本實用新型涉及一種輔助電源，特別涉及源極驅動的反激開關電源中的輔助電源電路。

背景技術：

反激式開關電源具有電路簡單、可靠性高、輸入電壓范圍寬的特點，很輕松就可以實現交流100V～264V的寬電壓范圍工作，即使如此，也滿足不了日益增長的各種應用，如工業(yè)配電系統(tǒng)中的儀表電源，經常需要一種標稱輸入電壓85VAC～528VAC的小功率開關電源，實際上可以在64VAC～660VAC超寬范圍穩(wěn)定工作的電源，同時還要求上述電壓范圍其空載功耗小于100mW，即0.1W，同時要求體積小，甚至還要求兼顧直流輸入，兼顧三相交流電四線的輸入，俗稱三相四線制，即3條相線，1條零線。

申請人在2008年給出了解決方案，參見專利ZL200810028422.4，名為《一種源極驅動的反激變換電路》，為方便說明，現引用該專利的圖3和圖4作為本申請的圖1和圖2。并且把原圖4中的C1改為C2，C2改為C1，為了兼容本申請的文字說明，參見本申請的圖2。參見本申請的圖1框圖和圖2原理圖，一種源極驅動的反激變換電路，包括：啟動電路、吸收電路、變壓器T1、MOS管Q1、頻率發(fā)生器和輸出電路，還包括MOS管Q2、反饋電路和輔電源電路，其中啟動電路為電阻R1；吸收電路，包括電阻R3、電容C3和二極管D2，形成變壓器T1初級繞組N1漏感的吸收回路；頻率發(fā)生器為電源管理芯片PWM的IC；反饋電路，包括電阻R4和二極管D3，用于組成能量釋放回路并對MOS管Q1源極電壓進行箝位；輔電源電路，包括穩(wěn)壓二極管D4和電容C1，二極管D4陰極接電阻R1，用于吸收變壓器T1和MOS管Q1能量后，于下一個工作周期進行放電，將能量回饋給電路使用。輔電源為輔助電源的簡稱。

由于MOS管關斷后，耐壓由MOS管Q1和MOS管Q2承擔，所以非常適應超寬范圍穩(wěn)定工作。下管Q2承受的耐壓不超過：D4穩(wěn)壓值減去Q1的Vgs開啟電壓。

但是目前同時還要求在64VAC～660VAC超寬范圍內，其空載功耗小于100mW，即0.1W，上述專利就顯現出不足的地方，為了獲得最大耐壓和降低成本，Q1和Q2一般選取相同型號的MOS管，分別承擔最高工作電壓的一半左右，上述的660VAC經過整流后，其直流電壓為933V，一半左右也有466V之高。

那么穩(wěn)壓二極管D4需取466V之高的穩(wěn)壓管，就算上下管都選取700V耐壓的高性價比MOS管，考慮90％的降額，由上管承受700V×90％＝630V的耐壓，那么D4也應有933-630＝303V的穩(wěn)壓值；

常見的穩(wěn)壓管最大做到75V，75V至200V標稱值的穩(wěn)壓管在穩(wěn)壓管生產商的產品手冊上有，但是由于市場需求小，樣品都很難申請到，價格也高。由于長期處于未生產狀態(tài)，其可靠性也很難保證。303V的電壓需要4只常見的穩(wěn)壓管串聯，由于穩(wěn)壓管在小電流下，其穩(wěn)壓值下降明顯，在100uA的工作電流下，其端擊穿電壓即實際穩(wěn)壓值下降達20％至10％，303V的電壓需要用到5只穩(wěn)壓管串聯至375V，在100uA的電流下，實測其穩(wěn)壓值才308V，而流過R1的電流為100uA時，933V高壓產生的損耗已達：

933V×0.1mA＝93.3mW；

這就要求主功率拓撲的空載功耗低于100-93.3＝6.7mW，目前，國際上最好的反激開關電源集成電路控制方案，也只能在輸入264VAC下，即直流373V下，實現10mW的空載功耗，若在更高的工作電壓下，空載靜態(tài)功耗隨工作電壓的平方上升?？蛰d功耗又作靜態(tài)功耗。

