本發(fā)明涉及永磁同步電機(jī)的啟動(dòng)領(lǐng)域，尤其是一種永磁同步電機(jī)的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)方法。

背景技術(shù)：

永磁同步電機(jī)采用電子換相，可以避免傳統(tǒng)機(jī)械傳動(dòng)裝置引起的噪聲和損耗，可以提高系統(tǒng)的運(yùn)行效率，減少震動(dòng)噪音，和其他電機(jī)相比具有很多無可比擬的優(yōu)勢。

在永磁同步電機(jī)的控制中，需要確定轉(zhuǎn)子的位置和速度信息，傳統(tǒng)上安裝位置傳感器務(wù)必影響到電機(jī)結(jié)構(gòu)，通常會(huì)增加系統(tǒng)的成本與復(fù)雜性，而采用無位置控制可降低控制的成本、提高電機(jī)的運(yùn)行穩(wěn)定性和可靠性。

永磁同步電機(jī)的無位置控制中，由于轉(zhuǎn)子初始位置未知，電機(jī)啟動(dòng)時(shí)易發(fā)生過流、啟動(dòng)失步等問題，所以永磁同步電機(jī)的可靠啟動(dòng)一直都是控制的關(guān)鍵和難點(diǎn)。

現(xiàn)有技術(shù)中，永磁同步電機(jī)的電流控制一般可以通過滯環(huán)控制或者pid控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)控制。滯環(huán)控制可以將控制信號維持在以參考值為中心的滯環(huán)寬度內(nèi)，也稱為bang-bang控制，其控制方法簡單，但是在控制精確度要求比較高的場合下往往難以達(dá)到控制要求。傳統(tǒng)pid控制器是一個(gè)精確的線性方程所表示的算法，即：

式中，在任意t時(shí)刻，u(t)為控制輸出信號，e(t)為被控制量誤差信號，kp為比例控制參數(shù)，ki為積分控制參數(shù)，kd為微分控制參數(shù)。在傳統(tǒng)的pid控制系統(tǒng)中kp比例控制參數(shù)用于比例控制，kp增大可以加快對控制量的調(diào)節(jié)，過大則可能造成系統(tǒng)超調(diào)，系統(tǒng)穩(wěn)定性下降；ki積分控制參數(shù)用于積分控制，ki增大可以消除系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差，在控制初期過大會(huì)造成積分飽和現(xiàn)象；kd微分控制參數(shù)用于微分控制，kd增大可以改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，過大則可能降低系統(tǒng)的抗干擾性能。

整定出一套合適的kp、ki和kd控制參數(shù)可以使系統(tǒng)取得比較理想的控制效果，但是傳統(tǒng)pid控制器中這三個(gè)參數(shù)在確定后不再改變，往往難以適應(yīng)系統(tǒng)的各種復(fù)雜的工作狀態(tài)和動(dòng)態(tài)過程，而且整定合適kp、ki和kd控制參數(shù)也往往需要耗費(fèi)大量的時(shí)間和精力。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：為解決上述傳統(tǒng)永磁同步電機(jī)的電流環(huán)控制中pid控制器參數(shù)不可調(diào)，容易出現(xiàn)過流、啟動(dòng)失步的技術(shù)問題，本發(fā)明提出一種永磁同步電機(jī)的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)方法。

技術(shù)方案：為實(shí)現(xiàn)上述技術(shù)效果，本發(fā)明提出的技術(shù)方案為：

一種永磁同步電機(jī)的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)方法，該方法通過位置估算器、電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊、電流pid控制環(huán)、svpwm調(diào)制模塊和三相逆變器生成永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)信號，控制永磁同步電機(jī)啟動(dòng)；該方法包括以下步驟：

(1)永磁同步電機(jī)啟動(dòng)前，使電機(jī)轉(zhuǎn)子n極與三相定子坐標(biāo)系abc中的a軸重合；定義α-β坐標(biāo)系的α軸和abc坐標(biāo)系的a軸重合，β軸逆時(shí)針超前α軸90度電角度；d-q坐標(biāo)系的d軸與永磁體轉(zhuǎn)子的n磁極重合，q軸逆時(shí)針超前d軸90度電角度；定義旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q的d軸與abc坐標(biāo)系的a軸夾角為轉(zhuǎn)子位置角；

