本公開總體涉及電壓轉(zhuǎn)換電路，并且更具體地涉及單輸入多輸出(simo)dc-dc轉(zhuǎn)換器和simodc-dc轉(zhuǎn)換器控制電路。

背景技術(shù)：

在單個集成電路芯片上大型、強大的計算器件的出現(xiàn)以及降低它們的功耗(例如，在移動裝置中)的需求致使需要多個片上電源向芯片的各種更快、更高性能部分提供一系列相對高的電源電壓以及向芯片的各種更慢、更低性能部分提供一系列相對低的電源電壓。例如，在芯片的一部分中的電路可能需要非常快速地操作，并且這可通過增加芯片的該部分的電源電壓來實現(xiàn)，而在芯片的較慢部分上的電源電壓低得多。遺憾的是，添加大量dc-dc轉(zhuǎn)換器以在芯片的各個部分中提供不同的電源電壓通常是不實際的，因為這需要添加相應(yīng)數(shù)量的外部電感器和電容器以及相關(guān)聯(lián)的封裝引線，這是非常昂貴的。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所公開的示例dc-dc電壓轉(zhuǎn)換器控制電路包括開關(guān)控制器，其用于控制具有多個輸出電路的simodc-dc電壓轉(zhuǎn)換器的相應(yīng)開關(guān)。一些示例進一步包括仲裁電路。在一些示例中，仲裁電路基于優(yōu)先級信號確定輸出電路中的第一個輸出電路相對于輸出電路中的其它輸出電路具有高的優(yōu)先級，并且基于優(yōu)先級信號并且基于指示至少兩個輸出電路要被充電的第一突跳信號來選擇至少兩個輸出電路中的第一個輸出電路在第一時隙期間要被充電。一些示例進一步包括下一突跳檢測器，其用于基于優(yōu)先級確定輸出電路中的第二個輸出電路在第一時隙之后的第二時隙期間要被充電。一些示例進一步包括時隙控制器，其用于基于所確定的輸出電路中的第二個輸出電路來確定第一時隙的第一持續(xù)時間。在一些示例中，仲裁電路向開關(guān)控制器輸出第二突跳信號，其用于控制開關(guān)以在第一時隙期間對輸出電路中的第一輸出電路充電。

本發(fā)明所公開的示例dc-dc電壓轉(zhuǎn)換器包括電感器，其具有直接耦合到dc輸入電壓源的第一端子和耦合到諧振導(dǎo)體的第二端子。一些示例電壓轉(zhuǎn)換器進一步包括諧振電容器，其具有耦合到諧振導(dǎo)體的第一端子。一些示例包括耦合在諧振導(dǎo)體和用于第一輸出電壓的第一輸出導(dǎo)體之間的第一開關(guān)，其中第一開關(guān)在第一諧振器周期的第一諧振器相位期間選擇性地將電感器電流傳導(dǎo)給第一輸出導(dǎo)體。一些示例進一步包括耦合在諧振電容器的第二端子和第一輸出導(dǎo)體之間的第二開關(guān)，其中第二開關(guān)在第一諧振器周期的第二諧振器相位期間選擇性地將電感器電流通過諧振電容器傳導(dǎo)到第一輸出導(dǎo)體中。一些示例進一步包括耦合在諧振導(dǎo)體和用于第二輸出電壓的第二輸出導(dǎo)體之間的第三開關(guān)，其中第三開關(guān)在第二諧振器周期的第一諧振器相位期間選擇性地將電感器電流傳導(dǎo)給第二輸出導(dǎo)體。一些示例進一步包括耦合在諧振電容器的第二端子和第二輸出導(dǎo)體之間的第四開關(guān)，其中第四開關(guān)在第二諧振器周期的第二諧振器相位期間選擇性地將電感器電流通過諧振電容器傳導(dǎo)到第一輸出導(dǎo)體中。一些示例進一步包括耦合在諧振電容器的第二端子和第一參考電壓之間的第五開關(guān)，其用于在第一諧振器周期的第三相位和第二諧振器周期的第三相位期間將電感器電流從第一參考電壓源通過諧振電容器傳導(dǎo)到dc輸入電壓源中。一些示例進一步包括耦合到第一開關(guān)、第二開關(guān)、第三開關(guān)、第四開關(guān)和第五開關(guān)以控制第一開關(guān)、第二開關(guān)、第三開關(guān)、第四開關(guān)和第五開關(guān)的開關(guān)控制器。一些示例進一步包括耦合到開關(guān)控制器的仲裁電路。在一些示例中，仲裁電路基于優(yōu)先級信號確定輸出電壓中的第一個輸出電壓具有高于輸出電壓中的其它輸出電壓的優(yōu)先級，并且在第一時隙期間，基于優(yōu)先級信號并且基于指示至少兩個輸出電壓要被充電的第一突跳信號來選擇在至少兩個輸出電壓中的第一個輸出電壓被充電。一些示例進一步包括耦合到仲裁電路的下一突跳檢測器，其用于基于優(yōu)先級確定在第一時隙之后的第二時隙期間輸出電壓中的第二輸出電壓要被充電。一些示例進一步包括耦合到下一突波檢測器、仲裁電路和開關(guān)控制器的時隙控制器。在一些示例中，時隙控制器基于所確定的輸出電壓中的第二個輸出電壓確定第一時隙的第一持續(xù)時間，仲裁電路向開關(guān)控制器輸出第二突跳信號，用于控制第一開關(guān)、第二開關(guān)和第五開關(guān)在第一時隙期間對輸出電壓中的第一個輸出電壓充電。

本發(fā)明所公開的示例dc-dc電壓轉(zhuǎn)換器包括電感器，其具有經(jīng)由第一開關(guān)耦合到dc輸入電壓源的第一端子。在一些示例中，電感器經(jīng)由第二開關(guān)連接到第一參考電壓并且具有耦合到諧振導(dǎo)體的第二端子。一些示例進一步包括耦合在諧振導(dǎo)體和用于第一輸出電壓的第一輸出導(dǎo)體之間的第三開關(guān)，其中，第三開關(guān)選擇性地將電感器電流傳導(dǎo)給第一輸出導(dǎo)體。一些示例進一步包括耦合在諧振導(dǎo)體和用于第二輸出電壓的第二輸出導(dǎo)體之間的第四開關(guān)，其中，第四開關(guān)選擇性地將電感器電流傳導(dǎo)給第二輸出導(dǎo)體。一些示例進一步包括仲裁電路，其用于基于優(yōu)先級信號確定第一輸出電壓或第二輸出電壓中的一個輸出電壓相對于第一輸出電壓或第二輸出電壓中的另一輸出電壓具有高的優(yōu)先級。在一些示例中，仲裁電路基于優(yōu)先級信號選擇所確定的第一輸出電壓或第二輸出電壓中一個在第一時隙數(shù)期間要被充電。在一些示例中，第一時隙數(shù)大于分配給第一輸出電壓或第二輸出電壓中的另一個輸出電壓的第二時隙數(shù)。一些示例進一步包括開關(guān)控制器，其用于控制第一開關(guān)、第二開關(guān)、第三開關(guān)和第四開關(guān)，用于在第一時隙數(shù)期間對所確定的第一輸出電壓或第二輸出電壓中的一個充電。在一些示例中，開關(guān)控制器控制第一開關(guān)、第二開關(guān)、第三開關(guān)和第四開關(guān)以在第二時隙數(shù)期間對第一輸出電壓或第二輸出電壓中的另一個充電。

