本發(fā)明涉及一種微網(wǎng)電壓跟蹤控制方法。特別是涉及一種多擾動下的微網(wǎng)電壓跟蹤控制方法。
背景技術(shù):
微網(wǎng)是一種將分布式電源、負荷、儲能裝置、保護措施有機整合的中低壓發(fā)配電系統(tǒng),既可以與大電網(wǎng)連接運行,也可以處于孤島運行模式,它的出現(xiàn)大大提高了分布式電源并網(wǎng)的靈活性、可靠性、穩(wěn)定性,為提高供電可靠性和電能質(zhì)量的要求提供了技術(shù)支撐。它還可以滿足本地不同種類負荷的一般的或特定的電能質(zhì)量要求,為負荷提供用戶電力技術(shù)。當(dāng)微網(wǎng)處于孤島運行模式時,由于缺少大電網(wǎng)的電壓支撐,在出現(xiàn)不同類型的擾動時,如何快速控制電壓穩(wěn)定,滿足所帶負荷對供電可靠性和電能質(zhì)量的要求顯得尤為重要。
目前,針對電力系統(tǒng)中電壓的穩(wěn)定控制,多采用下垂控制方法,但由于在微網(wǎng)中難以滿足線路電抗遠大于線路電阻這一條件(即X》R),使得傳統(tǒng)下垂控制在控制電壓穩(wěn)定的同時難以保證無功功率的精確分配。同時,傳統(tǒng)的下垂控制未考慮模型的不確定性,參數(shù)攝動等對控制器的影響,所設(shè)計的控制器魯棒性有所欠缺。
技術(shù)實現(xiàn)要素:
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是,提供一種能夠?qū)崿F(xiàn)在不同擾動下微網(wǎng)電壓穩(wěn)定控制的多擾動下的微網(wǎng)電壓跟蹤控制方法。
本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是:一種多擾動下的微網(wǎng)電壓跟蹤控制方法,包括如下步驟:
1)將交流微電網(wǎng)的結(jié)構(gòu),應(yīng)用疊加原理構(gòu)成T型等效電路,T型等效電路中的交流電源是經(jīng)過二階低通濾波器處理后的理想交流電源,根據(jù)T型等效電路建立交流微電網(wǎng)數(shù)學(xué)模型;
2)將交流濾波電容兩端電壓uc的控制問題,轉(zhuǎn)換成H∞跟蹤問題,是根據(jù)步驟1)所建立的交流微電網(wǎng)數(shù)學(xué)模型,選擇輸入信號、被控輸出信號、控制信號、量測輸出信號,得到廣義被控對象的狀態(tài)空間表達式;
3)根據(jù)H∞跟蹤問題,借助MATLAB進行編程,設(shè)計H∞控制器;
4)根據(jù)H∞控制器,把理想交流電源電壓us、交流濾波電容兩端電壓uc和交流濾波電容兩端等效電壓u'c送入H∞控制器,得到控制信號,將控制信號送入換流器觸發(fā)驅(qū)動電路,利用換流器觸發(fā)驅(qū)動電路輸出的脈沖信號對換流器進行觸發(fā)控制,從而完成整個控制過程。
步驟1)中所述的建立交流微電網(wǎng)數(shù)學(xué)模型,包括:
(1)以理想交流電源為單獨電壓源的數(shù)學(xué)模型
y=[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1=is,x2=ie,x3=uc,u=us,y=uc
is為流過靠近交流理想電源一側(cè)的電感電流
ie為流過靠近換流器一側(cè)的電感電流
uc為交流濾波電容兩端電壓
us為理想交流電源電壓
Rs為靠近交流理想電源一側(cè)的電阻
Ls為靠近交流理想電源一側(cè)的電感
Re為靠近換流器一側(cè)的電阻
Le為靠近換流器一側(cè)的電感
C為交流濾波電容;
(2)以換流器等效電源為單獨電壓源的數(shù)學(xué)模型
y=[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1=is,x2=ie,x3=uc,u=ue,y=uc