(2)采集時(shí)刻t時(shí)永磁同步電機(jī)三相繞組上的電流ia，ib，ic，通過clark變換將ia，ib，ic轉(zhuǎn)換為α-β坐標(biāo)系的α軸分量iα和β軸分量iβ；再通過park變換將iα和iβ轉(zhuǎn)換為d-q坐標(biāo)系的d軸分量id和q軸分量iq；其中，id為電機(jī)定子勵(lì)磁分量電流，iq為電機(jī)定子轉(zhuǎn)矩分量電流；id和iq的表達(dá)式為：

給定電機(jī)定子勵(lì)磁分量電流的控制期望值為電機(jī)定子轉(zhuǎn)矩分量電流的控制期望值為計(jì)算與id的差值以及與iq的差值為：

(3)構(gòu)建啟動(dòng)過程中給定的轉(zhuǎn)子位置角角度函數(shù)：θ＝f(t)，f(t)為關(guān)于時(shí)間t的單調(diào)遞增函數(shù)；永磁同步電機(jī)啟動(dòng)后，位置估算器實(shí)時(shí)估算t時(shí)刻的轉(zhuǎn)子位置角θ′；將θ′與t時(shí)刻的轉(zhuǎn)子位置角角度函數(shù)給出的角度值θ求差，得到角度誤差值δθ，δθ＝θ-θ′；

(4)構(gòu)建電流pid控制環(huán)的pid控制模型為：

其中，x為pid控制模型的輸入變量，u(t)為pid控制模型的輸出變量，kp為比例控制參數(shù)，ki為積分控制參數(shù)，kd為微分控制參數(shù)，δθ為位置估算器估算的t時(shí)刻的轉(zhuǎn)子位置角θ′與轉(zhuǎn)子位置角角度函數(shù)給出的t時(shí)刻給定位置角θ之間的誤差值，即δθ＝θ-θ′；δθmin、xmax、xmin均為預(yù)先設(shè)定的閾值；

kp、ki、kd均由電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊根據(jù)δθ、δid和δiq更新，其更新的步驟為：

s1：構(gòu)建控制參數(shù)更新模型為：

其中，i表示更新的次數(shù)，λ1為根據(jù)δθ對控制參數(shù)進(jìn)行整體整定的系數(shù)，λ2為比例參數(shù)整定系數(shù)，λ3為積分參數(shù)整定系數(shù)，λ4為微分參數(shù)整定系數(shù)，其中，λ1≥0，λ2≥0，λ3≥0，λ4≥0；

s2：令x＝δid，根據(jù)控制參數(shù)更新模型計(jì)算出對應(yīng)的kp、ki、kd；將δθ、x＝δid以及計(jì)算出的kp、ki、kd帶入pid控制模型，得到δid對應(yīng)的pid控制電壓ud；

s3：令x＝δiq，根據(jù)控制參數(shù)更新模型計(jì)算出對應(yīng)的kp、ki、kd；將δθ、x＝δiq以及計(jì)算出的kp、ki、kd帶入pid控制模型，得到δiq對應(yīng)的pid控制電壓uq；

(4)通過park逆變換將ud和uq從旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q上變換到兩相定子靜止坐標(biāo)系上，形成兩相電壓信號uα、uβ發(fā)送給svpwm調(diào)制模塊和位置估算器，park逆變換的表達(dá)式為：

svpwm調(diào)制模塊根據(jù)uα、uβ通過空間矢量調(diào)制計(jì)算出六路pwm調(diào)制波，控制三相逆變器在直流母線電壓udc的作用下輸出三相對稱交流正弦電壓，驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)啟動(dòng)。

進(jìn)一步的，該方法還包括通過速度pid控制環(huán)進(jìn)行永磁同步電機(jī)啟動(dòng)控制，通過速度pid控制環(huán)進(jìn)行控制的步驟為：

