本發(fā)明涉及電路領(lǐng)域，更為具體地，涉及多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設(shè)計(jì)方法。

背景技術(shù)：

隨著光伏電池成本不斷降低、光伏發(fā)電技術(shù)日趨成熟，光伏發(fā)電占總發(fā)電量比重越來越高。作為未來光伏發(fā)展的重要趨勢(shì)，大型光伏電站和大容量的分布式發(fā)電多采用多個(gè)光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)連接方式集中并網(wǎng)。電網(wǎng)中不可避免地存在電網(wǎng)阻抗，且電網(wǎng)運(yùn)行方式的改變，也會(huì)引起電網(wǎng)阻抗的變化。當(dāng)電網(wǎng)阻抗變化時(shí)，可能引發(fā)多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性以及并網(wǎng)電流諧波含量超標(biāo)等問題。電網(wǎng)阻抗的存在會(huì)影響多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的電流環(huán)控制，降低系統(tǒng)的相位裕度，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

鑒于此，本發(fā)明的目的是提供一種多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設(shè)計(jì)方法。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的，一種多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設(shè)計(jì)方法，包括以下步驟：

步驟1)根據(jù)系統(tǒng)的功率P，直流側(cè)電壓U_dc，電網(wǎng)電壓u_g，開關(guān)頻率f_s，以及逆變側(cè)電流紋波要求η，求出LCL濾波器的逆變器側(cè)電感L₁；

步驟2)假設(shè)逆變器采用單電感L₁濾波，設(shè)計(jì)控制器G_c(s)，并求出此時(shí)的系統(tǒng)開環(huán)截止頻率ω_c；

步驟3)由諧振頻率ω_resm大于ω_c，求出對(duì)應(yīng)的濾波電容C₁；

步驟4)綜合考慮LCL濾波器的濾波性能和成本，求出最優(yōu)的電網(wǎng)側(cè)電感L₂，同時(shí)，校驗(yàn)f_res0是否大于10倍的電網(wǎng)頻率，且小于開關(guān)頻率的一半，如不滿足，可返回步驟3)，調(diào)整C₁的取值；

步驟5)設(shè)計(jì)有源阻尼系數(shù)k_d，畫出系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖，檢驗(yàn)系統(tǒng)控制性能是否滿足要求，如不滿足，調(diào)整控制器G_c(s)的參數(shù)。

進(jìn)一步，所述的逆變器側(cè)電感L₁通過以下方法獲?。河晒絃₁≥U_dc u_g/4u_gPf_s得L₁的取值范圍。

進(jìn)一步，當(dāng)逆變器采用單電感L₁濾波時(shí)，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為選取系統(tǒng)的相角裕度和工頻幅值增益，確定控制器G_c(s)類型及參數(shù)和開環(huán)截止頻率ω_c；其中G_d(s)表示數(shù)字控制器，K_PWM表示逆變橋增益。

進(jìn)一步，濾波電容C1通過以下方法獲得：由公式得C₁的取值范圍；ω_c表示開環(huán)截止頻率。

進(jìn)一步，當(dāng)LCL濾波器的紋波衰減倍數(shù)最大時(shí)，求出此時(shí)對(duì)應(yīng)的電網(wǎng)側(cè)電感L₂；由工程經(jīng)驗(yàn)確定電容電流閉環(huán)系統(tǒng)阻尼比ζ的大小，由公式可以求出有源阻尼系數(shù)k_d。

由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明具有如下的優(yōu)點(diǎn)：

本發(fā)明在不同的電網(wǎng)阻抗下均能實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定并網(wǎng)，且并網(wǎng)電流波形良好，對(duì)電網(wǎng)阻抗具有很強(qiáng)的適應(yīng)性。

附圖說明

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面將結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)描述，其中：