一般情況下，我們希望輔助電源在最高工作電壓下，其耗能不超過30mW，最好能控制在10mW以內，即R1的工作電流不超過32uA，最好能控制在10.7uA，主功率在最高工作電壓下，其空載功耗控制在70mW至90mW以下，這樣電路設計起來更輕松，也可以設計出總空載功耗在30mW以下的儀表電源或家電待機電源，要求承受高壓輸入，是怕誤接380VAC的電壓，或擔心電網中經常出現的雷擊浪涌。

那么，對于303V至466V這么高壓的穩(wěn)壓管，使用傳統(tǒng)的穩(wěn)壓管要多只串聯，成本高！TVS管(TRANSIENT VOLTAGE SUPPRESSOR)有高壓的管子可以選擇，常見最高電壓為180V，瞬間承受功率最小的標稱為600W，價格最低，國產的約為0.29元一只，兩只也要0.58元，若選取一只就是360V或400V，價格遠超0.58元。但是TVS存在自衰特性，如180V的TVS管子，用晶體管特性圖示儀QT-2測量其V-I曲線，X軸為20V/度，Y軸為100uA/度，好的TVS管如圖3所示，而在倉庫放置1年的180V的TVS管，抽檢100只，就有7只不良品，呈現圖4的曲線，可以看出，在150V左右，已開始擊穿，在100uA擊穿電流下,端電壓為158V左右，擊穿電流上升至350uA，TVS管的端電壓才上升至180V；進一步地，若放置二年后再檢驗，失效數量進一步上升，且開始擊穿的電壓下降至額定值的一半左右，即從90V開始擊穿，且擊穿電流上升至1.5mA TVS管的端電壓才上升至額定值180V。這是國際上某知名品牌的特性，其它品牌的更差。

在上述的32uA，甚至10.7uA的工作電流下，TVS管顯然不合適，如使用兩只180V額定電壓的TVS串聯，圖2中的D4獲得360V的穩(wěn)壓值，開始可以正常工作，而在二年后，有可能就會出該電壓低至180V，從而使得Q1要承受933V-180V+Vgs＝760V的耐壓，遠超過700V耐壓的高性價比MOS管所能承受的630V電壓，將會直接引發(fā)Q1的擊穿并損壞。

即，使用TVS管作為圖2中的D4，直接引發(fā)Q1的擊穿并損壞，這在實驗中已證實。而使用75V常見的穩(wěn)壓管要四只串聯，成本高，在電路板上占板面積也大，使用更高穩(wěn)壓值的穩(wěn)壓管也需要兩只串聯，成本高，占板面積也大，由于長期處于停產狀態(tài)，其可靠性也很難保證，沒有經過大批量的實際驗證。

為了方便，列出本申請涉及的文獻：

背景文獻：《一種源極驅動的反激變換電路》，申請?zhí)?00810028422.4。

技術實現要素：

有鑒于此，本實用新型要解決現有器件在背景文獻的電路所存在的技術缺陷，提供一種輔電源，實現在930V左右的超高壓直流下，工作電流小于32uA，靜態(tài)功耗小于30mW，且無需多只穩(wěn)壓管串聯，占用電路板的面積很小，且實現高可靠性；或進一步地，工作電流小于10.7uA，靜態(tài)功耗小于10mW。

本實用新型的目的是這樣實現的，一種輔電源電路，包括三個端口：直流高壓端，接地端，輸出端，至少包括第一電阻、第二電阻、NPN型晶體管，第一電容，連接關系為：第一 電阻的一端為直流高壓端，第一電阻的另一端連接第一電容的一端，連接點為輸出端，第一電容的另一端為接地端，其特征是，NPN型晶體管和第二電阻串聯，串聯后的網絡與第一電容并聯，兩個器件串聯有兩種方式：

1)第二電阻的一端連接第一電容的一端，第二電阻的另一端連接NPN型晶體管的集電極，NPN型晶體管的基極與第一電容的另一端連接，即所述的基極也連接接地端，NPN型晶體管的發(fā)射極懸空；

2)NPN型晶體管的集電極連接第一電容的一端，NPN型晶體管的基極與第二電阻的一端連接，第二電阻的另一端與第一電容的另一端連接，即第二電阻的另一端也連接接地端，NPN型晶體管的發(fā)射極懸空。

優(yōu)選地，上述的技術方案中，NPN型晶體管的發(fā)射極不再懸空，發(fā)射極連接基極；

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第一電容的容量為輸出端所連接的場效應管的輸入電容容量的五分之一以下；

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第二電阻的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。