(2-1)位置估算器估算t時(shí)刻的電機(jī)轉(zhuǎn)速n，并給定電機(jī)轉(zhuǎn)速最小閾值n1；

(2-2)當(dāng)滿足：n≥n1且|δθ|≤δθmin時(shí)，將位置估算器輸出的電機(jī)轉(zhuǎn)子角度θ′作為park變換和park逆變換的旋轉(zhuǎn)角，將park變換表達(dá)式更新為：

park逆變換表達(dá)式更新為：

(2-3)計(jì)算位置估算器估算出的電機(jī)轉(zhuǎn)速n與給定速度參考值n^*之間的差值δn；構(gòu)建速度pid控制器，以δn為速度pid控制器的輸入值，將速度pid控制器的輸出值作為電流pid控制環(huán)新的參考值此時(shí)變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)過程結(jié)束，速度pid控制環(huán)和電流pid控制環(huán)一起，實(shí)現(xiàn)永磁同步電機(jī)的速度、電流雙閉環(huán)無位置穩(wěn)定運(yùn)行。

進(jìn)一步的，所述步驟(2)中通過clark變換將ia，ib，ic轉(zhuǎn)換為α-β坐標(biāo)系的α軸分量iα和β軸分量iβ的方法為：

令：

進(jìn)一步的，所述位置估算器實(shí)時(shí)估算t時(shí)刻的轉(zhuǎn)子位置角θ′和電機(jī)轉(zhuǎn)速n的方法為：

(4-1)構(gòu)建數(shù)字化電機(jī)模型：

其中，rs為永磁同步電機(jī)繞組相電阻，ls為繞組相電感，eα和eβ為反電動(dòng)勢信號；

(4-2)通過數(shù)字化電機(jī)模型求解電機(jī)電流模型：

其中，eα和eβ為包含電機(jī)反電動(dòng)勢信息的信號zα、zβ通過濾波得到的平滑信號；將rs、ls、uα、uβ帶入電機(jī)電流模型，得到電流參考值將參考電流分別與電機(jī)實(shí)際電流iα、iβ做差，得到誤差值分別為δiα和δiβ；

(4-3)根據(jù)δiα和δiβ，通過位置估算器內(nèi)置的滑?？刂破饔?jì)算輸出zα、zβ信號；滑?？刂破髂Ｐ蜑椋?/p>

式中，δiαmax和δiβmax為滑?？刂破鞯恼`差限幅值，δiαmax＞0，δiβmax＞0，k為滑?？刂破鞯脑鲆?，k＞0；

(4-4)zα、zβ信號經(jīng)過濾波，得到反電動(dòng)勢信號eα和eβ，濾波模型為：

式中，ts為算法控制周期，π為圓周率，fc為濾波截止頻率；

(4-5)根據(jù)反電動(dòng)勢信號eα和eβ，估算的轉(zhuǎn)子位置信息θ′與電機(jī)轉(zhuǎn)速n為：

進(jìn)一步的，

進(jìn)一步的，所述步驟(3)中，

當(dāng)x＝δid時(shí)，令xmax＝δidmax、xmin＝δidmin、umax＝udmax，δidmax為電流環(huán)電機(jī)定子勵(lì)磁分量電流控制的最大誤差設(shè)定值，δidmin為電流環(huán)電機(jī)定子勵(lì)磁分量電流控制的最小誤差設(shè)定值，udmax為電流環(huán)電機(jī)定子勵(lì)磁分量控制輸出電壓的最大限幅值；

當(dāng)x＝δiq時(shí)，令xmax＝δiqmax，xmin＝δiqmin，umax＝uqmax，δiqmax為電機(jī)定子轉(zhuǎn)矩分量電流控制的最大誤差設(shè)定值，δiqmin為電機(jī)定子轉(zhuǎn)矩分量電流控制的最小誤差設(shè)定值，uqmax為電機(jī)定子轉(zhuǎn)矩分量控制電壓的最大限幅值。