圖1為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖；

圖2為單相光伏并網(wǎng)逆變器的控制結(jié)構(gòu)圖；

圖3為單相光伏并網(wǎng)逆變器的電流環(huán)控制框圖；

圖4為各臺(tái)光伏并網(wǎng)逆變器的等效電路模型；

圖5為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的等效阻抗模型；

圖6為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的等效電流環(huán)控制框圖；

圖7為有源阻尼下的LCL濾波器頻率響應(yīng)特性；

圖8為L₁濾波和LCL濾波下系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖；

圖9為不同頻率下的光伏并網(wǎng)逆變器等效輸出阻抗；

圖10為不同電網(wǎng)阻抗下并網(wǎng)點(diǎn)電壓和并網(wǎng)電流仿真波形；(a)L_g＝0，(b)L_g＝2mH，(c)L_g＝10mH；

圖11為5臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的仿真波形(L_g＝2mH)，(a)為并網(wǎng)點(diǎn)電壓和并網(wǎng)電流波形，(b)為電網(wǎng)電流波形。

具體實(shí)施方式

以下將結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)的描述；應(yīng)當(dāng)理解，優(yōu)選實(shí)施例僅為了說明本發(fā)明，而不是為了限制本發(fā)明的保護(hù)范圍。

如圖1所示為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖，圖中有n臺(tái)單相光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行，逆變器輸出通過LCL濾波器接入電網(wǎng)。其中，u_ri、i_1i和i_2i分別為第i臺(tái)并網(wǎng)逆變器的輸出電壓、輸出電流和并網(wǎng)電流，L_1i、C_1i和L_2i分別為第i臺(tái)逆變器的逆變側(cè)電感、濾波電容和網(wǎng)側(cè)電感，Z_g＝R_g+sL_g為電網(wǎng)阻抗，u_pcc為并網(wǎng)點(diǎn)電壓，u_g和i_g分別為電網(wǎng)電壓和電網(wǎng)電流。

對(duì)于多并聯(lián)三相光伏并網(wǎng)逆變器，由于三相并網(wǎng)逆變器在αβ靜止坐標(biāo)系下，兩相之間相互獨(dú)立，且電流控制環(huán)對(duì)稱，因此可類比于單相并網(wǎng)逆變器控制。

圖1中每臺(tái)單相光伏并網(wǎng)逆變器的詳細(xì)控制結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中u_dc為逆變器直流母線電壓，i_dc為逆變器輸入電流。由于電壓外環(huán)的響應(yīng)速度遠(yuǎn)小于電流內(nèi)環(huán)響應(yīng)速度，故可將直流母線電壓認(rèn)為是一常數(shù)，為U_dc，本文僅從電流內(nèi)環(huán)角度分析逆變器與電網(wǎng)之間的交互影響。

圖2中的單相逆變電路采用典型的全橋結(jié)構(gòu)，u_r為逆變橋輸出電壓，逆變橋輸出通過LCL濾波器接入電網(wǎng)。鎖相環(huán)PLL輸出并網(wǎng)點(diǎn)電壓u_pcc的同步信號(hào)sinθ，電流參考信號(hào)i_ref由參考電流幅值I_ref與sinθ相乘獲得，G_c為電流控制器，k_d為電容電流有源阻尼系數(shù)，逆變器采用雙極性SPWM調(diào)制。

如圖3所示為單相光伏并網(wǎng)逆變器的電流環(huán)控制框圖，其中G_c(s)為電流控制器傳遞函數(shù)，G_d(s)為數(shù)字控制器計(jì)算、采樣以及零階保持器構(gòu)成的延時(shí)環(huán)節(jié)，SPWM調(diào)制下的逆變橋增益K_PWM＝U_dc，這里設(shè)定三角載波幅值為1。

考慮系統(tǒng)存在一拍的控制延時(shí)，由于并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率通常遠(yuǎn)小于系統(tǒng)的奈奎斯特頻率，在s域內(nèi)使用式(1)來描述實(shí)際的數(shù)字計(jì)算延時(shí)、采樣器以及零階保持器，具有足夠的精度。