附圖說明

圖1為根據(jù)本公開的教導(dǎo)構(gòu)造的對具有不同優(yōu)先級的多個輸出電路充電的示例仲裁輸出諧振單輸入多輸出dc-dc轉(zhuǎn)換器的示意圖。

圖2為圖1的仲裁電路的示例實施方式。

圖3示出類似于圖1和圖2的仲裁電路的到仲裁電路的示例輸入信號。

圖4示出圖3的示例輸出信號、對應(yīng)的諧振器電壓以及用于具有三個不同輸出的圖1的dc-dc轉(zhuǎn)換器的電壓。

圖5a和圖5b示出圖1的下一突跳探測器的示例實施方式。

圖6示出作為到下一突跳檢測器的輸入的非同步突跳信號和同步突跳信號以及作為來自圖1和圖5的下一突跳檢測器的輸出的相應(yīng)的下一突跳信號的示例。

圖7為圖1的時隙計算器的示例實施方式。

圖8a和圖8b示出實現(xiàn)圖1的開關(guān)控制器以對具有不同優(yōu)先級的多個輸出電路充電的示例方法的流程圖。

圖9為用于對具有不同優(yōu)先級的多個輸出電壓充電的示例仲裁輸出的經(jīng)典單輸入多輸出dc-dc轉(zhuǎn)換器的示意圖。

附圖不是按比例繪制。在適當(dāng)時，在整個附圖和所附書面描述中將使用相同的附圖標記來指代相同或類似的部件。

具體實施方式

單輸入多輸出(simo)dc-dc轉(zhuǎn)換器只需要一個外部電感器，并且可以通過共享單個電感器提供多個可單獨控制的電源電壓。例如，可由多個輸出電路或輸出電壓中的每一個對單個電感器分時共享(time-shared)。與使用等效數(shù)量的單輸入單輸出(siso)dc-dc轉(zhuǎn)換器相比，常規(guī)simodc-dc轉(zhuǎn)換器的典型缺點包括相對低的功率效率和/或增加的紋波電壓。

本發(fā)明所公開的示例在用于傳統(tǒng)的simodc-dc電壓轉(zhuǎn)換器和/或基于諧振的simodc-dc電壓轉(zhuǎn)換器的多個輸出之間提供用戶定義的加權(quán)和仲裁，從而為simodc-dc電壓轉(zhuǎn)換器提供改善的和/或可定制的紋波性能。在一些示例中，仲裁電路接收一個或多個輸入信號以使能輸出電壓的相對優(yōu)先級的用戶可編程性。優(yōu)先級輸入信號允許示例dc-dc轉(zhuǎn)換器的設(shè)計者或用戶為應(yīng)用或裝置的特定輸出配置優(yōu)選的電感器充電共享方案。一些本發(fā)明所公開的示例通過控制simodc-dc轉(zhuǎn)換器以在基于輸出充電順序的時間在諧振器相位(phase)之間切換以基本上或大致地實現(xiàn)零電壓切換(zerovoltageswitching)(例如，當(dāng)諧振器電容器兩端的電壓差小于100毫伏(mv)時切換)來提供改進的功率效率。

本發(fā)明所公開的基于諧振的dc-dc轉(zhuǎn)換器的示例使用從諧振器的過零電流(zero-currentcrossing)點或從固定時間段導(dǎo)出的時鐘信號。在一些示例中，時鐘被dc-dc轉(zhuǎn)換器支持的輸出電壓的數(shù)目的“n”倍(multiplefactor“n”)分頻。例如，對于4個輸出電壓，時鐘信號被4*n倍(afactorof4*n)分頻，然后每個輸出被分配分頻時鐘的一個或多個所產(chǎn)生的時隙。因此，存在4*n個過零電流周期(例如，正交叉(crossing)到正交叉或負交叉到負交叉)，其中，每個過零電流周期定義時隙。

在一些示例中，仲裁電路接收輸入以均勻地仲裁輸出電壓的充電。例如，當(dāng)均勻地仲裁充電(例如，應(yīng)用相等的優(yōu)先級，不應(yīng)用優(yōu)先級等)時，每個輸出電壓被提供分頻時鐘的相等數(shù)目的時隙。當(dāng)輸出具有相似的負載時，均勻(even)仲裁可在dc-dc轉(zhuǎn)換器的每個輸出處具有改善的紋波性能的一致性。

在一些示例中，仲裁電路接收輸入以非均勻地仲裁輸出信號。例如，在非均勻仲裁期間，不同的輸出信號被分配分頻時鐘的不同(例如，加權(quán))數(shù)目的時隙。例如，如果輸出1-4中的輸出1被加權(quán)高于輸出2-4，則輸出1被分配>4*n個時隙的1*n個時隙(例如，對于n＝2，分配多于8個總時隙中的2個時隙)。不均勻仲裁使得本發(fā)明所公開的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器能夠在dc-dc轉(zhuǎn)換器的一個或多個輸出與其它電路具有基本不同的負載狀況時實現(xiàn)改善的和/或一致的紋波性能。不均勻仲裁也使得系統(tǒng)能夠進行權(quán)衡以適應(yīng)不同的負載類型和/或?qū)﹄妷杭y波的不同靈敏度。例如，對電壓紋波具有較高靈敏度的輸出負載可被分配較高的優(yōu)先級(priority)，以降低這些輸出的電壓紋波。

本發(fā)明所公開的使用基于諧振的simo的示例基于將在后續(xù)時隙中充電的輸出來控制每個時隙的持續(xù)時間。例如，在每個時隙的開始處，本發(fā)明所公開的示例確定下一時隙是否被分配為對與當(dāng)前時隙不同的輸出電容器或輸出電壓進行充電，并且如果是，則識別哪個輸出被分配給下一時隙。如下文所詳述，一些示例控制時隙持續(xù)時間以在諧振器周期的相位之間基本上實現(xiàn)零電壓切換。作為控制時隙持續(xù)時間的結(jié)果，本發(fā)明所公開的示例提高了功率效率并且減少了不期望的電磁發(fā)射。

一些本發(fā)明所公開的示例為每個輸出分配單獨的信號(例如，下一仲裁信號)，以指示下一分配的時隙將對相應(yīng)的輸出電容器或輸出電壓進行充電。信號在輸出電容器或輸出電壓被充電的實際時隙之前的一個周期被設(shè)置為高。這將提前準備控制回路，從而視情況針對下一輸出時隙來選擇正確的“占空比”或“接通時間”，以便系統(tǒng)快速到達適當(dāng)?shù)墓ぷ鼽c。

本發(fā)明所公開的示例可被修改以支持任何數(shù)量的輸出。另外，如果在dc-dc轉(zhuǎn)換器的運行期間啟用或禁用任何一個或多個輸出，則示例仲裁塊和/或切換控制器可進行相應(yīng)的改變以開始支持不同的輸出配置。

圖1為用于對具有不同優(yōu)先級的多個輸出電路102、104充電的基于諧振的simodc-dc轉(zhuǎn)換器100的示例仲裁輸出的示意圖。圖1的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100向示例輸出電路102提供第一輸出電壓106，并且向示例輸出電路104提供第二輸出電壓108。提供第一輸出電壓106包括對第一輸出電容器110充電并且提供第二輸出電壓108包括對第二輸出電容器112充電。