有益效果：與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)勢：

每次執(zhí)行電流環(huán)前配置kp、ki和kd參數(shù)，在確保電流、轉(zhuǎn)子位置估算精確的前提下，保證電流平緩變化，啟動(dòng)更安全可靠；電流環(huán)控制轉(zhuǎn)矩電流分量從小到大變化，防止啟動(dòng)電流過大；當(dāng)位置估算器檢測轉(zhuǎn)子位置足夠精確時(shí)驅(qū)使電機(jī)進(jìn)入速度、電流雙閉環(huán)無位置運(yùn)行階段，保證切換的平滑性與可靠性。本發(fā)明的啟動(dòng)方法使得永磁同步電機(jī)的無位置啟動(dòng)更可靠與安全，而且控制成本低廉，控制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能好，抗干擾能力強(qiáng)。

附圖說明

圖1是本發(fā)明永磁同步電機(jī)變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)框圖。

圖2是本發(fā)明控制算法空間坐標(biāo)系關(guān)系圖。

圖3是本發(fā)明永磁同步電機(jī)位置估算器工作原理圖。

圖4是本發(fā)明永磁同步電機(jī)啟動(dòng)過程轉(zhuǎn)矩分量電流參考值變化圖。

圖5是本發(fā)明永磁同步電機(jī)速度、電流雙閉環(huán)無位置控制框圖。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明針對目前永磁同步電機(jī)控制方案中存在的不足，提出一種永磁同步電機(jī)的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)方法，該控制方案解決了永磁同步電機(jī)無位置控制啟動(dòng)過程中易發(fā)生過流、啟動(dòng)失步的問題，提高了永磁同步電機(jī)無位置控制的可靠性，提高了控制性能。

下面通過附圖對本發(fā)明所提出的技術(shù)方案做具體說明。

圖2為本發(fā)明控制算法空間坐標(biāo)系關(guān)系圖。

n-s為永磁同步電機(jī)的永磁體，永磁體轉(zhuǎn)子在空間會(huì)產(chǎn)生恒定的磁場，當(dāng)三相對稱的正弦波交流電通入三相定子繞組a、b、c中時(shí)，便會(huì)產(chǎn)生空間旋轉(zhuǎn)磁場，此時(shí)轉(zhuǎn)子磁場就會(huì)受定子磁場的拉力作用而隨著定子旋轉(zhuǎn)磁場同步旋轉(zhuǎn)。

根據(jù)圖2，abc坐標(biāo)系表示三相定子坐標(biāo)系，三相交流電機(jī)繞組軸線a、b、c互相差120電角度，空間矢量在這三個(gè)坐標(biāo)軸上的投影即表示為該空間矢量在這三個(gè)繞組a、b、c上的分量；α-β坐標(biāo)系表示兩相定子靜止坐標(biāo)系，令α-β坐標(biāo)系的橫軸α軸和abc坐標(biāo)系的a軸重合，α-β坐標(biāo)系的縱軸β軸逆時(shí)針超前橫軸α軸90度電角度，空間旋轉(zhuǎn)磁場也可以通過向兩相靜止坐標(biāo)系上的兩相繞組通對稱電壓產(chǎn)生；d-q坐標(biāo)系的橫軸d軸與永磁體轉(zhuǎn)子的n磁極在同一位置上，d-q坐標(biāo)系的縱軸q軸逆時(shí)針超前橫軸d軸90度電角度，在空間上，該坐標(biāo)系與永磁體轉(zhuǎn)子保持同步旋轉(zhuǎn)，d-q坐標(biāo)系也稱為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。

當(dāng)永磁體轉(zhuǎn)子與定子旋轉(zhuǎn)磁場保持同步旋轉(zhuǎn)時(shí)，定義旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的橫軸d軸(即轉(zhuǎn)子n極)與abc坐標(biāo)系的a軸夾角為轉(zhuǎn)子的位置角θ，轉(zhuǎn)子與定子磁場保持同步的轉(zhuǎn)速為n，該轉(zhuǎn)速與定子旋轉(zhuǎn)磁場頻率f(也是正弦交流電壓的頻率)和永磁同步電機(jī)極對數(shù)p的關(guān)系表示為：

本發(fā)明永磁同步電機(jī)的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)方法，主要包括以下步驟：