式(1)中T_s為系統(tǒng)的采樣周期。

由圖3可得，給定參考電流下的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

逆變器輸出并網(wǎng)電流為

其中G₁(s)＝[s²L₁C₁+sG_d(s)K_PWMk_dC₁+1]/..[s³L₁L₂C₁+s²G_d(s)K_PWMk_dL₂C₁+s(L₁+L₂)]，I*(s)為逆變器等效輸出電流源，Y_o(s)為逆變器等效輸出導(dǎo)納。

假設(shè)圖1中各臺(tái)并網(wǎng)逆變器均采用相同的結(jié)構(gòu)、參數(shù)以及控制策略，則各臺(tái)并網(wǎng)逆變器的等效電路模型如圖4所示。當(dāng)n臺(tái)光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，對(duì)于各臺(tái)并網(wǎng)逆變器而言，等效地電網(wǎng)阻抗被放大了n倍。

綜上所述，多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的等效阻抗模型如圖5所示，通?？梢岳么俗杩鼓Ｐ蛠砼袛嘞到y(tǒng)穩(wěn)定性，以及系統(tǒng)是否發(fā)生諧振。

對(duì)于圖4所示的逆變器等效電路模型，其電流環(huán)控制框圖如圖6所示，當(dāng)無并網(wǎng)點(diǎn)電壓前饋時(shí)，電網(wǎng)阻抗可以看作網(wǎng)側(cè)電感L₂的一部分，因此有L_2eq＝L₂+nL_g和R_geq＝nR_g。

由圖6可知，給定參考電流下的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

其中G₂(s)＝R_geq(1+sG_d(s)K_PWMk_dC₁+s²L₁C₁)，G₃(s)＝s(s²L₁L_2eqC₁+sG_d(s)K_PWMk_dL_2eqC₁+L₁+L_2eq)同樣地，可以通過式(4)利用幅值或相角裕度來判斷多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性。

對(duì)于多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器，其穩(wěn)定性可以通過等效控制模型進(jìn)行分析，通過計(jì)算系統(tǒng)的相角裕度是否大于零，進(jìn)而判斷系統(tǒng)是否處于穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。當(dāng)多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，系統(tǒng)的相角裕度γ＝0，即有下式成立：

式(5)中ω_c為系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率。

在圖5的等效阻抗模型中，當(dāng)逆變器輸出導(dǎo)納Y_o(s)與等效電網(wǎng)阻抗匹配時(shí)，系統(tǒng)出現(xiàn)諧振現(xiàn)象，阻抗匹配的條件如下式(6)所示。

當(dāng)發(fā)生阻抗匹配時(shí)，對(duì)于電網(wǎng)電壓而言，系統(tǒng)處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，此時(shí)若電網(wǎng)電壓中含有對(duì)應(yīng)頻率的諧波電壓分量，并網(wǎng)電流i₂中會(huì)產(chǎn)生大量的諧波電流，影響逆變器的正常運(yùn)行。

當(dāng)發(fā)生阻抗匹配時(shí)，對(duì)于逆變器的等效輸出電流源而言，系統(tǒng)處于并聯(lián)諧振狀態(tài)，但由于阻抗模型中I*(s)是一個(gè)理想的基波電流源，且并聯(lián)諧振相當(dāng)于“斷路”，因此系統(tǒng)的并聯(lián)諧振并不會(huì)使得并網(wǎng)電流中的諧波電流得到放大。

由上述分析，當(dāng)多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，有式(5)成立，經(jīng)過推導(dǎo)計(jì)算，詳細(xì)的推導(dǎo)過程如下：

當(dāng)G'(s)＝-1時(shí)，

即

即G_c(s)G_d(s)K_PWM+G₂(s)+G₃(s)＝0

即

G_c(s)G_d(s)K_PWM+s³L₁L₂C₁+s²G_d(s)K_PWMk_dL₂C₁+sL₁+sL₂+(nR_g+snL_g)(s²L₁C₁+sG_d(s)K_PWMk_dC₁+1)＝0即