盡管圖1中示出了兩個輸出電路102、104和兩個輸出電壓106、108，但是示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100可被修改為支持任意數(shù)量的輸出電路和相應(yīng)的輸出電壓。另外，雖然輸出電路102、104被示為單個的電路，但是輸出電壓106、108和輸出電容器110、112中的任一個或兩個可支持任何數(shù)量的具有任何數(shù)量功能的經(jīng)受dc-dc轉(zhuǎn)換器100輸入功率的電路。

圖1的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100包括諧振器114、整流器開關(guān)116和負載開關(guān)118。示例諧振器114被連接到輸入電源120，并且包括電感器122和諧振電容器124。通過選擇性地控制整流器開關(guān)116和負載開關(guān)118以循環(huán)通過不同的操作模式或操作相位，示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100將來自輸入電源120的輸入電壓轉(zhuǎn)換為輸出電壓106、108。

示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100迭代經(jīng)過相位1、2和3。相位1包括對電感器114和輸出電容器110、112中的一個進行充電。在相位1期間，通過電感器122的電流為正的(例如，從電感器122流向輸出電容器110、112)，并且在相位1期間增加。相位2包括使電感器122放電并對輸出電容器110、112充電。在相位2期間，通過電感器122的電流為正的而且正在減小。相位3被稱為“諧振模式”相位，在該相位期間，電感器電流的方向是負的(例如，從電感器122流向輸入電源120)。相位3允許與諧振電容器124相關(guān)聯(lián)的充電返回到大于輸入電源120的輸入電壓(vin)的電壓水平。

示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100通過經(jīng)由控制電路126控制負載開關(guān)118而將能量引導(dǎo)至輸出電路102、104。示例控制電路126包括誤差檢測器128，誤差檢測器128接收輸出電壓106、108和一個或多個參考電壓130作為輸入。示例誤差檢測器128檢測輸出電壓106、108中的一個或多個何時下降到最小電壓以下(例如，基于輸出電容器110、112放電以在諧振周期的相位3期間向輸出電路提供能量)。響應(yīng)于檢測到輸出電壓106(或108)中的一個已經(jīng)下降到最小電壓(例如，參考電壓130)以下，示例誤差檢測器128輸出非同步的(或非鎖存的(unlatched))突跳(kick)信號132(或134)(例如，通過輸出邏輯高信號作為非同步突跳信號132、134)。示例誤差檢測器128可輸出處于邏輯高水平(例如，邏輯1)的0、1或更多個非同步的突跳信號132、134。術(shù)語“高”和“邏輯高”在本文中可互換使用。術(shù)語“低”和“邏輯低”在本文中可互換使用。

示例控制電路126還包括過零電流(zerocurrentcrossing)檢測器136。過零電流檢測器136包括比較器138和電阻器140。比較器138的正(+)輸入端連接到電阻器140的一個端子，電感器電流通過電阻器140的該端子流向接地。比較器138輸出過零電流信號142，過零電流信號142每當(dāng)通過電感器122的電流在第一方向上穿過零點時具有從低到高的轉(zhuǎn)變，并且每當(dāng)電流在相反方向上穿過零點時具有從高到低的轉(zhuǎn)變。在該示例中，正電流是指從輸入電源120流向電感器122的電流，負電流是指從電感器122流向輸入電源120的電流。在2015年12月17日提交的美國專利申請?zhí)枮?4/973,146的專利申請中描述了過零電流檢測器136的示例實施方式。申請?zhí)枮?4/973,146的美國專利的全部內(nèi)容通過引用并入本文。

示例控制電路126進一步包括仲裁電路144，仲裁電路144接收非同步突跳信號(unsynchronizedkicksignal)132、134和過零電流信號142以作為輸入。示例仲裁電路144還接收一個或多個優(yōu)先級信號146、148以作為輸入。如下文所詳述，仲裁電路144基于輸入信號選擇輸出電壓106、108中的0個或1個要被充電、并且輸出同步突跳信號150、152以識別出輸出電壓106、108中的哪一個(如果有的話)要被充電。

示例優(yōu)先級信號146指示當(dāng)充電時或者如果所有輸出電路102、104具有相同的優(yōu)先級(或無優(yōu)先級)，輸出電路102、104中的一個是否給予比輸出電路102、104中的另一個更高的優(yōu)先級。給予輸出電路102、104中的一個的優(yōu)先級高于另一個的優(yōu)先級可實現(xiàn)更一致和/或可靠的輸出電壓106、108(例如，實現(xiàn)具有優(yōu)先級的輸出電路102、104響應(yīng)于負載的快速增加的更少的紋波、更少的故障可能性等)。

(多個)示例優(yōu)先級信號148可以為一個或多個數(shù)字信號，用于指示兩個或更多個輸出電壓106、108中的哪一個具有高于其它輸出電壓的優(yōu)先級。例如，對于兩個輸出電路，仲裁電路144可接受一位優(yōu)先級信號。對于三個或四個輸出電路(例如，輸入到仲裁電路144的三個或四個非同步突跳信號)，仲裁電路144可接受兩位優(yōu)先級信號。仲裁電路144可被配置用于對應(yīng)于任何數(shù)量的輸出電壓106、108的任意數(shù)量的優(yōu)先級信號148。此外或可替代地，仲裁電路144可被配置為接收更多優(yōu)先級信號以使能輸出電壓到時隙的更具體的分配。

當(dāng)沒有輸出要被充電時，示例仲裁電路144輸出同步的具有低值的突跳信號150、152(例如，指示不需要充電)。當(dāng)非同步突跳信號132、134中只有一個為邏輯高值時，示例仲裁電路144輸出同步突跳信號150、152、輸出處于邏輯高值的對應(yīng)的同步突跳信號150、152和處于(多個)邏輯低值的其它同步突跳信號150、152。當(dāng)兩個或更多個非同步突跳信號132、134具有邏輯高值時，示例仲裁電路144(例如，基于優(yōu)先級信號146、148)在非同步突跳信號132、134之間選擇，并輸出處于邏輯高值的同步突跳信號150、152中的對應(yīng)一個和處于(多個)邏輯低值的同步突跳信號150、152中的其他信號。

示例仲裁電路144輸出同步的(或鎖存的(latched))突跳信號150、152。在圖1的示例中，仲裁電路144輸出的同步突跳信號150、152的數(shù)量等于輸入到仲裁電路144的非同步突跳信號132、134的數(shù)量。下面參照圖2描述仲裁電路144的示例實施方式。

圖1的示例控制電路126進一步包括開關(guān)控制器154和開關(guān)驅(qū)動器156。示例開關(guān)控制器154接收同步突跳信號150、152和過零電流信號142以作為輸入，并且確定哪個整流器開關(guān)116和/或哪個負載開關(guān)118在任何給定時間被斷開(open)和閉合(close)。示例開關(guān)控制器154將開關(guān)控制信號158輸出給開關(guān)驅(qū)動器156。開關(guān)控制信號158的數(shù)量基于輸出電壓106、108的數(shù)量，并且由此開關(guān)控制信號158的數(shù)量基于dc-dc轉(zhuǎn)換器100中的負載開關(guān)118的數(shù)量。示例開關(guān)驅(qū)動器156基于開關(guān)控制信號158輸出開關(guān)驅(qū)動器信號160以斷開和/或閉合整流器開關(guān)116和/或負載開關(guān)118中的選定的負載開關(guān)。