向電機(jī)三相繞組通電，使轉(zhuǎn)子n極靜止停在abc坐標(biāo)系a軸方向位置，此時(shí)轉(zhuǎn)子位置角θ＝0；向電機(jī)三相繞組通入三相對稱正弦交流電壓，電壓頻率f不斷增加，電機(jī)便會(huì)開始啟動(dòng)加速，給定轉(zhuǎn)子位置角θ遞增；在電機(jī)啟動(dòng)后，位置估算器便開始估算轉(zhuǎn)子位置θ′，計(jì)算與轉(zhuǎn)子位置角θ之間的誤差值δθ，然后根據(jù)估算誤差δθ和電機(jī)定子勵(lì)磁分量電流誤差值δid和轉(zhuǎn)矩分量電流誤差值δiq，通過整定模塊調(diào)整電流環(huán)的kp、ki和kd參數(shù)(kp為比例控制參數(shù)，ki為積分控制參數(shù)，kd為微分控制參數(shù))，配置完成后執(zhí)行電流環(huán)；當(dāng)電機(jī)啟動(dòng)加速到一定速度范圍，且當(dāng)位置估算器估測角度足夠精確時(shí)(|δθ|足夠小)，投入速度環(huán)控制，將永磁同步電機(jī)切換到速度、電流雙閉環(huán)無位置控制模式，永磁同步電機(jī)的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)過程結(jié)束。

圖1為本發(fā)明永磁同步電機(jī)變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)框圖。

根據(jù)圖1，本發(fā)明永磁同步電機(jī)的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)系統(tǒng)包括以下模塊：

啟動(dòng)位置角給定模塊、位置估算器模塊、角度估算誤差計(jì)算模塊、park變換模塊、clark變換模塊、park逆變換模塊、電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊、電流pid控制環(huán)、svpwm調(diào)制模塊、三相逆變器和永磁電機(jī)。

所述的啟動(dòng)位置角給定模塊與park變換模塊、park逆變換模塊和角度估算誤差計(jì)算模塊相連；所述的park變換模塊還與clark變換模塊和電流pid控制環(huán)相連；所述的clark變換模塊還與永磁電機(jī)的三相繞組a、b、c相連；所述的永磁電機(jī)還與三相逆變器相連；所述的三相逆變器還與svpwm調(diào)制模塊相連，udc提供電機(jī)運(yùn)行所需直流母線工作電壓；所述的svpwm調(diào)制模塊還與park逆變換模塊相連；所述的park逆變換模塊還與電流pid控制環(huán)相連；電流pid控制環(huán)還與電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊相連；所述的角度估算誤差計(jì)算模塊與啟動(dòng)位置角給定模塊和位置估算器相連。

檢測永磁電機(jī)a、b、c三相繞組電流ia、ib、ic，clark變換模塊將檢測到的電流信號從三相定子坐標(biāo)系變換到兩相定子靜止坐標(biāo)系上，輸出兩相電流信號iα、iβ，變換方程為：

啟動(dòng)過程中，啟動(dòng)位置角給定模塊向park變換模塊和park逆變換模塊輸出電機(jī)位置角θ，用于坐標(biāo)變換計(jì)算，park變換環(huán)節(jié)將clark變換模塊輸出的兩相電流信號iα、iβ從兩相定子靜止坐標(biāo)系變換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上，輸出兩相電流信號id、iq，變換方程為：

在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上，id表示電機(jī)定子勵(lì)磁分量電流，iq表示電機(jī)定子轉(zhuǎn)矩分量電流，本發(fā)明控制算法采用id＝0控制策略，使電機(jī)定子電流全部轉(zhuǎn)化為轉(zhuǎn)矩分量電流iq，這樣只需要通過控制轉(zhuǎn)矩分量電流iq就可以控制電機(jī)定子電流，從而實(shí)現(xiàn)對電機(jī)轉(zhuǎn)速的控制。

根據(jù)圖1，本發(fā)明采用變參數(shù)電流pid控制環(huán)控制電機(jī)定子電流信號，分別控制定子勵(lì)磁分量電流id和轉(zhuǎn)矩分量電流iq。

id電流控制環(huán)與iq電流控制環(huán)采用相同的控制環(huán)結(jié)構(gòu)，控制參數(shù)整定方法也一致，通過電流誤差信號與角度估算誤差信號進(jìn)行控制參數(shù)的整定，因此本說明書中只以id電流控制環(huán)為例對本發(fā)明變pid控制參數(shù)電流環(huán)的參數(shù)整定規(guī)則進(jìn)行說明。