即

此時(shí)系統(tǒng)滿足阻抗匹配條件，即式(7)成立，且阻抗匹配的頻率為系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率。

設(shè)逆變器等效輸出導(dǎo)納有如下形式：

則系統(tǒng)有如下結(jié)論成立：

1)當(dāng)系統(tǒng)G′(s)的γ＝0時(shí)，必有R(ω_c)+nR_g＝0且X(ω_c)+nω_cL_g＝0成立，這即是式(7)的結(jié)論；同時(shí)，有R(ω₁)+nR_g≠0且X(ω₁)+nω₁L_g＝0成立，這里ω₁可能不唯一，也可能不存在。

2)當(dāng)系統(tǒng)G′(s)的γ≠0時(shí)，有R(ω₂)+nR_g≠0且X(ω₂)+nω₂L_g＝0成立，同樣地，這里ω₂可能不唯一，也可能不存在；同時(shí)，必不存在某一頻率ω_x，使得R(ω_x)+nR_g＝0且X(ω_x)+nω_xL_g＝0成立，此結(jié)論易用反證法證得，若上述ω_x存在，則此時(shí)必有系統(tǒng)G′(s)相角裕度γ＝0。

總結(jié)來說，對(duì)于一個(gè)確定的多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，方程X(ω)+nωL_g＝0的根可能不存在，也可能有多個(gè)，當(dāng)存在一個(gè)根ω，使得同時(shí)滿足R(ω)+nR_g＝0時(shí)，系統(tǒng)G′(s)的相角裕度為零，且此根ω＝ω_c。

在圖5的等效阻抗模型中，畸變的電網(wǎng)電壓會(huì)在并網(wǎng)電流i₂中產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的諧波電流。

式(9)中u_gh為電網(wǎng)電壓中的第h次諧波電壓，i_2h為并網(wǎng)電流中的第h次諧波電流。由前述分析，當(dāng)且僅當(dāng)系統(tǒng)γ＝0時(shí)，有R(ω)+nR_g＝0且X(ω)+nωL_g＝0成立，同時(shí)由于R(ω)和X(ω)均是由初等函數(shù)經(jīng)過有限次變換得到，因此R(ω)和X(ω)均為連續(xù)函數(shù)，因此有

當(dāng)然，式(10)中的頻率ω應(yīng)趨近或等于系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率ω_c，諧波電壓的頻率也應(yīng)在上述頻率附近。由式(10)可知，為防止電網(wǎng)電壓畸變對(duì)并網(wǎng)電流產(chǎn)生諧波污染，應(yīng)保證系統(tǒng)G′(s)具有一定的相角裕度。

SPWM調(diào)制下的逆變橋環(huán)節(jié)是一個(gè)非線性環(huán)節(jié)，其輸出電壓含有豐富的諧波成分，主要包括：死區(qū)導(dǎo)致的3、5、7等低次諧波電壓，以及調(diào)制產(chǎn)生的開關(guān)頻率及其倍頻處的高次諧波電壓。在圖6所示的等效控制模型中，逆變橋輸出u_r中含有上述的諧波成分，以u(píng)_r為輸入，并網(wǎng)電流i₂為輸出的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

當(dāng)系統(tǒng)G′(s)的相角裕度趨近于零，則有

當(dāng)然，式(11)和(12)中的傳遞函數(shù)G′(s)是近似得到的，當(dāng)考慮逆變橋環(huán)節(jié)輸出諧波電壓時(shí)，逆變橋環(huán)節(jié)就是一個(gè)非線性環(huán)節(jié)(圖6中將逆變橋等價(jià)為比例增益K_PWM)，但通常開關(guān)頻率足夠高，因此上述近似具有足夠精度。由式(12)不難看出，當(dāng)系統(tǒng)G′(s)的相角裕度較低時(shí)，u_r中的諧波電壓會(huì)對(duì)并網(wǎng)電流產(chǎn)生較大的諧波污染，因此，為了提高并網(wǎng)電流的電能質(zhì)量，應(yīng)保證系統(tǒng)G′(s)具有一定的相角裕度。