示例開關(guān)控制器154可控制輸出電路102、104中的一個的充電具有比輸出電路102、104中的另一個更長的充電時間。為了控制充電時間，示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100包括時隙控制器162。示例時隙控制器162通過將各自的輸出電壓106、108與整流器開關(guān)116處的電壓164之間的電壓差轉(zhuǎn)換為持續(xù)時間值166(例如ton)來生成時隙。持續(xù)時間值166用于確定負載開關(guān)118被接通(turnon)以增加通過電感器122的電流(例如，在線性電流模式期間對電感器122充電)并且將電流提供給輸出電路102、104的持續(xù)時間。

示例時隙控制器162也基于在當(dāng)前輸出之后將要充電的下一輸出的預(yù)測來確定持續(xù)時間值166。

為了確定下一輸出，圖1的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100進一步包括下一突跳檢測器170。圖1的示例的下一突跳檢測器170接收非同步突跳信號132、134以作為輸入信號、確定輸出電壓106、108在當(dāng)前輸出電壓106、108被充電之后要被充電并且將下一突跳信號172、174輸出給時隙控制器162、并且輸出給開關(guān)控制器154。

為了確定下一輸出，圖1的示例開關(guān)控制器154控制開關(guān)驅(qū)動器156以基于同步突跳信號150、152斷開和/或閉合負載開關(guān)118以循環(huán)通過用于輸出電路102、104中的一個的相位1、2和3。圖1的開關(guān)控制器154基于持續(xù)時間值166經(jīng)由開關(guān)驅(qū)動器156控制相位1、2和3的正時。例如，開關(guān)控制器154可基于由時隙控制器162所確定的持續(xù)時間來控制相位1、2和/或3的持續(xù)時間。

示例開關(guān)控制器154也接收諧振器電壓176。如下面參考圖8a-8b所詳述，當(dāng)過零電流信號142從負電壓變化到正電壓時，示例開關(guān)控制器154測量諧振器電壓176(例如，諧振器閾值電壓測量值)。然后，開關(guān)控制器154可使用諧振器電壓176來控制輸出電壓106、108的充電時間。

在一些示例中，仲裁電路144和開關(guān)控制器154通過分配諧振器周期的相位1來對輸出電壓106、108中的第一輸出電壓進行充電、并將相同諧振器周期的相位2分配給輸出電壓106、108中的第二輸出電壓來細分(subdivide)時隙。例如，開關(guān)控制器154可控制負載開關(guān)118以在線性電流模式期間將第一輸出電壓106連接到諧振器114，并且在部分諧振模式期間將第二輸出電壓108連接到諧振器114。

圖2為圖1的仲裁電路144的示例實施方式。圖2的示例仲裁電路144從圖1的誤差檢測器128接收非同步突跳信號132、134，接收過零電流信號142并且輸出同步突跳信號150、152。如下文所詳述，仲裁電路144針對不同的仲裁場景計算時隙，基于優(yōu)先級信號146、148和非同步突跳信號132、134來選擇多個不同場景中的一個或多個。

示例仲裁電路144包括時鐘分頻器202。時鐘分頻器202對從過零電流信號142所生成的時鐘信號進行分頻(divide)以生成均勻的仲裁時隙信號204和非均勻的仲裁時鐘信號206、208。在圖2的示例中，存在與圖1的兩個輸出電壓106、108相對應(yīng)的兩個均勻的仲裁時隙信號204，其中，每個均勻的仲裁時隙信號204針對過零電流信號142的頻率的1/2為高，并且均勻的仲裁時隙信號204使它們?yōu)檫壿嫺叩臅r間段交替。

示例時鐘分頻器202生成對于不同的并且非均勻的時間段為高的非均勻的仲裁時鐘信號206、208。例如，對于圖1的兩個輸出電壓106、108，過零電流信號142被2分頻(dividedby2)并且被4分頻以生成可以被分配給輸出電壓106、108的4個時隙。對于時隙中的一個(例如，1個過零電流周期)，生成為高的非均勻的仲裁時鐘信號206中的第一個，并且對于時隙中的三個(例如，3個過零電流周期)，生成為高的非均勻的仲裁時鐘信號208中的另一個。因此，與輸出電壓108中的另一個相比，輸出電壓106中的一個可被充電更長的時間段。

雖然在圖1中針對兩個輸出電壓106、108示出了兩個均勻的仲裁時隙信號204和兩個非均勻的仲裁時鐘信號206、208，但是示例時鐘分頻器202可被修改以生成任何數(shù)量的時鐘分頻和/或在兩個或更多個輸出電壓之間的時鐘信號的任何分頻。在一些示例中，時隙被約束以向dc-dc轉(zhuǎn)換器輸出中的每個至少提供一個時隙。

示例仲裁電路144還包括仲裁選擇電路210，其接收優(yōu)先級信號146、148以作為輸入。示例仲裁選擇電路210也接收非均勻的仲裁時鐘信號206、208以作為輸入信號?；谥甘緝蓚€或更多個輸出電壓106、108中的哪一個具有優(yōu)先級的(多個)優(yōu)先級信號148?；趦?yōu)先級信號148，示例仲裁選擇電路210確定輸出電壓106、108中的一個具有比輸出電壓106、108中的另一個更長的充電時間(例如，對應(yīng)于針對過零電流周期的較長部分為高的非均勻的仲裁時鐘信號208)。優(yōu)先級信號148指示分配有較長充電時間的輸出電壓106、108中的一個和分配較短充電時間的輸出電壓中的一個。輸出電壓106、108中所選定的一個被輸出為非均勻的仲裁時隙信號212。

示例仲裁選擇電路210進一步基于優(yōu)先級信號146在均勻的仲裁時隙信號204和非均勻的仲裁時隙信號212之間進行選擇。示例優(yōu)先級信號146指示是否使用均勻或非均勻的仲裁來仲裁突跳信號。在組合中，優(yōu)先級信號146、148和仲裁選擇電路210向仲裁電路144提供輸入以控制輸出電壓106、108的相對優(yōu)先級。示例仲裁選擇電路210輸出所仲裁的時隙信號214。

在一些示例中，當(dāng)選擇非均勻的仲裁時，時鐘分頻器202可包括一個或多個輸入信號以控制不同的輸出電壓106、108之間的時隙數(shù)量的比率。

示例仲裁電路144進一步包括無仲裁選擇電路216。示例無仲裁選擇電路216接收過零電流信號142和非同步突跳信號132、134以作為輸入。通過使非同步的突跳信號132、134與過零電流信號142同步，無仲裁選擇電路216生成無仲裁時隙信號218以作為輸出。示例無仲裁時隙信號218在數(shù)量上等于非同步突跳信號132、134(例如，對應(yīng)于兩個非同步突跳信號132、134的兩個無仲裁時隙信號218)。

