(shù)為9.55。

進一步的，在所述Clark變換模塊中，用于將所述PMSM模塊輸出的三相電流i_a、i_b和i_c通過Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電流i_α和i_β，具體涉及的換算公式如下：

進一步的，在所述Park變換模塊中，用于將所述Clark變換模塊輸出的兩相定子電流i_α和i_β通過以轉子位置的估計值為參考角的Park變換后輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流i_d和i_q，具體涉及的換算公式如下：

其中，為估算的轉子角。

進一步的，在所述Park反變換模塊中，用于將所述第一PI調節(jié)模塊輸出的q軸參考電壓和所述第二PI調節(jié)模塊輸出的d軸參考電壓通過以轉子位置的估計值為參考角的Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓和具體涉及以下?lián)Q算公式：

其中，為估算的轉子角。

本發(fā)明由于采用以上技術方案，使之與現(xiàn)有技術相比，具有以下的優(yōu)點和積極效果：

1、本發(fā)明用于電機的位置和速度檢測，在實際運行過程中，模型參考自適應控制即是將電機的實際運行情況作為參考模型，將含有待估算轉速、電流等參數(shù)的電機模型作為可調模型，本發(fā)明選兩個模型均輸出電流值，利用電機的實際測量電流和估算電流的差值來對可調模型進行調節(jié)，使估算值跟蹤實際值，從而達到電機穩(wěn)定運行的目的從而達到控制電機轉速的目的；

2、本發(fā)明應用模糊控制器調整PI調節(jié)器的比例積分系數(shù)，使PI自適應調節(jié)器在電機很寬的速度范圍內都有良好的動穩(wěn)態(tài)性能，從而使觀測器在低速時可以抑制檢測的轉子位置角度的小幅振蕩，高速時減小其角度的相位延遲，提高了轉子位置的檢測精度；

3、本發(fā)明通過采用MRAS實現(xiàn)狀態(tài)估計，顯著提高了轉子位置與速度的估計精確度，且模型參考適應法具有穩(wěn)定性好，不受系統(tǒng)控制策略影響的優(yōu)點；

4、本發(fā)明中通過模糊控制，無需建立被控對象的數(shù)學模型，對被控對象的時滯、非線性和時變性具有較強的適應能力。與常規(guī)PI控制器不同，模糊控制本質上是一種非線性控制，對控制對象的參數(shù)變化或非線性具有較好的適應能力，對干擾或噪聲具有更強的抑制功能，即更強的魯棒性，因此，對于那些因過程本身的不確定性和不精確性及噪聲而難于建立數(shù)學模型或數(shù)學模型粗糙復雜的系統(tǒng)，用模糊控制更具有優(yōu)越性；

5、本發(fā)明具有低成本、控制算法簡單、易于工程實現(xiàn)、轉速及位置的估算速度及精度高等優(yōu)點。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單的介紹。顯而易見，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領域技術人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。附圖中：

圖1是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)的整體結構圖；

圖2是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)中模型參考自適應控制系統(tǒng)MRAS原理結構圖；

圖3是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)中模糊控制原理圖；

圖4是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)中e的隸屬函數(shù)圖；

圖5是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)中de的隸屬函數(shù)圖；

圖6是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)中du的隸屬函數(shù)圖；

圖7是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)的轉速波形圖；

圖8是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)的轉速誤差圖；

圖9是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)的轉角波形圖；

圖10是本發(fā)明一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)的轉角誤差波形圖。

【主要符號說明】

1-PMSM模塊；

2-Clark變換模塊；

3-Park變換模塊；

4-電壓電流轉換模塊；

5-MRAS模塊；

6-第一比較器模塊；

7-模糊控制器模塊；

8-第二比較器模塊；

9-第一PI調節(jié)模塊；

10-第三比較器模塊；

11-第二PI調節(jié)模塊；

12-Park反變換模塊；

13-SVPWM模塊；

14-逆變器模塊。

具體實施方式

以下將結合本發(fā)明的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述和討論，顯然，這里所描述的僅僅是本發(fā)明的一部分實例，并不是全部的實例，基于本發(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明的保護范圍。