式(11)和(12)中的諧波電壓和電流的頻率均在系統(tǒng)開環(huán)截止頻率附近，其頻率階次相對(duì)較低，當(dāng)系統(tǒng)G′(s)的γ＝0時(shí)，此時(shí)稱系統(tǒng)處于“低頻諧振”狀態(tài)。而對(duì)于逆變橋輸出的高次諧波電壓，通常利用LCL濾波器進(jìn)行諧波抑制，當(dāng)LCL濾波器的阻尼策略失效時(shí)，系統(tǒng)會(huì)發(fā)生“高頻諧振”，使得并網(wǎng)電流畸變嚴(yán)重。

綜上所述，當(dāng)逆變橋環(huán)節(jié)輸出諧波電壓，且電網(wǎng)含有背景諧波電壓時(shí)，為了降低并網(wǎng)電流中的諧波含量，應(yīng)在LCL濾波器阻尼策略不失效的前提下，保證系統(tǒng)G′(s)具有足夠的穩(wěn)定裕度。

由前述分析，為了保證并網(wǎng)電流的電能質(zhì)量，多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器應(yīng)具有足夠的穩(wěn)定裕度，特別地，當(dāng)?shù)刃щ娋W(wǎng)阻抗發(fā)生變化時(shí)，要求系統(tǒng)始終具有足夠的相角裕度。由于電網(wǎng)阻抗中的電阻分量可以增加系統(tǒng)的相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，因此本節(jié)考慮極端情況，電網(wǎng)阻抗中僅含有電感分量。

各個(gè)廠家在設(shè)計(jì)和生產(chǎn)光伏并網(wǎng)逆變器時(shí)，通常不會(huì)考慮電網(wǎng)阻抗的影響，而當(dāng)考慮電網(wǎng)阻抗影響時(shí)，光伏并網(wǎng)逆變器應(yīng)利用圖6中的電流環(huán)進(jìn)行分析和設(shè)計(jì)。仔細(xì)比較圖3和圖6，不難發(fā)現(xiàn)，由于電網(wǎng)阻抗的存在，使得LCL濾波器的等效網(wǎng)側(cè)濾波電感發(fā)生了變化，進(jìn)而LCL濾波器對(duì)系統(tǒng)G′(s)在截止頻率處的相角貢獻(xiàn)也發(fā)生了變化。

式(13)為LCL濾波器的諧振頻率隨等效電網(wǎng)阻抗變化的關(guān)系式，隨著nL_g的增大，諧振頻率ω_res逐漸減小。圖7所示為有源阻尼控制下的LCL濾波器頻率響應(yīng)特性，在諧振頻率附近，LCL濾波器的相頻特性迅速由-90°變化到-270°。

隨著LCL濾波器諧振頻率的不斷降低，當(dāng)ω_res逐漸接近系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率ω_c時(shí)，LCL濾波器對(duì)系統(tǒng)G′(s)的相角貢獻(xiàn)迅速由-90°變化到-270°，這使得系統(tǒng)的相角裕度迅速降低，系統(tǒng)趨向于不穩(wěn)定。綜上所述，解釋了等效電網(wǎng)阻抗中電感分量的增大，使得系統(tǒng)穩(wěn)定性降低的原因。

由式(14)知，ω_res存在一個(gè)極小值ω_resm。因此，當(dāng)?shù)刃щ娋W(wǎng)阻抗變化時(shí)，為了防止LCL濾波器諧振頻率處的相頻特性對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性產(chǎn)生影響，可以設(shè)計(jì)參數(shù)L₁和C₁，使得ω_resm大于系統(tǒng)開環(huán)截止頻率，這樣在不同的電網(wǎng)阻抗下，LCL濾波器在ω_c處對(duì)系統(tǒng)的相角貢獻(xiàn)始終為-90°。