當(dāng)非同步突跳信號132、134兩者都不為高(例如，邏輯高)時，示例無仲裁選擇電路216選擇從邏輯低變?yōu)檫壿嫺叩姆峭降耐惶盘?32、134中的第一個，并將與從低到高的過零電流信號142同步的無仲裁時隙信號218中的對應(yīng)的第一個輸出為高(例如，邏輯高)。如果非同步突跳信號132、134中的第二個從低變?yōu)楦叨谝粺o仲裁時隙信號218為高，則作為響應(yīng)，示例無仲裁選擇電路216防止相應(yīng)的第二無仲裁時隙信號218從低變?yōu)楦?。例如，無仲裁選擇電路216使第二無仲裁時隙信號218等待下一過零電流信號142改變，此時第一無仲裁時隙信號218將變?yōu)榈托盘枴?/p>

示例仲裁電路144進一步包括仲裁應(yīng)用電路220。示例仲裁應(yīng)用電路接收仲裁請求信號222以作為輸入信號，并且輸出無仲裁時隙信號218或仲裁時隙信號214以作為同步突跳信號150、152。

在一些示例中，分頻時鐘信號222、224(例如，過零電流信號142被2分頻并且過零電流信號142被4分頻(dividedby4))被提供給圖1的下一突跳檢測器170，以便于在多于兩個輸出電路要被充電的情況下選擇要被充電的下一輸出。

通過將從仲裁電路輸出的突跳信號與過零電流信號142同步，示例仲裁電路144降低電磁干擾、減小邏輯電路上的應(yīng)力并提高電路的功率效率。

圖1和圖2示出了使用2個輸出電壓106、108的示例。參考示例來描述圖3-8，其中，圖1的dc-dc轉(zhuǎn)換器100支持3個輸出電壓以說明時隙控制。然而，圖1-8的示例等同于圖3除了示出仲裁電路對應(yīng)于具有3個輸出電壓而不是圖1的2個輸出電壓106、108的dc-dc轉(zhuǎn)換器之外，還示出類似于圖1和圖2的仲裁電路144的到仲裁電路的示例輸入信號。

圖3包括圖1和/或圖2的過零電流信號142、對應(yīng)于3個輸出電壓308、310、312(分別稱為vout_high、vout_middle和vout_low)的同步突跳信號302、304、306。圖3中的示例信號還包括分別對應(yīng)于(從仲裁電路144輸出的)同步突跳信號302、304、306的(輸入至仲裁電路144的)非同步突跳信號314、316、318。下面參考其中優(yōu)先級信號146指示仲裁電路144不對輸出電壓308-312應(yīng)用不同優(yōu)先級的示例來描述圖3的信號142、302-318。

在圖3中的第一時間320處，圖1和/或圖2的誤差檢測器128檢測到輸出電壓信號312(vout_high)已經(jīng)降低到閾值電壓(例如，參考電壓130)以下。作為響應(yīng)，誤差檢測器128輸出處于邏輯高值的非同步突跳信號318，這也使得仲裁電路輸出處于邏輯高值的同步突跳信號306。圖1的開關(guān)控制器154控制開關(guān)驅(qū)動器156以對輸出電壓312(例如，連接到一個或多個輸出電路的輸出電容器)充電。

類似地，在圖3中的第二時間322處，圖1和/或圖2的誤差檢測器128檢測到輸出電壓信號308(vout_low)已經(jīng)降低到閾值電壓(例如，參考電壓130)以下。作為響應(yīng)，誤差檢測器128輸出處于邏輯高值的非同步突跳信號314，這也使得仲裁電路輸出處于邏輯高值的同步突跳信號302。圖1的開關(guān)控制器154控制開關(guān)驅(qū)動器156以對輸出電壓312(例如，連接到一個或多個輸出電路的輸出電容器)充電。

在時間320和322處，三個輸出電路中只有一個輸出電路需要被充電。因此，在時間320和322處不需要仲裁。相反，在圖3的時間324處，當(dāng)輸出電壓310正在被充電(例如，非同步突跳信號316和同步突跳信號304處于邏輯高值)時，圖1和/或圖2的誤差檢測器128檢測到輸出電壓信號308(vout_low)已經(jīng)被降低到閾值電壓(例如，參考電壓130)以下。作為響應(yīng)，誤差檢測器128將非同步突跳信號314輸出為邏輯高值，而非同步突跳信號316也處于邏輯高值。然而，因為同步突跳信號304已經(jīng)處于邏輯高水平，所以示例仲裁電路144并不立即將同步突跳信號302輸出為邏輯高水平。相反，無仲裁選擇電路216使與非同步突跳信號314和非同步突跳信號316相對應(yīng)的無仲裁時隙信號218與在時間326處具有過零電流事件(例如，從正電流改變到負電流)的過零電流信號142同步地改變值。

類似地，在時間328處，當(dāng)輸出電壓312正在被充電(例如，非同步突跳信號318和同步突跳信號306處于邏輯高值)時，圖1和/或圖2的誤差檢測器128檢測到輸出電壓信號308(vout_low)已經(jīng)降低到閾值電壓(例如，參考電壓130)以下。作為響應(yīng)，誤差檢測器128將非同步突跳信號314輸出為邏輯高值，而非同步突跳信號316也處于邏輯高值。然而，因為同步突跳信號306已經(jīng)處于邏輯高水平，所以示例仲裁電路144并不立即將同步突跳信號302輸出為邏輯高水平。相反，仲裁選擇電路216使得與非同步突跳信號314和非同步突跳信號318相對應(yīng)的無仲裁時隙信號218與在時間330處具有過零電流事件(例如，從正電流改變到負電流)的過零電流信號142同步地改變值。

圖4示出了圖3的示例輸出信號302-306、對應(yīng)的諧振器電壓176和具有三個不同輸出(例如，輸出電壓)的圖1的dc-dc轉(zhuǎn)換器100的電壓164。

在第一時間402之前，沒有一個dc-dc轉(zhuǎn)換器100的輸出電壓需要充電。因此，負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116將諧振器114保持在稱為靜寂時間模式的充電狀態(tài)。

在第一時間402處，響應(yīng)于接收到處于邏輯高值的對應(yīng)的非同步突跳信號(例如，圖3的非同步突跳信號318)，示例仲裁電路144輸出處于邏輯高值的同步突跳信號306。示例開關(guān)控制器154和開關(guān)驅(qū)動器156控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116經(jīng)過相位1和2，從而對vout_high輸出電壓312充電。

在第二時間404處，仲裁電路144將同步突跳信號306調(diào)整為邏輯低，并且輸出處于邏輯高水平的同步突跳信號302(例如，對應(yīng)于圖3的輸出電壓308或vout_low)。響應(yīng)于同步突跳信號302，示例開關(guān)控制器154和開關(guān)驅(qū)動器156控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116經(jīng)過相位3406(例如，以對電容器124再充電)、相位1408(例如，將電流直接導(dǎo)向?qū)?yīng)于輸出電壓308的輸出電容器)以及相位2410(例如，經(jīng)由存儲在諧振器114中的能量對與輸出電壓308相對應(yīng)的輸出電容器充電)以對輸出電壓308充電。

在第三時間412處，仲裁電路144將同步突跳信號302調(diào)整為邏輯低，并且輸出處于邏輯高水平的同步突跳信號304(例如，對應(yīng)于圖3的輸出電壓310或vout_middle)。響應(yīng)于同步突跳信號304，示例開關(guān)控制器154和開關(guān)驅(qū)動器156控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116以類似于上述相位406-410的方式經(jīng)過相位1、2和3。