本發(fā)明提供的技術方案是通過無速度傳感器裝置中的模型參考自適應系統(tǒng)，實現(xiàn)在系統(tǒng)參數(shù)不確定的情況下的測速系統(tǒng)。模型參考自適應的主要思想是把含有待估計參數(shù)的方程作為可調模型，把不含未知參數(shù)的方程作為參考模型，并且這兩個模型在物理意義上有相同的輸出量，以參考模型的輸出值作為理想的響應，然后通過合適的自適應律對可調模型的參數(shù)進行實時調節(jié)，讓兩個模型的輸出差值趨近為零，以達到控制對象的輸出可以跟蹤參考模型輸出的目的。

參考圖1，本發(fā)明公開了一種改進模糊控制的永磁電機無速度測速系統(tǒng)，包括PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor，永磁同步電機)模塊1、Clark變換模塊2、Park變換模塊3、電壓電流轉換模塊4、MRAS(Model Reference Adaptive System，模型參考自適應系統(tǒng))模塊5、第一比較器模塊6、模糊控制器模塊7、第二比較器模塊8、第一PI調節(jié)模塊9、第三比較器模塊10、第二PI調節(jié)模塊11、Park反變換模塊12、SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation，空間矢量脈寬調制)模塊13和逆變器模塊14，其中：

所述PMSM模塊1，用于檢測輸出三相電流i_a、i_b和i_c；

所述Clark變換模塊2，用于將所述PMSM模塊1輸出的三相電流i_a、i_b和i_c通過Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電流i_α和i_β；

所述Park變換模塊3，用于將所述Clark變換模塊2輸出的兩相定子電流i_α和i_β通過以轉子位置的估計值為參考角的Park變換后輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流i_d和i_q；

所述電壓電流轉換模塊4，用于將q軸參考電壓和d軸參考電壓經(jīng)電壓電流轉換后輸出兩相估算電流和

所述MRAS模塊5，用于將所述Park變換模塊3中輸出的兩相電流i_d和i_q與所述電壓電流轉換模塊4中輸出的兩相估算電流和一并輸入模型參考自適應系統(tǒng)進行估算處理，估算出轉子轉速的估計值和轉子位置的估計值并將估算出轉子轉速的估計值乘以一常數(shù)得到估算的轉子轉速n；

所述第一比較器模塊6，用于將估算的轉子轉速n與實際的轉子轉速n*進行作差；

所述模糊控制器模塊7，用于將所述第一比較器模塊6比較的差值通過PI調節(jié)后輸出q軸參考電流

所述第二比較器模塊8，用于將所述模糊控制器模塊7輸出的q軸參考電流與所述Park變換模塊3中輸出的電流i_q進行作差運算；

所述第一PI調節(jié)模塊9，用于將所述第二比較器模塊8比較的差值通過PI調節(jié)后輸出q軸參考電壓

所述第三比較器模塊10，用于將d軸參考電流與所述Park變換模塊3中輸出的電流i_d進行作差運算；

所述第二PI調節(jié)模塊11，用于將所述第三比較器模塊10比較的差值通過PI調節(jié)后輸出d軸參考電壓

所述Park反變換模塊12，用于將所述第一PI調節(jié)模塊9輸出的q軸參考電壓和所述第二PI調節(jié)模塊11輸出的d軸參考電壓通過以轉子位置的估計值為參考角的Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓和

所述SVPWM模塊13，用于將所述Park反變換模塊12輸出的兩相控制電壓和進行空間矢量調制，輸出PWM波形至所述逆變器模塊14，所述逆變器模塊14向永磁同步電機輸入三相電壓u_a、u_b和u_c，從而控制所述PMSM模塊1。

