本發(fā)明涉及三相PWM變換器，特別是一種可以應(yīng)對電網(wǎng)擾動和直流側(cè)負(fù)載劇烈變化的功率預(yù)測分層控制方法。
背景技術(shù)：
：近年來，隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)的發(fā)展，PWM變換器技術(shù)已日趨成熟，PWM變換器主電路從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路；其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓?fù)潆娐?。由于常?guī)整流環(huán)節(jié)廣泛采用了二極管不可控整流電路或晶閘管相控整流電路，因而對電網(wǎng)注入了大量諧波及無功功率，降低了功率因數(shù)。PWM變換器可以實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且可以運行于單位功率因數(shù)，實現(xiàn)能量雙向傳輸，具有較快的動態(tài)控制響應(yīng)，因而真正實現(xiàn)了“綠色電能變換”。同時，分布式電源技術(shù)也得到了極大提升。然而在孤島系統(tǒng)中，通常所采用光伏、風(fēng)電、柴油發(fā)電等電源具有輸出電壓幅值和頻率波動大等特點，這類電網(wǎng)擾動會影響負(fù)載變換器的穩(wěn)定運行，同時，直流側(cè)負(fù)載的劇烈變化也會加劇電源裝置輸出電壓的波動。PWM變換器需要應(yīng)對輸出端電網(wǎng)電壓的擾動和減少輸出端直流電壓的波動，這樣才能保證后級負(fù)荷的正常、可靠工作。而傳統(tǒng)的PID控制存在控制輸出的響應(yīng)速度與超調(diào)的折中。因此為了解決這些問題，自抗擾控制因為其出色的控制性能得到廣泛關(guān)注。自抗擾控制是一種自動檢測系統(tǒng)的模型和外擾實時作用并予以補(bǔ)償?shù)姆蔷€性魯棒控制技術(shù)，這種控制方法用配置非線性結(jié)構(gòu)替代極點配置進(jìn)行控制系統(tǒng)的設(shè)計，依靠期望軌跡與實際軌跡的誤差大小和方向來實施非線性反饋控制，是一種基于過程誤差來減小誤差的方法。而預(yù)測控制可以在控制周期對系統(tǒng)可能的未來狀態(tài)進(jìn)行計算和評判，是一種非線性的優(yōu)化控制方法，具有控制簡單，魯棒性強(qiáng)等特點。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是，針對現(xiàn)有技術(shù)不足，提供一種三相PWM變換器功率預(yù)測分層控制方法。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：一種三相PWM變換器功率預(yù)測分層控制方法，包括功率內(nèi)環(huán)擾動跟蹤控制和上層直流側(cè)自抗擾ADRC控制兩部分，其特征在于，具體實現(xiàn)過程包括：1)采樣三相PWM變換器輸入端的三相電網(wǎng)電壓和輸入三相PWM變換器中的三相電網(wǎng)電流；2)根據(jù)采樣所得三相電網(wǎng)電壓和三相電網(wǎng)電流，計算得到兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的瞬時有功功率P和瞬時無功功率Q；3)將所得瞬時有功功率和瞬時無功功率輸入至擴(kuò)張狀態(tài)觀測器中，得到系統(tǒng)擾動量的離散化實時觀測值Z2P和Z2Q；4)根據(jù)采樣得到的三相PWM變換器直流側(cè)電壓udc，經(jīng)過上層直流側(cè)自抗擾ADRC控制后獲得有功指令信號Pref；5)結(jié)合有功指令信號Pref、無功指令信號Qref、瞬時有功功率P、瞬時無功功率Q和系統(tǒng)擾動量的實時觀測值Z2P、Z2Q，計算得到有功擾動控制量uP和無功擾動控制量uQ，同時擴(kuò)張狀態(tài)觀測器結(jié)合uP和uQ對輸出信號進(jìn)行修正，實現(xiàn)反饋作用；6)根據(jù)uP和uQ，結(jié)合三相電網(wǎng)電壓的αβ分量，計算得到三相PWM變換器電壓指令值uca_ref、ucb_ref和ucc_ref；7)根據(jù)三相PWM變換器電壓指令值uca_ref、ucb_ref和ucc_ref，經(jīng)過PWM調(diào)制獲得三相PWM變換器的開關(guān)信號。