如圖4所示，當(dāng)諧振器電壓176和整流器開關(guān)電壓164基本上相等時，開關(guān)控制器154控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116以從相位1切換到相位2(例如，零電壓切換，例如低于100mv的電壓差)。如圖4所示，在其它諧振器周期中，相位1406比相位1的其它實例414、416更短。如下所述，相位1406、414、416的持續(xù)時間的差異基于要被充電的輸出電壓308、310、312中的下一個。

圖5a和5b示出了圖1的下一突跳檢測器170的示例實施方式。圖5a和5b的示例下一突跳檢測器170檢測到在當(dāng)前輸出電壓被dc-dc轉(zhuǎn)換器充電之后要被充電的由示例dc-dc轉(zhuǎn)換器支持的三個輸出電壓之外(outof)的下一輸出電壓。示例下一突跳檢測器170輸出對應(yīng)于輸出電壓的被開關(guān)控制器154用來確定充電持續(xù)時間的下一突跳信號502、504、506，如下面關(guān)于圖8a-8b所詳述的。當(dāng)下一突跳信號502、504、506具有邏輯低值時，在下一諧振器周期之前，對應(yīng)的同步突跳信號302、304、306不被預(yù)測具有邏輯高值。

在圖5a和5b的示例中，下一突跳檢測器170在電感器電流穿過零電流之后、或者在仲裁電路144觸發(fā)同步突跳信號302、304、306的變化之后立即操作。在一些示例中，如果非同步突跳信號132、134遲于諧振器周期的開始，則下一突跳檢測器170稍后在諧振器周期期間(例如，在諧振器周期的相位1期間)操作。如下文所使用的，術(shù)語“當(dāng)前”是指將在同步突跳信號302、304、306中的下一變化處即將發(fā)生(abouttooccur)的諧振器周期(例如，相位1、2和3)，并且術(shù)語“下一”是指緊接在“當(dāng)前”諧振器周期之后的諧振器周期(例如，相位1、2和3)。

示例下一突跳檢測器170接收三個非同步突跳信號(例如，圖3的非同步突跳信號314、316、318)以作為輸入信號。下一突跳檢測器170包括多個突跳檢測器508，其用于確定兩個或更多個非同步突跳信號314、316、318在給定時間處是否具有邏輯高值。多個突跳檢測器508輸出指示非同步突跳信號314、316、318中的至少兩個在給定時間處是否具有邏輯高值的多個突跳信號510。多個突跳檢測器508也輸出指示所有三個非同步突跳信號314、316、318在給定時間具有邏輯高值的全突跳信號512。示例多個突跳檢測器508也輸出指示每對非同步突跳信號314、316、318每次是否具有邏輯高值的突跳標識符信號514、516、518。

示例下一突跳檢測器170包括下一突跳選擇器520。下一突跳選擇器520接收所有的突跳信號512、突跳標識符信號514、516、518和同步突跳信號302、304、306。下一突跳選擇器520針對dc-dc轉(zhuǎn)換器中的每個輸出電壓(例如，在圖5a的示例中，圖3的三個輸出電壓308-312)確定非同步突跳信號314、316、318是否同時導(dǎo)通，并且如果是，則確定輸出電壓308-312中的哪個當(dāng)前正在被充電?；诋?dāng)前正被充電的輸出電壓，示例下一突跳選擇器520選擇其它輸出電壓中的一個輸出電壓在下一諧振器周期中要被充電。

示例下一突跳選擇器520基于哪個輸出電壓(如果有的話)在下一諧振器周期要被充電而輸出下一突跳信號502、504、506。例如，如果輸出電壓308、310、312中的相應(yīng)一個輸出電壓在完成當(dāng)前諧振器周期時要被充電，則下一突跳選擇器520輸出處于邏輯高值的下一突跳信號502、504、506中的一個，或者如果輸出電壓308、310、312中沒有一個在當(dāng)前完成諧振器周期時要被充電，則下一突跳選擇器520輸出處于邏輯低值的所有下一突跳信號502、504、506。

圖6示出了作為至下一突跳檢測器170的輸入的非同步突跳信號314、316和同步突跳信號302、304以及作為來自圖1和圖5的下一突跳檢測器170的輸出的對應(yīng)的下一突跳信號502，504的示例。

在第一時間602之前，示例dc-dc轉(zhuǎn)換器100對第一輸出電壓(例如，輸出電壓106、輸出電路102)充電。因此，仲裁電路144輸出處于邏輯高值的同步突跳信號302并且輸出處于邏輯低值的同步突跳信號302。

在第一時間602處(例如，在電感器電流的過零電流處)，示例仲裁電路144確定第二輸出電壓(例如，輸出電壓108、輸出電路104)要被充電。作為響應(yīng)，仲裁電路144將同步突跳信號302改變?yōu)檫壿嫷椭挡⑶覍⑼酵惶盘?04改變?yōu)檫壿嫺咧?。響?yīng)于同步突跳信號302、304的變化，示例下一突跳檢測器170確定輸出電壓106、108中的下一個在下一諧振器周期中要被充電。

圖5b的示例多個突跳檢測器508確定非同步突跳信號314、316均為邏輯高(并且非同步突跳信號318為邏輯低)，并且輸出指示兩個非同步突跳信號314、316均為邏輯高的突跳標識符信號514。此外，多個突跳檢測器508將所有突跳信號512輸出為具有邏輯低值，這是由于在時間602并非全部非同步突跳信號314、316、318具有邏輯高值。

基于突跳標識符信號514的值為邏輯高，并且突跳標識符信號516、518和所有突跳信號512的值為邏輯低，示例下一突跳選擇器520確定下一突跳信號502被設(shè)置為邏輯高值，并且下一突跳信號504將被設(shè)置為邏輯低值，以指示輸出電壓106將在下一諧振器周期中被充電。

以類似的方式，在時間604處，示例仲裁電路144確定第一輸出電壓將被充電。響應(yīng)于時間604處的同步突跳信號302，304的變化，示例下一突跳檢測器170確定第二輸出電壓將在下一諧振器周期被充電，并且調(diào)整下一突跳信號502、504。

基于下一突跳信號502、504，圖1的示例時隙控制器162輸出持續(xù)時間值166以控制當(dāng)前諧振器周期的持續(xù)時間。如圖6所示，在時間602開始并在時間604結(jié)束的諧振器周期的持續(xù)時間比在時間604開始并在時間606結(jié)束的諧振器周期的持續(xù)時間更長。

如下面所詳述，時隙控制器162控制諧振器周期的持續(xù)時間，使得在對不同輸出充電之間切換時實現(xiàn)零電壓切換。例如，如果下一輸出電壓低于當(dāng)前輸出電壓，則由時隙控制器162輸出的持續(xù)時間值166可使開關(guān)控制器154和開關(guān)驅(qū)動器156控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116以產(chǎn)生比如果下一輸出電壓高于當(dāng)前輸出電壓時更長的諧振器周期。例如，在諧振器周期的相位3中，諧振器114處的電壓減小直到開關(guān)控制器154和開關(guān)驅(qū)動器156控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116以進入相位1或進入靜寂時間模式。