本實施例中，參考模型的輸出x為理想的系統(tǒng)動態(tài)響應，參考模型用其輸出和狀態(tài)限定了一個給定性能指標，給定的性能指標與測得的性能指標進行比較需要使用一個典型的反饋減法器。當被控對象受到了外界條件或工作條件改變等影響而有所偏離最優(yōu)軌線，可以通過被控對象輸出與參考模型輸出x進行比較來得到此減法器，獲得的廣義誤差e進入自適應機構，然后通過反饋作用對可調模型的參數(shù)進行調節(jié)，從而可以讓可調模型的輸出和參考模型的輸出x相一致，從而讓廣義誤差趨近于零，即讓可調模型的輸出與參考模型的輸出的性能指標之差接近零。圖2中u表示電流量的輸入，由下文公式(5)、(6)構成參考模型，再由下文公式(7)、(8)構成可調模型，由參考模型減去可調模型得到了自適應機構(PI調節(jié)器)輸入量，通過自適應機構(PI調節(jié)器)去調節(jié)可調模型中的使可調模型估計值與參考模型的實際值i_s’的趨向一致，定子電流矢量誤差趨于于零，同時轉速估計逐漸逼近實際值，使系統(tǒng)穩(wěn)定運行。

具體的，所述MRAS模塊5包括模型構建子模塊、減法器子模塊和調節(jié)子模塊，其中：

所述模型構建子模塊，用于構建模型參考自適應系統(tǒng)的參考模型和可調模型；

所述減法器子模塊，用于由參考模型減去可調模型得到了自適應機構的輸入量，獲得定子電流矢量誤差；

所述調節(jié)子模塊，用于通過自適應機構的反饋作用對可調模型中的轉子轉速的估計值進行調節(jié)，使得可調模型的估計值與參考模型的實際值i_s’的趨向一致，定子電流矢量誤差趨近于零，同時轉子轉速的估計值逐漸逼近實際值，使系統(tǒng)穩(wěn)定運行。

進一步的，所述模型構建子模塊中的參考模型的建立具體包括以下步驟：

永磁同步電機在兩相同步旋轉坐標系d-q下的電壓方程為：

其中，u_d和u_q為定子在兩相同步旋轉坐標系d-q下的電壓，i_d和i_q為定子在兩相同步旋轉坐標系d-q下的電流，和為定子在兩相同步旋轉坐標系d-q下電流的導數(shù)，R_s為定子每相電阻、L_s為定子每相電感，ω_r為轉速，ψ_f為轉子永磁磁鏈；

對公式(1)、(2)化簡得到：

令i’_q＝i_q，u’_q＝u_q，所以參考模型為：

進一步的，所述模型構建子模塊中的可調模型的建立具體包括以下步驟：

由公式(5)、(6)構造模型參考自適應的可調模型：

進一步的，所述減法器子模塊中的定子電流矢量誤差的計算步驟包括以下步驟：

由定子電流矢量誤差σ＝i_s’-i_s’可知，公式(5)減去(7)、(6)減去(8)可得模型參考自適應公式：

式中，

進一步的，所述調節(jié)子模塊中的轉子轉速估計值的計算步驟包括以下步驟：

MRAS中的參數(shù)一般運用比例積分的結構，由公式(9)、(10)和Popov超穩(wěn)定理論可以設定：

由i’_q＝i_q，和公式(11)可知轉速由i_d、i_q、表示如下：

參考圖3，所述模糊控制器模塊7包括輸入子模塊和增益微分處理子模塊，其中：

所述輸入子模塊，用于將實際的轉子轉速n*與估算的轉子轉速n進行作差運算得到的偏差e，及偏差e的變化率de/dt，一同作為模糊控制器的輸入值；

所述增益微分處理子模塊，用于將偏差e經(jīng)過KP增益后的數(shù)值與模糊控制器的輸出值經(jīng)過Ki增益后再經(jīng)過微分處理后的數(shù)值一同構成模糊PI控制器，模糊PI控制器的輸出值為q軸參考電流i_q^*。