作為上述技術方案的等效方案，本申請還提供了使用PNP型晶體管的第二技術方案，如下：

一種輔電源電路，包括三個端口：直流高壓端，接地端，輸出端，至少包括第一電阻、第二電阻、PNP型晶體管，第一電容，連接關系為：第一電阻的一端為直流高壓端，第一電阻的另一端連接第一電容的一端，連接點為輸出端，第一電容的另一端為接地端，其特征是，PNP型晶體管和第二電阻串聯，串聯后的網絡與第一電容并聯，兩個器件串聯有兩種方式：

1)第二電阻的一端連接第一電容的一端，第二電阻的另一端連接PNP型晶體管的基極，PNP型晶體管的集電極與第一電容的另一端連接，即所述的集電極也連接接地端，PNP型晶體管的發(fā)射極懸空；

2)PNP型晶體管的基極連接第一電容的一端，PNP型晶體管的集電極與第二電阻的一端連接，第二電阻的另一端與第一電容的另一端連接，即第二電阻的另一端也連接接地端，PNP型晶體管的發(fā)射極懸空。

優(yōu)選地，上述的技術方案中，PNP型晶體管的發(fā)射極不再懸空，發(fā)射極連接基極；

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第一電容的容量為輸出端所連接的場效應管的輸入電容容量的五分之一以下；

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第二電阻的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。

本實用新型的詳細工作原理會在實施例中結合應用詳細說明，本實用新型應用于反激式開關電源的有益效果為：

成本低；占板面積小；器件為常見型號，選型容易，可靠性高。

附圖說明

圖1為背景文獻中源極驅動的反激變換電路方框圖；

圖2為背景文獻中源極驅動的反激變換電路電路圖；

圖3為TVS管良品在晶體管特性圖示儀上的測試曲線；

圖4為TVS管放置一年后出現的不良品在晶體管特性圖示儀上的測試曲線；

圖5-1為本實用新型第一實施例、原始技術方案對應的原理圖；

圖5-2為圖5-1的等效圖，將圖5-1電阻R2和晶體管J1的位置互換；

圖5-3為本實用新型第二實施例，在圖5-1在基礎上，J1的發(fā)射極與基極連接；

圖5-4為本實用新型第二實施例等效圖，在圖5-2在基礎上，J1的發(fā)射極與基極連接；

圖6-1為本實用新型第三實施例、第二技術方案對應的原理圖；

圖6-2為圖6-1的等效圖，將圖6-1電阻R2和晶體管J1的位置互換；

圖6-3為本實用新型第三實施例，在圖6-1在基礎上，J1的發(fā)射極與基極連接；

圖6-4為本實用新型第三實施例等效圖，在圖6-2在基礎上，J1的發(fā)射極與基極連接。

具體實施方式

第一實施例

請參見圖5-1、圖5-2，為本實用新型第一實施例，一種輔電源電路，包括三個端口：直流高壓端Vdc，接地端，輸出端Out，至少包括第一電阻R1、第二電阻R2、NPN型晶體管J1，第一電容C1，連接關系為：第一電阻R1的一端為直流高壓端Vdc，第一電阻R1的另一端連接第一電容C1的一端，連接點為輸出端Out，第一電容C1的另一端為接地端，其特征是，NPN型晶體管J1和第二電阻R2串聯，串聯后的兩端子網絡與第一電容C1并聯，兩個器件串聯有兩種方式：

1)第二電阻R2的一端連接第一電容C1的一端，第二電阻R2的另一端連接NPN型晶體管J1的集電極，NPN型晶體管J1的基極與第一電容C1的另一端連接，即所述的基極也連接接地端，NPN型晶體管J1的發(fā)射極懸空；圖5-1示出了這種連接方式；

2)NPN型晶體管J1的集電極連接第一電容C1的一端，NPN型晶體管J1的基極與第二電阻R2的一端連接，第二電阻R2的另一端與第一電容C1的另一端連接，即第二電阻R2的另一端也連接接地端，NPN型晶體管J1的發(fā)射極懸空，圖5-2示出了這種連接方式。