為了便于控制參數(shù)整定，先作如下定義：

估算角度與給定位置角的誤差δθ為：

δθ＝θ-θ′

勵(lì)磁電流id與參考值的誤差為：

電流誤差的積分為：

電流誤差的微分為：

控制參數(shù)整定規(guī)則根據(jù)這四個(gè)參數(shù)，實(shí)時(shí)調(diào)整id電流控制環(huán)的kp、ki和kd控制參數(shù)，可以盡快消除控制誤差，改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，達(dá)到理想的控制效果。

當(dāng)永磁電機(jī)剛剛啟動(dòng)，即電流環(huán)剛開始工作時(shí)，被控制量誤差往往較大，此時(shí)為了盡快消除誤差可以采用較大的kp控制參數(shù)，較小的ki和kd參數(shù)；當(dāng)啟動(dòng)一段時(shí)間后，被控電流誤差減小，為了防止超調(diào)發(fā)生，可以降低kp控制參數(shù)；為了消除靜態(tài)誤差，改善電流環(huán)動(dòng)態(tài)性能，此時(shí)可以增大ki和kd參數(shù)；本發(fā)明還加入了角度估算誤差δθ作為規(guī)則參考因素，因此，設(shè)計(jì)id電流環(huán)控制參數(shù)調(diào)整規(guī)則的數(shù)學(xué)模型如下所示：

ud(t)＝udmax，|x|＞δidmax

ud(t)＝0，|x|＜δidmin且|δθ|＜δθmin

模型中ud(t)表示id電流環(huán)控制輸出，udmax為電流環(huán)輸出最大限幅值，δidmax為電流環(huán)最大誤差設(shè)定值，δidmin為電流環(huán)最小誤差設(shè)定值，δθmin為位置估算最小誤差設(shè)定值。其中，udmax＞0，δidmax＞δidmin＞0，δθmin＞0。這些值應(yīng)根據(jù)控制系統(tǒng)不同而作適當(dāng)改動(dòng)。

(1)當(dāng)|x|＞δidmax時(shí)，往往是永磁同步電機(jī)剛剛啟動(dòng)或者電流發(fā)生突變的情況下，此時(shí)電流誤差很大，為了最快速度調(diào)節(jié)電流使之達(dá)到參考值，電流環(huán)輸出最大限幅值，此時(shí)kp＝ki＝kd＝0；

(2)當(dāng)δidmin≤|x|≤δidmax時(shí)，此時(shí)電流誤差較小，此時(shí)電流環(huán)投入比例、積分與微分控制，按照一定規(guī)則改變其大小，令其值不小于零：

1)x·z＞0，此時(shí)若x＞0，z＞0則說明id比參考值小但還在繼續(xù)減??；若x＜0，z＜0則說明id比參考值大且還在繼續(xù)增大。這兩種情況都會(huì)導(dǎo)致誤差值δid越來越大，此時(shí)應(yīng)增大kp的大小，加強(qiáng)系統(tǒng)比例作用，促使被控制量id迅速向參考值變化；

2)x·z＜0，此時(shí)若x＞0，z＜0則說明id比參考值小但正在增大；若x＜0，z＞0則說明id比參考值大但正在減小。這兩種情況都說明誤差值δid正趨于零，此時(shí)為了避免kp過大造成超調(diào)，應(yīng)逐漸減小kp的大?。?/p>

3)x·y＜0，此時(shí)若x＞0，y＜0則說明id比參考值小但正在加速增大；若x＜0，y＞0則說明id比參考值大但正在加速減小。此時(shí)，應(yīng)增大ki的大小，加強(qiáng)系統(tǒng)積分作用，盡快消除系統(tǒng)靜態(tài)誤差；