進一步的，在所述MRAS模塊5中，將估算出轉子轉速的估計值乘以一常數(shù)得到估算的轉子轉速n，其中，估算出轉子轉速的估計值與估算的轉子轉速n之間的關系為：

即，所述常數(shù)為9.55。

進一步的，在所述Clark變換模塊2中，用于將所述PMSM模塊1輸出的三相電流i_a、i_b和i_c通過Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電流i_α和i_β，具體涉及的換算公式如下：

進一步的，在所述Park變換模塊3中，用于將所述Clark變換模塊2輸出的兩相定子電流i_α和i_β通過以轉子位置的估計值為參考角的Park變換后輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流i_d和i_q，具體涉及的換算公式如下：

其中，為估算的轉子角。

進一步的，在所述Park反變換模塊12中，用于將所述第一PI調節(jié)模塊9輸出的q軸參考電壓和所述第二PI調節(jié)模塊11輸出的d軸參考電壓通過以轉子位置的估計值為參考角的Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓和具體涉及以下?lián)Q算公式：

其中，為估算的轉子角。

圖4、圖5和圖6的所有模糊集合的論域選為[-1,1]。權衡控制精度和計算復雜度，模糊集合子元素選為7個，分別為NL、NM、NS、ZE、PS、PM和PL。量化因子K_e、K_i的選擇，實際中應考慮性能需求以及e和de的變化情況，選取合理的調節(jié)范圍。假設e和de的論域范圍分別為[-m，m]和[-n，n]，其中滿足隸屬函數(shù)的選擇三角形和梯形隸屬函數(shù)，因為相對而言選擇三角形和梯形隸屬函數(shù)控制器有較好的性能。推理和解模糊方法選擇MAMDANI模糊推理和重心解模糊法。

模糊規(guī)則庫通常是基于專家經(jīng)驗或過程知識生成的控制規(guī)則集合。對于永磁同步電機調速系統(tǒng)，設計的模糊控制器是針對速度控制，所以控制規(guī)則也是基于速度響應過程。

如果e>0、de<0，此時速度趨向給定值，應該給以較小的控制器輸出；

如果e<0、de<0，此時出現(xiàn)速度超調，應該盡快通過控制器抑制超調；

如果e<0、de>0，此時抑制起到作用，速度回歸給定值，控制器輸出應該較?。?/p>

如果e>0、de>0，此時速度跟蹤不上給定，控制器應該給以較大輸出。

圖7為本發(fā)明一種基于模糊控制和MRAS的永磁同步電機無速度傳感器測速方法的轉速波形圖，在0.1s突加5N·m時，轉速為1000rad/s時仿真波形，從圖中可知實際轉速與估計轉速較好的吻合，并且在轉矩突變時，波形波動很小。

圖8是本發(fā)明一種基于模糊控制和MRAS的永磁同步電機無速度傳感器測速方法的轉速誤差圖，該圖表示實際轉速與估計轉速之差，從圖中可以看出轉速誤差穩(wěn)定在-8到8之間，表明了轉速波動很小，參數(shù)辨識效果好。

圖9為本發(fā)明一種基于模糊控制和MRAS的永磁同步電機無速度傳感器測速方法的轉角波形圖，該圖表示實際轉角與估計轉角跟蹤波形，從圖中可以看出跟蹤效果好。

圖10為本發(fā)明一種基于模糊控制和MRAS的永磁同步電機無速度傳感器測速方法的轉角誤差波形圖，該圖表示實際轉角與估計轉角之差，從圖中可以看出轉角誤差穩(wěn)定在0.08到0.12之間，表明了轉角誤差波動很小，跟蹤效果好。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實施方式，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發(fā)明揭露的技術范圍內，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內。因此，本發(fā)明的保護范圍應該以權利要求的保護范圍為準。