接地端在圖中以接地符號示出。

串聯電路中器件交換位置，且保證有極性器件的電流方向不變，那么，串聯回路完成的功能是不變的，這是公知技術，圖5-1和圖5-2相比，就是電阻R2和晶體管J1交換位置，且保證有極性器件晶體管J1的電流方向不變，它們是等效的。應用于圖1、圖2的所示出的源極驅動的反激變換電路中，設計成功率為3W，輸出為5V的產品，變壓器T1因為要兼顧低壓輸入，原邊電感量為1.8mH，取得較小，MOS管Q1為安森美的NDD02N60Z-1G，耐壓600V，實測在690V，電流為2.2A，輸入電容Ciss典型值為274pF；Power Integrations公司的LNK605直接取代了PWM IC和MOS管Q2，注：LNK605內部集成了頻率發(fā)生器即圖2中的PWM IC和MOS管Q2，集成的MOS管的耐壓為700V，在230VAC下可以實現30mW的低空載功耗。

本實用新型圖5-1的電路參數：

電阻R1為18.6M，為1206的6.2M的貼片電阻三只串聯，貼片電阻因為耐壓低，故采用三只串聯以獲得高可靠性的電阻；電阻R2為22K，晶體管Q1為常見的2N5551，封裝為SOT-23，價格僅為0.035元，耐壓標稱為160V；電容C1為33pF。

先讓LNK605不工作，即靜態(tài)測試，當圖5-1電路接入電路后，輸入的交流電壓為660VAC，Vdc由于主功率電路不工作，為933.1V，這時，輸出端Out的電壓為366V，注意，常見的數字萬用表電壓檔的內阻為20M，用于此處的測試是不能勝任的，因為電阻R1為18.6M，20M內阻的表其分壓作用過大，引起的測量誤差極大，實用新型人采取的方法是：用一塊表A并聯一只266M的電阻，266M的電阻為13只20M的電阻和一只6.2M的電阻串聯獲得，這樣總體獲得18.2M的電阻來取代電阻R1，用另一塊表B測得直流高壓端Vdc電壓為933.1V，表A顯示的電壓為566.9V，那么輸出端Out對地電壓為：933.1V-566.9V＝366.2V，由于最后一位為不確定值，這里取整為366V。

達到設計目的，為什么一只標稱耐壓160V的2N5551，能獲得366V的穩(wěn)壓值？工作原理：

標稱耐壓在技術手冊上為Vceo，Vceo在測試時，基極處于開路狀態(tài)，這時，擊穿電流并不是從集電極C擊穿晶元，達到發(fā)射極E，而是從集電極C擊穿集電結，達到基極B,再從基極B，到達發(fā)射極E，由于是NPN管，從基極B到達發(fā)射極E，這是發(fā)射結正向導通的過程，這個正向導通產生的基極至發(fā)射極電流，是內部電流，同樣參與了晶體管特有的放大，在集電極中產生放大了β倍的電流，從而使得在Ic＝1mA下測得的Vceo只有160V以上，一般在180V至220V左右；

2N5551的Vcbo僅僅標稱180V，測試電流Ic＝100uA，為何能獲得366V的擊穿電壓？這種測試，多是廠家把三極管插入測試基座，連接在如QT-2等的晶體管特性圖示儀上，通過儀器內部開關的切換，使用Ie＝0，即發(fā)射極懸空或接地。事實上，發(fā)射極在儀器內部也要經過很長的走線才能懸空或接地，而晶體特性圖示儀使用的掃描信號，是市電經工頻變壓器隔離，整流后的全波脈動直流電，頻率為100Hz，仍可以在懸空的走線上經過分布電容感應出電壓，產生很小的電流，發(fā)射極即使接地，發(fā)射極在儀器內部也要經過很長的走線才能接地，這個回路仍可以通過分布電容感應出電壓，從而產生很小的電流。

晶體管的測試標準規(guī)定，Vcbo是在Ic＝100uA下測出來的，目前晶體管的放大倍數在小電流下都輕松達到100倍，即發(fā)射極感應出1uA的電流，就會使得在測試Vcbo時，發(fā)射結中存在本技術領域技術人員無法察覺的感應電流，使得測試出來的Vcbo偏小，甚至比真實值小一半。

若使用數字式晶體管特性圖示儀，由于其內部掃描頻率為50KHz，頻率相對較高，這樣來減小測試時間，防止無散熱裝置的晶體管損壞，分布電容引起的誤差極大。

實用新型人利用萬用表的內阻參與限流，很方便地測出真實的Vcbo，并了解其穩(wěn)壓特性，提出本實用新型的技術方案。實用新型人正是克服了技術偏見，故產生了本實用新型，而解決方法很容易：發(fā)射極懸空或就近接基極。