圖7為圖1的時隙控制器162的示例實施方式。圖7的示例時隙控制器162包括對應(yīng)于三個輸出電壓(例如，輸出電壓308、310、312)的持續(xù)時間計算器702、704、706?；诳梢杂蒬c-dc轉(zhuǎn)換器100充電的輸出電壓的數(shù)量，時隙控制器162可具有比圖7所示的三個持續(xù)時間計算器更多或更少的持續(xù)時間計算器。

持續(xù)時間計算器702、704、706可被實現(xiàn)為基于輸入信號選擇電壓并將所選擇的電壓轉(zhuǎn)換為持續(xù)時間的多路復(fù)用器。然而，可附加或替代地使用其它實施方式。

示例持續(xù)時間計算器702基于將在下一諧振器周期中被充電的輸出電壓(例如，輸出0)來計算輸出電壓308要被充電的持續(xù)時間。持續(xù)時間計算器702接收包括諧振器電壓176的測量值(例如，當(dāng)過零電流信號142從負轉(zhuǎn)變?yōu)檎龝r所測量的諧振器電壓)的輸入信號、同步突跳信號302和分別對應(yīng)于輸出1和2的下一突跳信號504、506。當(dāng)同步突跳信號302為邏輯高值時，示例持續(xù)時間計算器702基于下一突跳信號504、506來確定輸出電壓要被充電的持續(xù)時間。示例持續(xù)時間計算器702針對三種情況計算并輸出持續(xù)時間信號(例如，等效電壓信號)：1)針對在輸出0(例如，靜寂時間)之后沒有要被充電的輸出電壓時的持續(xù)時間信號708；2)針對在下一諧振器周期對輸出1充電的情況下的持續(xù)時間信號710；以及3)針對在下一諧振器周期對輸出2充電的情況下的持續(xù)時間信號712?？苫谳敵?、1和2的相對輸出電壓來校正持續(xù)時間信號708-712(例如，電壓)。

類似地，示例持續(xù)時間計算器704計算并輸出持續(xù)時間信號714、716、718，以基于要被充電的下一個輸出來控制當(dāng)輸出1正在充電時的諧振器周期持續(xù)時間。持續(xù)時間計算器704接收包括諧振器電壓176的測量值(例如，當(dāng)過零電流信號142從負轉(zhuǎn)變?yōu)檎龝r所測量的諧振器電壓)的輸入信號、同步突跳信號304和分別對應(yīng)于輸出0和2的下一突跳信號502、506。當(dāng)同步突跳信號304為邏輯高值時，示例持續(xù)時間計算器704基于下一突跳信號502、506來確定輸出電壓要被充電的持續(xù)時間。示例持續(xù)時間計算器704針對以下三種情況計算并輸出持續(xù)時間信號(例如，等效電壓信號)：1)針對在輸出1(例如，靜寂時間)之后沒有要被充電的輸出電壓時的持續(xù)時間信號714；2)針對在下一諧振器周期對輸出0充電的情況下的持續(xù)時間信號716；以及3)針對在下一諧振器周期對輸出2充電的情況下的持續(xù)時間信號718?？苫谳敵?、1和2的相對輸出電壓來校正持續(xù)時間信號714-718(例如，電壓)。

示例持續(xù)時間計算器706計算并輸出持續(xù)時間信號720、722、724，以基于要被充電的下一個輸出來控制當(dāng)輸出2正在被充電時的諧振器周期持續(xù)時間。持續(xù)時間計算器706接收包括諧振器電壓176的測量值(例如，當(dāng)過零電流信號142從負轉(zhuǎn)變?yōu)檎龝r所測量的諧振器電壓)的輸入信號、同步突跳信號306和分別對應(yīng)于輸出0和1的下一突跳信號502、504。當(dāng)同步突跳信號306為邏輯高值時，示例持續(xù)時間計算器706基于下一突跳信號504、506來確定輸出電壓要被充電的持續(xù)時間。示例持續(xù)時間計算器706針對以下三種情況計算并輸出持續(xù)時間信號(例如，等效電壓信號)：1)針對在輸出2(例如，靜寂時間)之后沒有要被充電的輸出電壓時的持續(xù)時間信號720；2)針對在下一諧振器周期對輸出0充電的情況下的持續(xù)時間信號722；以及3)針對在下一諧振器周期對輸出1充電的情況下的持續(xù)時間信號724?？苫谳敵?、1和2的相對輸出電壓來校正持續(xù)時間信號720-722(例如，電壓)。

示例輸出信號708-724被輸出給開關(guān)控制器154。在一些示例中，時隙控制器162進一步包括持續(xù)時間信號選擇器，該持續(xù)時間信號選擇器基于同步突跳信號302-306和下一突跳信號502-506選擇信號708-724中的一個并將其輸出給開關(guān)控制器154。

圖8a-8b示出了實現(xiàn)圖1的開關(guān)控制器154以對具有不同優(yōu)先級的多個輸出電路充電的示例方法800的流程圖。圖8a-8b的示例方法800可使用邏輯電路(例如，專用集成電路)和/或在通用集成電路上執(zhí)行的指令來實現(xiàn)。圖8a-8b的示例方法800針對3個輸出電壓被示出。然而，示例方法800可針對更少或更多的輸出電壓進行修改。

在圖8a-8b中使用的標號遵循swx-oy模式，其中，x指負載開關(guān)以及y指輸出(例如，o1指輸出1，o2指輸出2，o3指輸出3等)。每個輸出電壓具有第一和第二開關(guān)(例如，sw1和sw2)以控制到相應(yīng)的輸出oy的能量的方向，并且sw3指代由所有輸出電壓共享的整流器開關(guān)。例如，sw1_o1是指輸出電壓1的開關(guān)1，sw2_o1是指輸出電壓1的開關(guān)2，sw1_o2是指輸出電壓2的開關(guān)1。

圖8a-8b的示例方法800通過將負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116重置為靜寂時間(例如，不充電)配置來開始(框802)。示例方法800確定圖3的任何同步突跳信號302、304、306是否已被仲裁電路144輸出為邏輯高信號(框804)。

如果同步突跳信號302、304、306中沒有一個為邏輯高信號(框804)，則控制返回到框802以控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116進入靜寂時間或不充電模式。

當(dāng)同步突跳信號302、304、306中的一個被輸出處于邏輯高時(框804)，示例開關(guān)控制器154控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116以基于同步突跳信號302、304、306對輸出電壓中的一個進行充電(框806)。例如，開關(guān)控制器154通過進行以下而開始對與為邏輯高信號的同步突跳信號(例如，302)對應(yīng)的輸出(例如，輸出1)充電:接通對應(yīng)于輸出的sw1(例如，sw1_o1接通)、閉合(closing)對應(yīng)于其它輸出的sw1(例如，sw1_o2和sw1_o3)、針對所有輸出關(guān)斷(turnoff)sw2(例如，sw2_o1、sw2_o2和sw2_o3全部關(guān)斷)并接通sw3。

示例開關(guān)控制器154確定非同步突跳信號314、316、318中的兩個是否處于邏輯高值(框808)。如果非同步突跳信號314、316、318沒有兩個處于邏輯高值(框808)(例如，非同步突跳信號中的1或3為邏輯高值)，則示例開關(guān)控制器154等待(例如，將負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116保持在它們的當(dāng)前值)基于輸出正被充電的時間量(框810)。例如，當(dāng)輸出1正在被充電時(例如，當(dāng)sw1_o1接通時)，開關(guān)控制器154等待ton_o1(例如，圖7的ton_o1708)。