步驟3)中，系統(tǒng)擾動量的離散化實時觀測值Z2P和Z2Q的計算公式為：Z1(k+1)=Z1(k)+TsZ2(k)+β1Ts[W(k)-Z1(k)]+bTsU(k)Z2(k+1)=Z2(k)+β2Ts[W(k)-Z1(k)],k=0,1,2...n;]]>其中Z1(k+1)和Z2(k+1)代表k+1時刻擴(kuò)張狀態(tài)觀測器的輸出狀態(tài)，Z1＝[Z1PZ1Q]T，Z2＝[Z2PZ2Q]T，Ts是采樣周期，β1和β2是擴(kuò)張狀態(tài)觀測器增益，取決于觀測器帶寬ω0，W(k)代表k時刻的瞬時有功功率和無功功率，W(k)＝[P(k)Q(k)]T，β1＝2ω0，b為實際電感參數(shù)L的估計值，b＝1.5/L，外部輸出控制量U(k)的計算公式為：U(k)＝[ωcR(k)-ωcW(k)-Z2(k)]/b。步驟4)中，Pref的計算公式為：Pref＝Idc*udc；直流側(cè)負(fù)載電流Idc由自抗擾ADRC計算得到，計算公式為：v1=v1+hv2,v2=v2+hfhan(v1-udcref,v2,r1,h)..........TDe0=z1-udc,z1=z1+h(z2-β01e0)z2=z2+h(z3-β02e0+b0Idc),z3=z3+h(-β03e0)ESOe1=v1-z1,e2=v2-z2uo=-hfhan(e1,c1e2,r2,h1)Idc=uo-z3/b0.................................NLSEF]]>d0=rh2,a0=hx2,y=x1+a0a1=y+a0,a2=y+a0(|a0|/d0-1)/2sy=(sign(y-d0)-sign(y+d0))/2sa=(sign(a1-d0)-sign(a1+d0))/2fhan=-r((a1-sign(a1)-sign(a2))sysa+sign(a1)+sign(a2))]]>sign(x)=1x>00x=0-1x<0]]>其中，v1是udcref經(jīng)非線性跟蹤-微分單元環(huán)節(jié)TD產(chǎn)生的光滑過渡跟蹤信號，v2是v1的微分信號；z1是udc的跟蹤信號；e0是z1與udc的差值；b0是補(bǔ)償因子；r是控制量增益；x1和x2是表征系統(tǒng)內(nèi)部的變量；y是系統(tǒng)輸出變量；z2是z1的微分信號；z3是對系統(tǒng)模型和外部擾動ω(t)的估計；x為變量。參數(shù)設(shè)計公式為：r1＝0.0001/h2,β01＝1/h,β02＝1/(3h2),β03＝1/(32h2),r2＝0.5/h2,c1＝0.5,h1＝5h其中，h是計算步長。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明所具有的有益效果為：本發(fā)明可以在不采用鎖相環(huán)的同時，跟蹤電網(wǎng)電壓擾動和直流側(cè)負(fù)載變化擾動，減小PWM變換器的有功和無功功率波動，提升PWM變換器的響應(yīng)速度，在電網(wǎng)出現(xiàn)波動的情況下，保證PWM變換器正常穩(wěn)定工作。附圖說明圖1為三相PWM變換器結(jié)構(gòu)圖；圖2為功率預(yù)測分層控制方法框圖；圖3為自抗擾ADRC控制器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。具體實施方式參加圖1，為三相PWM變換器結(jié)構(gòu)圖。usa、usb、usc分別為三相電網(wǎng)相電壓，isa、isb、isc分別為三相電網(wǎng)相電流，選擇從電網(wǎng)流入PWM變換器方向為正方向。L為電壓型PWM變換器輸入濾波電感，且三相電感值相等。R為濾波電感的等效電阻。C為直流側(cè)電容。udc為直流側(cè)電壓。RL為直流側(cè)負(fù)載的等效電阻。功率預(yù)測分層控制方法框圖如附圖2所示。將三相電網(wǎng)電壓、變換器輸出端電壓和電流經(jīng)過abc/αβ變換到靜止坐標(biāo)系下可得：usαusβ=231-12-12032-32usausbusc,ucαucβ=231-12-12032-32ucaucbucc---(1)]]>isαisβ=231-12-12032-32isaisbisc---(2)]]>其中，usα和usβ分別為三相電網(wǎng)電壓在αβ坐標(biāo)軸下的分量，ucα和ucβ分別為PWM變換器輸入端電壓在αβ坐標(biāo)軸下的分量，isα和isβ分別為三相電網(wǎng)電流在αβ坐標(biāo)軸下的分量?？