ue為換流器等效電源兩端的電壓;
(3)二階理想低通濾波器的數(shù)學(xué)模型為用于去除交流電源中的高次諧波和噪聲信號,交流電源電壓u′s經(jīng)過二階理想低通濾波器后變?yōu)槔硐虢涣麟娫措妷簎s
W為二階理想低通濾波器
k為低通濾波器通帶增益
T為低通濾波器周期
ξ為低通濾波器阻尼系數(shù)
s為拉普拉斯算子
u′s為交流電源電壓。
步驟2)中所述的輸入信號為理想交流電源電壓us,被控輸出信號為理想交流電源電壓us與交流濾波電容兩端電壓uc之差,所述的控制信號為換流器等效電源兩端的電壓ue,所述的量測輸出信號為交流濾波電容兩端電壓uc,所述的廣義被控對象的狀態(tài)空間表達式為:
其中
k為低通濾波器通帶增益
T為低通濾波器周期
ξ為低通濾波器阻尼系數(shù)
為狀態(tài)向量
x為狀態(tài)變量
z為被控輸出信號
y為量測輸出信號
u為控制信號
w為輸入信號
ρ為常數(shù)
I為單位矩陣。
步驟3)所述的H∞控制器K∞是由H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2組成,H∞第一控制器C1的輸入是理想交流電源電壓us;H∞第二控制器C2的輸入是交流濾波電容兩端電壓uc和交流濾波電容兩端等效電壓u'c;交流濾波電容兩端等效電壓u'c是由理想交流電源電壓us經(jīng)過前饋系統(tǒng)F作用得到;前饋系統(tǒng)F中,交流濾波電容兩端等效電壓u'c與理想交流電源電壓us之差經(jīng)過靠近交流理想電源一側(cè)的電阻Rs和靠近交流理想電源一側(cè)的電感Ls得到流過靠近交流理想電源一側(cè)的電感等效電流i′s,流過靠近換流器一側(cè)的電感等效電流i′e減去流過靠近交流理想電源一側(cè)的電感等效電流i′s后得到流過交流濾波電容的等效電流i′c,流過交流濾波電容的等效電流i′c經(jīng)過交流濾波電容后得到交流濾波電容兩端等效電壓u'c;H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2的輸出信號疊加后做為換流控制器KPWM的輸入,換流控制器KPWM的輸出為換流器等效電源兩端的電壓ue;換流器等效電源兩端的電壓ue加上交流濾波電容兩端等效電壓u'c和直流儲能區(qū)對交流微網(wǎng)干擾等效電壓再減去交流濾波電容兩端電壓uc之后的信號,做為實際被控對象P的輸入信號,對實際被控對象P進行控制。
所述的實際被控對象P是根據(jù)步驟1)中所述的以換流器等效電源為單獨電壓源的數(shù)學(xué)模型獲得,實際被控對象P中的ic為流過交流濾波電容的電流。
本發(fā)明的一種多擾動下的微網(wǎng)電壓跟蹤控制方法,實現(xiàn)了在不同擾動下的微網(wǎng)電壓快速控制,同時滿足了微網(wǎng)系統(tǒng)對電能質(zhì)量指標的高要求,使微網(wǎng)系統(tǒng)魯棒性能得以提高、總體運行性能達到更優(yōu)。對于孤島運行的交流微網(wǎng),當(dāng)出現(xiàn)不同類型的擾動時,根據(jù)本發(fā)明的控制方法,可以快速控制交流微網(wǎng)的電壓,在出現(xiàn)參數(shù)攝動時,也能滿足了微網(wǎng)系統(tǒng)對電能質(zhì)量指標的高要求,使微網(wǎng)系統(tǒng)魯棒性能得以提高、總體運行性能達到更優(yōu)。
附圖說明
圖1是微網(wǎng)拓撲圖;
圖2是以理想交流電源電壓us為單獨電壓源的等值電路原理圖;
圖3是以換流器等效電源兩端的電壓ue為單獨電壓源的等值電路原理圖;
圖4是H∞電壓控制框圖;
圖5是直流側(cè)電壓跌落50V時交流側(cè)電壓波形圖;
圖6是增大100KW負荷時的交流側(cè)電壓波形圖;
圖7是采用PI控制時元件參數(shù)攝動前交流電壓諧波情況示意圖;
圖8是采用PI控制時元件參數(shù)攝動后交流電壓諧波情況示意圖;