設(shè)等效電網(wǎng)阻抗為0時(shí)，LCL濾波器的諧振頻率為ω_res0，則ω_res0與ω_resm的相對(duì)差值為

由數(shù)學(xué)知識(shí)可知，δ_res是關(guān)于L₁/L₂的增函數(shù)。假設(shè)L₁和L₂具有相同的數(shù)量級(jí)，即L₁/L₂∈[0.1,10]，則有δ_res∈[4.65％,69.8％]。特別地，當(dāng)L₁＝L₂時(shí)，δ_res＝29.3％。因此，當(dāng)?shù)刃щ娋W(wǎng)阻抗變化時(shí)，為了減小LCL濾波器諧振頻率的可移動(dòng)范圍，在設(shè)計(jì)參數(shù)L₁和L₂時(shí)，可在不影響濾波器濾波性能的前提下，盡量選擇較小的L₁/L₂。

事實(shí)上，實(shí)際電網(wǎng)阻抗的變化范圍有限，不可能為無窮大，LCL濾波器諧振頻率的移動(dòng)也很有限。因此，設(shè)計(jì)諧振頻率ω_res0顯得尤為重要，如前所述，需要設(shè)計(jì)ω_res0大于系統(tǒng)開環(huán)截止頻率ω_c，以提高系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)阻抗的抗干擾能力。

本發(fā)明提出一種多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設(shè)計(jì)方法，包括以下步驟：

1)根據(jù)系統(tǒng)的功率P，直流側(cè)電壓U_dc，電網(wǎng)電壓u_g，開關(guān)頻率f_s，以及逆變側(cè)電流紋波要求η，求出LCL濾波器的參數(shù)L₁；

2)假設(shè)逆變器采用單電感L₁濾波，設(shè)計(jì)控制器G_c(s)，并求出此時(shí)的系統(tǒng)開環(huán)截止頻率ω_c；

3)由諧振頻率ω_resm大于ω_c，求出對(duì)應(yīng)的濾波電容C₁；

4)綜合考慮LCL濾波器的濾波性能和成本，求出最優(yōu)的L₂，同時(shí)，校驗(yàn)f_res0是否大于10倍的電網(wǎng)頻率，且小于開關(guān)頻率的一半，如不滿足，可返回步驟3)，適當(dāng)調(diào)整C₁的取值；

5)設(shè)計(jì)有源阻尼系數(shù)k_d，畫出系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖，檢驗(yàn)系統(tǒng)控制性能是否滿足要求，如不滿足，可適當(dāng)調(diào)整控制器G_c(s)的參數(shù)。

經(jīng)過上述設(shè)計(jì)，在不同的電網(wǎng)阻抗下，對(duì)逆變器的低頻段控制而言，等效地系統(tǒng)始終采用L型濾波器，這也是逆變器“堅(jiān)強(qiáng)”的緣由。

有文獻(xiàn)已指出，隨著等效電網(wǎng)阻抗的增大，LCL濾波器的阻尼比逐漸增加，因此，系統(tǒng)不會(huì)因?yàn)橛性醋枘岵呗缘氖Фl(fā)生高頻諧振。

本實(shí)施例以具體的參數(shù)來說明逆變器的設(shè)計(jì)方法

1)設(shè)單相光伏并網(wǎng)逆變器的輸出功率為5kW，直流側(cè)電壓400V，電網(wǎng)電壓有效值220V，開關(guān)頻率10kHz，要求逆變器側(cè)電流紋波不超過15％，則逆變器側(cè)電感L₁≥2.9mH，這里選取L₁＝3mH。

2)當(dāng)逆變器采用單電感L₁濾波時(shí)，選擇電流控制器為PR控制，參數(shù)k_p＝0.06，k_r＝0.1，系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的Bode圖如圖8所示，截止頻率ω_c＝5960rad/s。