電路接入源極驅動的開關電源中，工作正常，在64VAC～660VAC超寬范圍內，都可以穩(wěn)壓工作。

優(yōu)選地，上述技術方案中，NPN型晶體管J1的發(fā)射極不再懸空，發(fā)射極連接基極；實測電路性能沒有任何影響,參見第二實施例。

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第一電容C1的容量為輸出端Out所連接的場效應管的輸入電容容量的五分之一以下；所選的MOS管Q1的輸入電容典型值274pF，即C1在54.8pF以下，按電容容量系列標準，常見的E-24最為接近的是56pF或51pF，其工作原理：

結合圖2，當MOS管Q2飽和導通時，其端電壓接近為零，這時MOS管Q2的柵級至源極電壓差很大，MOS管Q2會飽和導通，由于MOS管的柵極至源級電壓不能太大，一般耐受電壓都在20V以下，這時，電容C1儲存的能量經過MOS管Q1的輸入電容，同時也可能經過MOS管Q1的柵極至源極的保護用穩(wěn)壓二極管D3對地放電，且端電壓在瞬間跌至20V以下，且這個電壓要確保大于MOS管Q1的Vgs，為了讓MOS管Q1能良好地飽和導通，電容C1端電壓跌落下去后的電壓要大于MOS管Q1的Vgs的20％以上，即1.2倍Vgs以上。

當MOS管Q2飽和導通時，其端電壓接近為零，電容C1的電荷向MOS管Q1的輸入電容Ciss轉移，若電容C1的容量等于MOS管Q1的輸入電容Ciss，那么，理論上，電容C1上的366V電壓在轉移后，還有一半的電壓，即183V，容易損壞MOS管的柵極，這個過程中，是電容對電容放電，事實上，會利用走線的分布電感，進行LC諧振，頻率很高，并向空間輻射能量，否則，能量不守恒。為了避免向空間輻射能量，MOS管Q1的柵極會串入阻尼電阻，在能量轉移中，通過該電阻發(fā)熱消耗能量并避免頻率很高的LC諧振。

當電容C1的容量為輸出端Out所連接的場效應管的輸入電容容量的五分之一時，366V的高壓，經能量轉移后，僅為六分之一，為61V，相比之下，要安全得多，掌握這個方法后，很容易給出較佳的容值，這里不再贅述。

當MOS管Q2截止時，這時電容C1的端電壓上升時間取決于電阻R1對電容C1的充電速度，與電容C1并聯的電容有：MOS管Q1的輸入電容Ciss和MOS管Q2的輸出電容Coss，在這個例子中，LNK605內部集成的MOS管Q2其輸出電容Coss為34pF，與MOS管Q2的輸入電容274pF串聯，Ciss電容具有米勒效應，簡單地說,就是容量是變化的。

當MOS管Q2截止瞬間，原來對變壓器T1原邊N1激磁電流不能實然消失，會出現副邊向前流動，由于存在漏感，原邊仍有電流對MOS管Q1的輸出電容、MOS管Q2的輸出電容充電，通過米勒效應，瞬間抬升電容C1的端電壓，為了方便，MOS管Q1的輸入電容Ciss和MOS管Q2的輸出電容Coss串聯后的容值認為就是計算值30pF，與電容C1是并聯關系，我們稱之新電容C1，我們希望，電阻R1和新電容C1的時間積分τ，不影響開關電源的工作，為了實現開關電源功率級的空載功耗低于30mW，主流控制方案都采用了優(yōu)化降頻的功能，在空載時，開關電源以1KHz為周期，即每隔1mS，開關電源啟動一次，以較小占空比工作1至3個周期，對副邊輸出整流電路補充電能，那么，我們就要求激磁電流中的漏感能量不對新電容C1充電時，電阻R1能在1mS內實現對C1的充電，即要求τ在1mS左右，電壓即可上升至設計值的63％！

本實施例中，電容C1為33pF，新電容C1為63pF，電阻R1為18.6M，τ＝RC＝1.17mS，即可實現良好的優(yōu)化降頻功能。

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第二電阻R2的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。若不存在電阻R2，當MOS管Q2截止瞬間，原來對變壓器T1原邊N1激磁電流不能實然消失，會出 現在副邊沿原方向流動，由于存在漏感，原邊仍有電流對MOS管Q1的輸出電容、MOS管Q2的輸出電容充電，通過米勒效應，瞬間抬升電容C1的端電壓，參見圖2：電流的路徑為：變壓器原邊T1的下端子→MOS管Q1的漏極→米勒效應轉移至MOS管Q1柵極→對圖5-1中電容C1充電→地→Vdc→變壓器原邊T1的上端子。