4)x·y＞0，此時(shí)若x＞0，y＞0則說明id比參考值小，且正在加速減小；若x＜0，y＜0則說明id比參考值大，且正在加速增大。這兩種情況都會(huì)導(dǎo)致誤差值δid迅速增大，應(yīng)立即減小ki的大小，削弱系統(tǒng)積分作用；

5)y·z＞0，此時(shí)z＞0，y＜0或z＜0，y＞0，這兩種情況均說明id的變化趨勢有利于使參考值與被控制量的誤差累積量減小至趨于零。此時(shí)，應(yīng)增大kd的大小，利用系統(tǒng)微分作用，使系統(tǒng)響應(yīng)速度加快，動(dòng)態(tài)性能提高；

6)y·z＜0，此時(shí)z＞0，y＜0或z＜0，y＞0，這兩種情況均則說明id的變化趨勢可能使誤差累積量繼續(xù)增大。為了防止系統(tǒng)振蕩加強(qiáng)，應(yīng)立即減小kd的大小，削弱系統(tǒng)微分作用；

(3)當(dāng)|x|＜δidmin且|δθ|＞δθmin，說明id電流的控制精度還不夠，此時(shí)應(yīng)該同時(shí)增大kp、ki和kd控制參數(shù)，加強(qiáng)電流環(huán)的控制作用；

以上id電流環(huán)控制參數(shù)的整定規(guī)則可以概括為：

式中i＝1，2，3…為控制參數(shù)調(diào)整次數(shù)，λ2為比例參數(shù)整定系數(shù)，λ3為積分參數(shù)整定系數(shù)，λ4為微分參數(shù)整定系數(shù)，λ1為根據(jù)δθ對控制參數(shù)進(jìn)行整體整定的系數(shù)，其中，λ1≥0，λ2≥0，λ3≥0，λ4≥0。

(4)當(dāng)|x|＜δidmin且|δθ|≤δθmin，說明通過電流環(huán)控制，id與參考值相差無幾，位置估算器計(jì)算角度已比較精確，此時(shí)應(yīng)保持控制系統(tǒng)穩(wěn)定，防止發(fā)生振蕩。

根據(jù)圖1，當(dāng)電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊整定輸出kp、ki和kp參數(shù)后，執(zhí)行id電流控制環(huán)與iq電流控制環(huán)。通過pid控制環(huán)的調(diào)節(jié)后，分別輸出兩相電壓信號ud、uq給park逆變換模塊。

park逆變換模塊將電流環(huán)輸出的電壓信號ud、uq從旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上變換到兩相定子靜止坐標(biāo)系上，輸出兩相電壓信號uα、uβ給svpwm調(diào)制模塊和位置估算器，變換方程為：

位置估算器根據(jù)park逆變換模塊輸出的兩相電壓信號uα、uβ和clark變換模塊輸出的兩相電流信號iα、iβ進(jìn)行運(yùn)算，估算轉(zhuǎn)子角度θ′。

圖3為是本發(fā)明永磁同步電機(jī)位置估算器工作原理圖。

根據(jù)圖1，svpwm調(diào)制模塊根據(jù)park逆變換模塊輸出的所述位置估算器內(nèi)含數(shù)字化電機(jī)模型：

式中，rs為永磁同步電機(jī)繞組相電阻，ls為繞組相電感，eα和eβ為反電動(dòng)勢信號。通過數(shù)字化電機(jī)模型求解電機(jī)電流：

根據(jù)圖3，zα、zβ為包含電機(jī)反電動(dòng)勢信息的信號，通過濾波可以得到平滑的eα和eβ信號。通過參數(shù)rs、參數(shù)ls，電壓信號uα、uβ、zα、zβ，計(jì)算得到電流參考值參考電流分別與電機(jī)實(shí)際電流iα、iβ做差，誤差值分別為δiα和δiβ。