3)當(dāng)ω_resm大于ω_c時(shí)，C₁<9.4μF，這里取C₁＝4.7μF。

4)要求LCL濾波器在開關(guān)頻率處具有較高的紋波衰減倍數(shù)，且控制成本，取L₂＝2mH。此時(shí)f_res0＝2119Hz，滿足要求。

5)選取有源阻尼系數(shù)k_d＝0.15，系統(tǒng)完整的開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖如圖8所示，截止頻率ω′_c＝3670rad/s，相角裕度為45°，系統(tǒng)具有較好的控制性能。

如圖8所示，在低頻段，系統(tǒng)等效地采用單電感濾波(電感值L＝L₁+L₂)，由于ω′_c<ω_c，這也使得諧振頻率ω_resm更加遠(yuǎn)離系統(tǒng)開環(huán)截止頻率。

借助數(shù)值計(jì)算軟件，可計(jì)算出不同頻率下的光伏并網(wǎng)逆變器等效輸出阻抗，如圖9所示。由于諧振控制環(huán)節(jié)僅對(duì)工頻處的輸出阻抗有較大影響，因此在圖9中，僅考慮了比例控制。當(dāng)頻率ω∈(0,3370)時(shí)，X(ω)<0，由于電網(wǎng)阻抗的不確定性，此時(shí)方程X(ω)+nωL_g＝0可能有解存在，但在該頻率范圍內(nèi)，R(ω)>11.47，由式(9)可知，電網(wǎng)電壓中的諧波會(huì)被衰減抑制。當(dāng)頻率ω>30000rad/s時(shí)，R(ω)≈0，X(ω)遠(yuǎn)大于0，電網(wǎng)電壓中的諧波仍會(huì)被衰減抑制。總結(jié)而言，由于系統(tǒng)的穩(wěn)定性較高，即使因?yàn)樽杩蛊ヅ涠l(fā)生了諧振現(xiàn)象，由于系統(tǒng)的阻尼作用較強(qiáng)，也不會(huì)出現(xiàn)諧波放大。

在MATLAB中搭建上述單相光伏并網(wǎng)逆變器模型，逆變器的結(jié)構(gòu)和控制如圖2所示。在理想的電網(wǎng)電壓中注入5、7、9、11、13次諧波各1％，當(dāng)單臺(tái)逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，設(shè)置電網(wǎng)阻抗分別為0、2mH和10mH，并網(wǎng)點(diǎn)電壓和并網(wǎng)電流的仿真波形如圖10所示，為了方便顯示，已將并網(wǎng)點(diǎn)電壓縮小了5倍。

由圖10可知，在不同的電網(wǎng)阻抗下，單相光伏并網(wǎng)逆變器始終處于穩(wěn)定工作狀態(tài)，且并網(wǎng)電流波形較好。對(duì)并網(wǎng)電流進(jìn)行FFT分析，其諧波畸變率分別為3.44％、3.15％和2.71％，電流諧波畸變率逐漸減小，是因?yàn)殡娋W(wǎng)阻抗可看作LCL濾波器網(wǎng)側(cè)電感的一部分。由于電網(wǎng)電壓中含有低次諧波，而電流控制器中未加入諧波補(bǔ)償環(huán)節(jié)，因此并網(wǎng)電流的諧波中低次諧波占主要部分。

將上述相同的5臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行，如圖1所示，設(shè)置電網(wǎng)阻抗為2mH，并網(wǎng)點(diǎn)電壓、并網(wǎng)電流以及電網(wǎng)電流的仿真波形如圖11所示。當(dāng)多臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電流均波形良好，沒有發(fā)生諧波諧振以及不穩(wěn)定現(xiàn)象，證明了上述設(shè)計(jì)的單相光伏并網(wǎng)逆變器足夠“堅(jiān)強(qiáng)”。

以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，并不用于限制本發(fā)明，顯然，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行各種改動(dòng)和變型而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。這樣，倘若本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動(dòng)和變型在內(nèi)。