傻忙力伦鴺?biāo)軸下PWM變換器系統(tǒng)的電壓平衡方程為：usα=ucα+Ldisαdt+Risαusβ=ucβ+Ldisβdt+Risβ---(3)]]>可得電網(wǎng)輸入PWM變換器的瞬時有功功率和無功功率為：P=32(isαusα+isβusβ)Q=32(isαusβ-isβusα)---(4)]]>電網(wǎng)相電壓αβ軸分量存在以下數(shù)學(xué)關(guān)系：dusαdt=-ωusβdusβdt=ωusα---(5)]]>可得瞬時有功功率和無功功率的微分表達(dá)式為：LdPdt=-32(usαucα+usβucβ)-RP-ωLQ+32(usα2+usβ2)LdQdt=32(usαucα+usβucβ)-RQ+ωLP---(6)]]>整理可得系統(tǒng)的狀態(tài)方程為：LdPdtLdQdt=1.5L-usα-usβ-usβusαucαucβ-RLPQ+1.5(usα2+usβ2)/L-ωQωP---(7)]]>可以化簡為：dWdt=bU-aW+D---(8)]]>其中上述的功率控制方法為一階系統(tǒng)，需要將其擴(kuò)張為二階系統(tǒng)才能觀測其動態(tài)性能，進(jìn)行實時跟蹤補(bǔ)償，設(shè)擴(kuò)張系統(tǒng)狀態(tài)為：X1=WX2=-aW+D---(9)]]>dX1dt=X2+bU---(10)]]>令H代表X2的擾動變化率，則有：dX2dt=H---(11)]]>因此，可得一個采樣周期為Ts的離散化擴(kuò)張狀態(tài)觀測器為：Z1(k+1)=Z1(k)+TsZ2(k)+β1Ts[W(k)-Z1(k)]+bTsU(k)Z2(k+1)=Z2(k)+β2Ts[W(k)-Z1(k)],k=0,1,2...n---(12)]]>其中，Z1和Z2代表觀測器輸出狀態(tài)，Z1＝[Z1PZ1Q]T，Z2＝[Z2PZ2Q]T，Ts是采樣周期，β1和β2是觀測器增益，取決于觀測器帶寬ω0，β1＝2ω0，b為實際電感參數(shù)的估計值，b＝1.5/L。k＝0時，Z1和Z2均為0。存在Z2＝X2，即外部輸出控制量可以跟蹤擾動，有：U(k)＝[ωcR(k)-ωcW(k)-Z2(k)]/b(13)其中，R(k)＝[Pref(k)Qref(k)]T，ωc表示功率內(nèi)環(huán)固有頻率，為10000rad/s。可得：式(13)中的無功功率指令可以根據(jù)電網(wǎng)工況進(jìn)行設(shè)定，本發(fā)明中無功功率指令值Qref為0，即不進(jìn)行無功補(bǔ)償。式(13)中的有功功率依據(jù)直流側(cè)電壓環(huán)的udc給定值和負(fù)載電流Idc來進(jìn)行整定，采用自抗擾ADRC控制。有功功率控制指令和無功功率控制指令為：uP=ωc(Pref-P)-Z2PbuQ=ωc(Qref-Q)-Z2Qb---(14)]]>uP為有功功率控制指令，uQ為無功功率控制指令，Z2P和Z2Q分別為有功功率和無功功率擾動量的估計值如圖3所示，本發(fā)明一實施例2階自抗擾控制器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖，自抗擾控制器由非線性跟蹤-微分單元(TD)、擴(kuò)張狀態(tài)觀測器(ESO)和誤差非線性反饋率(NLSEF)組成。udcref經(jīng)TD環(huán)節(jié)產(chǎn)生安排的光滑過渡跟蹤信號v1和v1的微分信號v2；系統(tǒng)輸出udc經(jīng)ESO產(chǎn)生信號z1、z2和z3，z1是udc的跟蹤信號，z2是z1的微分信號，z3是對系統(tǒng)模型和外部擾動ω(t)的估計。NLSEF由偏差ε1＝v1-z1和微分偏差ε2＝v2-z2產(chǎn)生基本非線性PD控制量uo(t)，最后經(jīng)z3補(bǔ)償總擾動而產(chǎn)生最終控制量Idc(t)。在圖2中，由于控制器的輸入、輸出信號能夠被準(zhǔn)確的跟蹤，輸入、輸出信號的微分信號能夠合理的構(gòu)造，所以，自抗擾控制器能夠?qū)崿F(xiàn)快速響應(yīng)且無超調(diào)。在擴(kuò)張狀態(tài)觀測器環(huán)節(jié)，系統(tǒng)參數(shù)的變化和系統(tǒng)外部的未知擾動能夠得到較好的估計，所以，自抗擾控制器具有較強(qiáng)的抗擾動能力。