根據(jù)δiα和δiβ，通過滑模控制器計(jì)算輸出zα、zβ信號，滑?？刂破鲾?shù)學(xué)模型如下所示：

式中，δiαmax和δiβmax為滑?？刂破鞯恼`差限幅值，δiαmax＞0，δiβmax＞0，k為滑?？刂破鞯脑鲆?，k＞0，滑?？刂破鞯妮敵鲇伤鼈円黄饹Q定。

zα、zβ信號經(jīng)過濾波，得到反電動(dòng)勢信號eα和eβ，則其濾波模型為：

式中，i＝1，2，3…為濾波次數(shù)，ts為算法控制周期，π為圓周率，fc為濾波截止頻率，一般設(shè)置與電機(jī)電頻率f相等。

根據(jù)反電動(dòng)勢信號eα和eβ，通過角度、速度計(jì)算模塊便可輸出估算的轉(zhuǎn)子位置信息θ′與電機(jī)轉(zhuǎn)速n。計(jì)算原理為：

位置估算器估算出的轉(zhuǎn)子位置θ′與轉(zhuǎn)子實(shí)際位置θ存在誤差，通過角度估算誤差計(jì)算模塊計(jì)算誤差值δθ：

δθ＝θ-θ′

兩相電壓信號uα、uβ，通過空間矢量調(diào)制運(yùn)算輸出六路pwm調(diào)制波，控制三相逆變器在直流母線電壓udc的作用下輸出三相對稱交流正弦電壓。

圖4為本發(fā)明永磁同步電機(jī)啟動(dòng)過程轉(zhuǎn)矩分量電流參考值變化圖。

根據(jù)圖4，結(jié)合圖1，在電機(jī)啟動(dòng)過程中，電流環(huán)控制電機(jī)定子電流，控制電機(jī)磁通分量電流控制電機(jī)轉(zhuǎn)矩電流分量從小到大慢慢增大。

根據(jù)圖4，t＝0時(shí)刻，電機(jī)轉(zhuǎn)子完成定位，t0和t1時(shí)刻分別為電機(jī)啟動(dòng)過程中的兩個(gè)時(shí)刻。從t＝0到t＝t0時(shí)刻，令轉(zhuǎn)矩分量電流iq0的大小確保電流在不會(huì)發(fā)生過流的前提下保證該電流可以拖動(dòng)轉(zhuǎn)子進(jìn)行加速轉(zhuǎn)動(dòng)；從t＝t0到t＝t1時(shí)刻，從iq0緩慢增加到iq1，該過程保證轉(zhuǎn)子能夠加速達(dá)到預(yù)設(shè)轉(zhuǎn)速n1，n1＞0；從t＝t1時(shí)刻以后，保持不變一直到速度環(huán)投入工作。

圖5為本發(fā)明永磁同步電機(jī)速度、電流雙閉環(huán)無位置控制框圖。

根據(jù)圖5，結(jié)合圖1，速度、電流雙閉環(huán)無位置控制框圖在圖1啟動(dòng)控制結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了速度pid控制環(huán)。

預(yù)設(shè)一個(gè)角度估算標(biāo)準(zhǔn)值δθmin，δθmin＞0，當(dāng)電機(jī)加速到一定速度范圍，n≥n1時(shí)，且位置估算器估測轉(zhuǎn)子角度與電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)子位置角之間的誤差值足夠小，即|δθ|≤δθmin時(shí)，把電機(jī)切換到速度環(huán)控制模式。速度環(huán)采用傳統(tǒng)pid控制環(huán)，因?yàn)槠淇刂平Y(jié)構(gòu)簡單可靠。

切換至速度環(huán)控制模式后，位置估算器輸出估算的電機(jī)轉(zhuǎn)子角度θ′給park變換模塊和park逆變換模塊來代替原來的給定轉(zhuǎn)子位置角θ。坐標(biāo)變換方程分別變?yōu)椋?/p>

位置估算器輸出估算的電機(jī)轉(zhuǎn)速值n，令其與給定速度參考值n^*作差，差值δn通過速度pid控制環(huán)進(jìn)行控制，輸出值作為iq電流pid控制環(huán)新的參考值id電流pid控制環(huán)結(jié)構(gòu)保持不變。此時(shí)變pid參數(shù)電流環(huán)啟動(dòng)過程結(jié)束，速度pid控制環(huán)和電流環(huán)一起，實(shí)現(xiàn)永磁同步電機(jī)的速度、電流雙閉環(huán)無位置穩(wěn)定運(yùn)行。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出：對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。