圖9是采用H∞控制時元件參數(shù)攝動前交流電壓諧波情況示意圖;
圖10是采用H∞控制時元件參數(shù)攝動后交流電壓諧波情況示意圖。
具體實施方式
下面結(jié)合實施例和附圖對本發(fā)明的一種多擾動下的微網(wǎng)電壓跟蹤控制方法做出詳細說明。
本發(fā)明的一種多擾動下的微網(wǎng)電壓跟蹤控制方法,包括如下步驟:
1)將如圖1所示的交流微電網(wǎng)的結(jié)構(gòu),應(yīng)用疊加原理構(gòu)成如圖2和圖3所示T型等效電路,分別以理想交流電源us和換流器兩端電壓ue為獨立電壓源作用的電路,即T型等效電路中的交流電源是經(jīng)過二階低通濾波器處理后的理想交流電源,根據(jù)T型等效電路建立交流微電網(wǎng)數(shù)學(xué)模型;
所述的建立交流微電網(wǎng)數(shù)學(xué)模型,包括:
(1)以理想交流電源為單獨電壓源的數(shù)學(xué)模型
y=[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1=is,x2=ie,x3=uc,u=us,y=uc
is為流過靠近交流理想電源一側(cè)的電感電流
ie為流過靠近換流器一側(cè)的電感電流
uc為交流濾波電容兩端電壓
us為理想交流電源電壓
Rs為靠近交流理想電源一側(cè)的電阻
Ls為靠近交流理想電源一側(cè)的電感
Re為靠近換流器一側(cè)的電阻
Le為靠近換流器一側(cè)的電感
C為交流濾波電容;
(2)以換流器等效電源為單獨電壓源的數(shù)學(xué)模型
y=[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1=is,x2=ie,x3=uc,u=ue,y=uc
ue為換流器等效電源兩端的電壓。
(3)二階理想低通濾波器的數(shù)學(xué)模型為用于去除交流電源中的高次諧波和噪聲信號,交流電源電壓u′s經(jīng)過二階理想低通濾波器后變?yōu)槔硐虢涣麟娫措妷簎s
W為二階理想低通濾波器
k為低通濾波器通帶增益
T為低通濾波器周期
ξ為低通濾波器阻尼系數(shù)
s為拉普拉斯算子
u′s為交流電源電壓。
2)將交流濾波電容兩端電壓uc的控制問題,轉(zhuǎn)換成H∞跟蹤問題,是根據(jù)步驟1)所建立的交流微電網(wǎng)數(shù)學(xué)模型,選擇輸入信號、被控輸出信號、控制信號、量測輸出信號,得到廣義被控對象的狀態(tài)空間表達式;
所述的輸入信號為理想交流電源電壓us,被控輸出信號為理想交流電源電壓us與交流濾波電容兩端電壓uc之差,所述的控制信號為換流器等效電源兩端的電壓ue,所述的量測輸出信號為交流濾波電容兩端電壓uc,所述的廣義被控對象的狀態(tài)空間表達式為:
其中
k為低通濾波器通帶增益
T為低通濾波器周期
ξ為低通濾波器阻尼系數(shù)
為狀態(tài)向量
x為狀態(tài)變量
z為被控輸出信號
y為量測輸出信號
u為控制信號
w為輸入信號
ρ為常數(shù)
I為單位矩陣。
3)根據(jù)H∞跟蹤問題,借助MATLAB進行編程,設(shè)計H∞控制器;
如圖4所示,所述的H∞控制器K∞是由H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2組成,H∞第一控制器C1的輸入是理想交流電源電壓us;H∞第二控制器C2的輸入是交流濾波電容兩端電壓uc和交流濾波電容兩端等效電壓u'c;交流濾波電容兩端等效電壓u'c是由理想交流電源電壓us經(jīng)過前饋系統(tǒng)F作用得到;前饋系統(tǒng)F中,交流濾波電容兩端等效電壓u'c與理想交流電源電壓us之差經(jīng)過靠近交流理想電源一側(cè)的電阻Rs和靠近交流理想電源一側(cè)的電感Ls得到流過靠近交流理想電源一側(cè)的電感等效電流i′