自抗擾控制器中TD環(huán)節(jié)、ESO環(huán)節(jié)以及NLSEF環(huán)節(jié)可以選用不同的非線性函數(shù)，從而形成不同的控制實現(xiàn)算法，自抗擾控制器應(yīng)用中首先要明確被控對象的系統(tǒng)“相對階數(shù)”。根據(jù)PWM變換器的工作原理可知：考慮系統(tǒng)輸出udc時系統(tǒng)的相對階數(shù)是1階。但是，由于在采樣、計算環(huán)節(jié)存在不可避免的延時環(huán)節(jié)，雖然應(yīng)用線性外推可以實現(xiàn)預(yù)測一拍的補(bǔ)償性無差拍控制，但是，這僅是近似的，不確定的慣性環(huán)節(jié)、延遲環(huán)節(jié)仍然會產(chǎn)生不確定的影響，因此，將控制階數(shù)設(shè)定為2階。本發(fā)明選用參數(shù)易于整定且易于硬件實現(xiàn)的基于線性ESO實現(xiàn)PWM變換器電壓外環(huán)的魯棒控制，具體表達(dá)式如下所示：v1=v1+hv2,v2=v2+hfhan(v1-udcref,v2,r1,h)..........TDe0=z1-udc,z1=z1+h(z2-β01e0)z2=z2+h(z3-β02e0+b0Idc),z3=z3+h(-β03e0)ESOe1=v1-z1,e2=v2-z2uo=-hfhan(e1,c1e2,r2,h1)Idc=uo-z3/b0.................................NLSEF---(15)]]>其中，v1是udcref經(jīng)TD環(huán)節(jié)產(chǎn)生安排的光滑過渡跟蹤信號；v2是v1的微分信號；z1是udc的跟蹤信號；e0是z1與udc的差值；b0是補(bǔ)償因子；r是控制量增益；x1和x2是表征系統(tǒng)內(nèi)部變量；y是系統(tǒng)輸出變量；z1是udc的跟蹤信號；z2是z1的微分信號；z3是對系統(tǒng)模型和外部擾動ω(t)的估計；Idc為最終控制量。d0=rh2,a0=hx2,y=x1+a0a1=y+a0,a2=y+a0(|a0|/d0-1)/2sy=(sign(y-d0)-sign(y+d0))/2sa=(sign(a1-d0)-sign(a1+d0))/2fhan=-r((a1-sign(a1)-sign(a2))sysa+sign(a1)+sign(a2))---(16)]]>sign(x)=1x>00x=0-1x<0---(17)]]>通過公式(16)得到函數(shù)fhan；公式(17)得到函數(shù)sign。r1=0.0001/h2,β01=1/h,β02=1/(3h2),β03=1/(32h2),r2=0.5/h2,c1=0.5,h1=5h---(18)]]>公式(18)給出了自抗擾控制器的參數(shù)公式化設(shè)計方法，其中，h是計算步長。本發(fā)明選取計算步長h為0.01，b0為300,控制量增益r為1。直流側(cè)電壓外環(huán)ADRC控制可以對直流側(cè)電壓擾動和直流側(cè)電流擾動進(jìn)行預(yù)測，來獲得有功功率指令信號。將直流側(cè)電壓自抗擾控制外環(huán)與功率控制控制內(nèi)環(huán)控制相結(jié)合，就可以得出輸出指令電壓信號U(k)。將指令信號U(k)與電網(wǎng)電壓αβ分量相比較，得出三相PWM變換器輸出電壓的控制信號[usα_refusβ_ref]T，再轉(zhuǎn)換到三相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的指令信號[uca_refucb_refucc_ref]T，計算公式如下：usα_refusβ_ref=-usα-usβ-usβusα-1uPuQ-usαusβ---(19)]]>uca_refucd_refucc_ref=2310-1232-1232usα_refusβ_ref---(20)]]>最后經(jīng)過PWM調(diào)制，就可以得到各個PWM變換器開關(guān)管的控制信號，最終實現(xiàn)三相PWM變換器功率預(yù)測分層控制方法。以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改。等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。當(dāng)前第1頁1 2 3