另一方面，如果非同步突跳信號314、316、318中的兩個處于邏輯高值(框808)，則示例開關(guān)控制器154等待基于當(dāng)前被充電的輸出并基于在下一諧振器周期要被充電的輸出電壓所確定的時間(圖8b的框812)。在框810或812中所使用的示例充電時間(例如，等待時間)由圖1和7的時隙控制器162和/或持續(xù)時間計算器702、704、706確定。框806、808、810和812共同實現(xiàn)諧振器周期的第一相位814(例如，相位1)。

在等待當(dāng)前輸出的充電時間之后(框810或框812)，示例開關(guān)控制器154基于同步突跳信號302、304、306中的一個處于邏輯高值，通過控制負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116來結(jié)束第一相位814并進入第二相位816(例如，相位2)(框818)。在同步突跳信號302處于邏輯高值的示例中，示例開關(guān)控制器154將sw2_o1接通并將sw2_o2和sw2_o3關(guān)斷。

示例開關(guān)控制器154然后等待(例如，將負載開關(guān)118和整流器開關(guān)116保持在相同狀態(tài))直到過零電流信號142的下降沿(fallingedge)(框820)。例如，當(dāng)通過電感器122的電流在相位2期間放電并且反轉(zhuǎn)極性時，過零電流檢測器136將過零電流信號142從邏輯高變?yōu)檫壿嫷?例如，下降沿)。

響應(yīng)于檢測到過零電流信號142的下降沿，示例開關(guān)控制器154通過關(guān)斷用于每個輸出的sw1和sw2(例如，將sw1_o1，sw1_o2，和sw1_o3關(guān)斷)以及接通sw3而結(jié)束第二相位816并且進入第三相位822(框824)。示例開關(guān)控制器154將dc-dc轉(zhuǎn)換器100保持在第三相位822中并等待過零電流信號142的上升沿(框826)。當(dāng)檢測到過零電流信號142的上升沿時，示例開關(guān)控制器154對諧振電壓176進行采樣和存儲。在過零電流信號142的上升沿，示例諧振電壓176近似處于局部最小值，示例開關(guān)控制器154測量并存儲以用于隨后確定下一諧振器周期的導(dǎo)通時間。

示例開關(guān)控制器154將控制返回到框804，以確定圖3的任何同步突跳信號302、304、306是否已經(jīng)被仲裁電路144輸出為邏輯高信號。因此，下一諧振器周期可立即開始，或者如果同步突跳信號302、304、306中沒有一個為邏輯高，則開關(guān)控制器154可將dc-dc轉(zhuǎn)換器100返回到靜寂時間模式。

圖9為用于對具有不同優(yōu)先級的多個輸出電壓902、904充電的示例仲裁輸出的經(jīng)典的單輸入多輸出dc-dc轉(zhuǎn)換器900的示意圖。與圖1的dc-dc轉(zhuǎn)換器100的“諧振”配置相反，示例dc-dc轉(zhuǎn)換器900具有“經(jīng)典”配置。

圖9的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器900包括接收輸入電壓908(例如，電池910的輸出)的輸入開關(guān)電路906。輸入開關(guān)912被連接在輸入電壓908和連接到電感器916(例如，外部功率電感器)的一個端子的導(dǎo)體914之間。此外，輸入開關(guān)918被連接在導(dǎo)體914和參考電壓920之間。電感器916的另一端子被連接到諧振導(dǎo)體922，諧振導(dǎo)體922被連接到多個輸出開關(guān)924、926中的每個。輸出開關(guān)924、926的端子被連接到相應(yīng)的輸出導(dǎo)體928、930，以分別在每個負載電容器932、934的一個端子上輸出輸出電壓902、904。

示例開關(guān)924被耦合在諧振導(dǎo)體922和用于第一輸出電壓902的第一輸出導(dǎo)體928之間。開關(guān)924選擇性地將電感器電流從電感器916傳導(dǎo)給第一輸出導(dǎo)體928。示例開關(guān)926被耦合在諧振導(dǎo)體922和用于第二輸出電壓904的第二輸出導(dǎo)體930之間。開關(guān)926選擇性地將電感器電流從電感器916傳導(dǎo)到第二輸出導(dǎo)體930。輸出導(dǎo)體928、930分別連接到負載電容器932、934。

示例電感器916經(jīng)由輸入開關(guān)912被耦合到電池(例如，dc輸入電壓源)，并且經(jīng)由輸入開關(guān)918連接到參考電壓920。示例電感器916在其相對端子上也耦合到諧振導(dǎo)體922。

示例dc-dc轉(zhuǎn)換器900包括圖1的示例誤差檢測器128、示例參考電壓130、示例非同步突跳信號132、134、示例過零電流檢測器136、示例比較器138、示例電阻器140、示例過零電流信號142、示例仲裁電路144、示例優(yōu)先級信號146、148和示例同步突跳信號150、152。

在圖9的示例中，仲裁電路144基于優(yōu)先級信號146、148來確定第一輸出電壓902或第二輸出電壓904中的一個具有高于第一輸出電壓902或第二輸出電壓904中的另一個的優(yōu)先權(quán)。示例仲裁電路144基于優(yōu)先級信號146、148在第一時隙數(shù)期間選擇所確定的要被充電的第一輸出電壓902或第二輸出電壓904中的一個。在圖9的示例中，第一時隙數(shù)(對應(yīng)于具有優(yōu)先級的輸出電壓)大于被分配給不具有優(yōu)先級的輸出電壓的第二時隙數(shù)。

示例dc-dc轉(zhuǎn)換器900進一步包括開關(guān)控制器936、開關(guān)驅(qū)動器938和時間延遲計算器940。示例開關(guān)控制器936接收同步突跳信號150、152并且向開關(guān)驅(qū)動器938輸出開關(guān)信號942。開關(guān)驅(qū)動器938將開關(guān)控制信號944輸出給輸入開關(guān)912、918和負載開關(guān)924、926以控制對輸出電壓902、904充電。

示例開關(guān)控制器936基于由時間延遲計算器940所確定的時間延遲信號946來控制輸出電壓902、904的充電時間。例如，時間延遲計算器940轉(zhuǎn)換被充電的輸出電壓902、904與目標電壓(例如，參考電壓130)之間的差。

在圖9的示例中，開關(guān)控制器936控制開關(guān)912、918、924、926以在第一時隙數(shù)期間對第一輸出電壓902或第二輸出電壓904中的確定的一個進行充電，并且開關(guān)控制器936控制開關(guān)912、918、924、926以(例如，基于同步突跳信號150、152)在第二時隙數(shù)期間對第一輸出電壓902或第二輸出電壓904中的另一個進行充電。

從上述內(nèi)容可理解，上述本發(fā)明所公開的方法、裝置和制品降低了電磁干擾、減小了邏輯電路上的應(yīng)力并且提高了電路的功率效率。此外，本發(fā)明所公開的示例使得使用不同類型的(例如，基于諧振器和/或基于經(jīng)典的)simo拓撲來使能改進和/或定制的多個輸出電路的紋波性能。

雖然本文已經(jīng)公開了某些示例方法、裝置和制品，但是本專利的覆蓋范圍不限于此。相反，本專利涵蓋了完全落入本專利的權(quán)利要求的范圍內(nèi)的所有方法、裝置和制品。