s,流過靠近換流器一側(cè)的電感等效電流i'e減去流過靠近交流理想電源一側(cè)的電感等效電流i′s后得到流過交流濾波電容的等效電流i′c,流過交流濾波電容的等效電流i′c經(jīng)過交流濾波電容后得到交流濾波電容兩端等效電壓u'c;H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2的輸出信號疊加后做為換流控制器KPWM的輸入,換流控制器KPWM的輸出為換流器等效電源兩端的電壓ue;換流器等效電源兩端的電壓ue加上交流濾波電容兩端等效電壓u'c和直流儲能區(qū)對交流微網(wǎng)干擾等效電壓再減去交流濾波電容兩端電壓uc之后的信號,做為實際被控對象P的輸入信號,對實際被控對象P進行控制。所述的實際被控對象P是根據(jù)步驟1)中所述的以換流器等效電源為單獨電壓源的數(shù)學(xué)模型獲得,實際被控對象P中的ic為流過交流濾波電容的電流。
4)根據(jù)H∞控制器,把理想交流電源電壓us、交流濾波電容兩端電壓uc和交流濾波電容兩端等效電壓u'c送入H∞控制器,得到控制信號,將控制信號送入換流器觸發(fā)驅(qū)動電路,利用換流器觸發(fā)驅(qū)動電路輸出的脈沖信號對換流器進行觸發(fā)控制,從而完成整個控制過程。
下面給出實例:
所用仿真模型中,理想交流電源電壓us為220V,直流區(qū)儲能元件兩端電壓udc為800V,其余元件參數(shù)如表1所示。
表1.各元件參數(shù)
可計算得
其中
對于K1(s):
[b5 b4 b3 b2 b1 b0]=[0 -1.991×103 -1.065×106 -2.086×1010 8.498×10122.249×1015]
[a5 a4 a3 a2 a1 a0]=[1 5.32×103 2.465×107 4.405×1010 4.313×10135.592×1015]
對于K2(s):
[b5 b4 b3 b2 b1 b0]=[0 -3,958×10-19 -2.988×10-15 -7.201×10-12 -2.913×10-8 -5.106×10-6]
[a5 a4 a3 a2 a1 a0]=[1 5.32×103 2.465×107 4.405×1010 4.313×10135.592×1015]
1)微網(wǎng)穩(wěn)定運行至0.6s時,直流側(cè)電壓由800V跌落至750V。即udc由800V跌落至750V。
由圖5可以看出,采用H∞控制時,交流區(qū)電壓出現(xiàn)3V的波動,0.1s之后恢復(fù)穩(wěn)定。采用PI控制時,交流區(qū)電壓出現(xiàn)6V的波動,經(jīng)過0.2s后恢復(fù)至正常范圍。H∞控制器維持電壓穩(wěn)定能力和收斂性能都明顯優(yōu)于PI控制器。
2)微網(wǎng)穩(wěn)定運行至0.6s時,所帶負荷增大100KW。
由圖6所示,采用PI控制器時,電壓出現(xiàn)了7.5V的波動并來回震蕩,0.2s后恢復(fù)穩(wěn)定。采用H∞控制器時,雖然電壓也出現(xiàn)了7.5V的波動,但其收斂效果明顯優(yōu)于PI控制器,0.1s后即恢復(fù)穩(wěn)定。H∞控制器收斂性能強于PI控制器。
3)微網(wǎng)元件參數(shù)發(fā)生30%的攝動。
圖7和圖8是采用PI控制時交流電壓的諧波分析圖。在元件參數(shù)攝動前,波形畸變率為0.75%;元件參數(shù)發(fā)生攝動后,波形畸變率變?yōu)?.85%,系統(tǒng)性能變差。圖9和圖10是采用H∞控制時交流電壓的諧波分析圖。元件參數(shù)攝動前,波形畸變率僅為0.49%,優(yōu)于采用PI控制時的0.75%;元件參數(shù)攝動后,波形畸變率僅變?yōu)?.87%,明顯小于PI控制時的1.85%。可以看出,采用H∞控制可提高系統(tǒng)的魯棒性,改善電能質(zhì)量。