我們希望電容C1的端電壓上升快，由于電容C1容量較小，吸能作用弱，上述電流若過大，晶體管J1達到穩(wěn)壓值后，電流都由晶體管J1吸收，容易損壞晶體管J1，晶體管J1為2N5551，封裝為SOT-23，最大集電極功耗為625mW，為了安全，實際使用時，都要降額一半；另外，為了實現總功耗小于30mW的輔電源電路，結合開關電源的工作頻率在65KHz至130KHz，通過復雜的仿真，電阻R2的最佳值出現在20K至30K之間，出現一個低損耗區(qū)，在3.3K至330K區(qū)別，都能實現較好的保護效果。這里不再去展示實測數據與仿真過程。

第二實施例

請參見圖5-3、圖5-4為本實用新型第二實施例，在圖5-1在基礎上，晶體管J1的發(fā)射極與基極連接，為圖5-3；另一種等效電路為圖5-4示出的方案，在圖5-2在基礎上，晶體管J1的發(fā)射極與基極連接。

除了發(fā)射極與基極連接，其連接關系在第一實施例中已展出，工作原理都相同，這里不再贅述。

第三實施例

請參見圖6-1、圖6-2、圖6-3、圖6-4為本實用新型第三實施例等，換成PNP型晶體實現穩(wěn)壓管的功能。一種輔電源電路，包括三個端口：直流高壓端Vdc，接地端，輸出端Out，至少包括第一電阻R1、第二電阻R2、PNP型晶體管J1，第一電容C1，連接關系為：第一電阻R1的一端為直流高壓端Vdc，第一電阻R1的另一端連接第一電容C1的一端，連接點為輸出端Out，第一電容C1的另一端為接地端，其特征是，PNP型晶體管J1和第二電阻R2串聯，串聯后的兩端子網絡與第一電容C1并聯，兩個器件串聯有兩種方式：

1)第二電阻R2的一端連接第一電容C1的一端，第二電阻R2的另一端連接PNP型晶體管J1的基極，PNP型晶體管J1的集電極與第一電容C1的另一端連接，即所述的集電極也連接接地端，PNP型晶體管J1的發(fā)射極懸空；圖6-1示出了這種連接方式；

2)PNP型晶體管J1的基極連接第一電容C1的一端，PNP型晶體管J1的集電極與第二電阻R2的一端連接，第二電阻R2的另一端與第一電容C1的另一端連接，即第二電阻R2的另一端也連接接地端，PNP型晶體管J1的發(fā)射極懸空；圖6-2示出了這種連接方式。

用PNP管的集電結替代穩(wěn)壓管，那么其集電極就是陽極，基極就是陰極，和NPN管子要反過來，即PNP管的集電極連接在原NPN型管子的基極連接點上，即PNP管的基極連接在原NPN型管子的集電極連接點上。

基于同樣的工作原理，同樣實現實用新型目的，同時，進一步地，如下方式都是可以實現實用新型目的，并進一步提高性能。

優(yōu)選地，上述技術方案中，PNP型晶體管J1的發(fā)射極不再懸空，發(fā)射極連接基極；事實上形成第四實施例：請參見圖6-3、圖6-4為本實用新型第二實施例，在圖6-1在基礎上， J1的發(fā)射極與基極連接，為圖6-3；另一種等效電路為圖6-4示出的方案，在圖6-2在基礎上，J1的發(fā)射極與基極連接。

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第一電容C1的容量為輸出端Out所連接的場效應管的輸入電容容量的五分之一以下；

優(yōu)選地，上述的技術方案中，第二電阻R2的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。

以上僅是本實用新型的優(yōu)選實施方式，應當指出的是，上述優(yōu)選實施方式不應視為對本實用新型的限制。

對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本實用新型的精神和范圍內，還可以做出若干改進和潤飾，如在電容C1中也串入一只電阻，或串入電感，這些改進和潤飾也應視為本實用新型的保護范圍，這里不再用實施例贅述，本實用新型的保護范圍應當以權利要求所限定的范圍為準。