本發(fā)明主要涉及電壓轉(zhuǎn)換電路，確切地說，提出了一種可實現(xiàn)功率因子自動校正的降壓型電壓轉(zhuǎn)換電路，采用了更加靈活的不帶模擬乘法器的功率因子校正PFC技術(shù)，且PFC的實現(xiàn)方式更簡單，穩(wěn)定特性更好。

背景技術(shù)：

功率因數(shù)校正(PFC)是在20世紀(jì)80年代發(fā)展起來的一項技術(shù)，它的發(fā)展源于離線開關(guān)電源的迅速發(fā)展，PFC電路對離線電源的輸入電流波形進(jìn)行整形，使交流輸入電流波形完全跟隨交流輸入電壓波形，即使輸入電流電壓同頻同相，以使從電源吸取的有功功率最大化。理想情況下，負(fù)載應(yīng)該表現(xiàn)為一個純電阻負(fù)載，電器吸收的反射功率為零，電流時輸入電壓的完美復(fù)制品且與輸入電壓同相。PFC電路不僅僅提高線路或系統(tǒng)的功率因數(shù)，更重要的是可以解決電磁干擾和電磁兼容的問題。采用PFC技術(shù)的另外原因是為了符合歐美最新的電氣設(shè)備要求。

功率因數(shù)校正可以簡單地定義為有功功率與視在功率之比，即當(dāng)線路電壓和電流均為正弦波且二者相位角為時，功率因數(shù)PF即為現(xiàn)在很多家用電器的既有電阻又有電抗的阻抗負(fù)載，會使電壓與電流之間存在相位角這類電感性負(fù)載的功率因數(shù)較低，使得輸出大量的無功功率，致使輸電效率降低。為提高負(fù)載功率因數(shù)，往往采用補(bǔ)償措施。PFC分無源功率因數(shù)校正(PPFC)和有源功率因數(shù)校正(APFC)兩種類型，目前流行的是有源功率因數(shù)校正技術(shù)。

參見圖1，無源PFC電路工作原理如圖1所示，V_AC電壓正弦波電壓有零變化四分之一周期內(nèi)，整流器的二極管VD2和VD3導(dǎo)通，電流對電容C1并經(jīng)過二極管VD6對另一個電容C2充電。交流市電V_AC達(dá)到峰值V_P后下降，此時電容C1和C2上電壓相同均為1/2×V_P，電容C1通過負(fù)載和二極管VD5開始放電。當(dāng)V_AC電壓幅值小于1/2×V_P時，電容C2通過二極管VD7和負(fù)載放電。當(dāng)V_AC瞬時值低于無源PFC電路電壓時，二極管VD2和VD3截止，此時輸入電流I_AC出現(xiàn)死區(qū)。如果在負(fù)半周的階段V_AC電壓高于輸出電壓時，二極管VD1和VD4就會正向偏置導(dǎo)通，電容C1和C2再次被沖電，從而出現(xiàn)和正半周期類似的工作情況。

參見圖2，可見采用無源PFC電路，整流二極管導(dǎo)通角度增大，功率因數(shù)可達(dá)0.9左右，總諧波失真THD約為28％-30％，且這種方法結(jié)構(gòu)簡單低成本。但是由于無源濾波器是通過在電力系統(tǒng)中為諧波提供一個并聯(lián)低阻抗通路以起到濾波作用，其濾波特性由系統(tǒng)和濾波器的阻抗之比決定，容易和系統(tǒng)發(fā)生并聯(lián)諧振導(dǎo)致諧波放大，使濾波器過載甚至燒壞。直流輸出電壓的紋波相對比較大，要求更高的功率因數(shù)并不能完全達(dá)到要求，所以業(yè)界的技術(shù)人員更多的采用了有源PFC方案。

有源功率因數(shù)校正與無源功率因數(shù)校正相比具有平滑的交流輸入波形，具有較小的高頻諧波電流成分。還具有良好的直流輸出穩(wěn)定性，在各種條件下都不會自激。也具備高功率因數(shù)而且PF值高達(dá)0.99以上。并且具有較低的總諧波失真，THD小于10％。還具有較寬的輸入電壓范圍可達(dá)90-270V，磁性元件體積較小等。

有源功率因數(shù)校正的主要缺點是電路復(fù)雜成本高。有源PFC電路拓?fù)渲饕校航祲菏?Buck)、升/降壓式(Buck/Boost)、反激式(Fly-back)、升壓式(Boost)等。降壓式結(jié)構(gòu)因功率開關(guān)管直接和整流橋的輸出相連，使得開關(guān)管的噪聲直接影響電網(wǎng)，濾波困難且功率管上的電壓應(yīng)力大，且控制功率管的驅(qū)動電平是浮動的，驅(qū)動電路復(fù)雜。升/降壓式結(jié)構(gòu)須用兩個功率開關(guān)管，且有一個功率開關(guān)管的驅(qū)動控制信號浮動電路復(fù)雜，較少采用。反激電路結(jié)構(gòu)輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用比較簡單的電壓型控制，但是由于反激電路自身的限制，一般用于150W以下的小功率場合。升壓式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較簡單，方便使用電流進(jìn)行控制。

有源功率因數(shù)校正電路可以使用多種控制方法。根據(jù)電感電流是否連續(xù)，可分為連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)、臨界導(dǎo)通模式(BCM)、不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)。根據(jù)檢測電流不同，可分為峰值電流控制、滯環(huán)電流控制和平均電流控制。

參見圖3，是傳統(tǒng)的使用乘法器的臨界導(dǎo)電PFC實現(xiàn)方式，工作過程如下：交流輸入電壓V_IN經(jīng)橋式整流后通過電阻R11和R12分壓取樣作為乘法器的一個輸入信號，而輸出電壓V_OUT的反饋信號V_FB和基準(zhǔn)電壓V_REF經(jīng)過誤差放大器后得到V_COMP，誤差放大器的這個輸出電壓V_COMP作為乘法器的另一個輸入信號其中，反饋信號V_FB是通過分壓器電阻R13和R14對輸出電壓V_OUT的分壓值。乘法器的輸出信號V_MULT將跟隨整流后的正弦電壓V_IN變化，而且還被用作輸入電壓參考。此信號V_MULT之后與電流波形信號有一個電流比較器進(jìn)行比較，比較結(jié)果通過邏輯單元LOGIC將輸出信號耦合到開關(guān)管的柵極控制開關(guān)管的關(guān)斷或接通。參見圖4所示，開關(guān)管開通時，電感電流斜升，直到分路上的信號達(dá)到乘法器輸出電壓號V_MULT。此電平比較器翻轉(zhuǎn)并改變狀態(tài)關(guān)斷功率管，斷開后電流斜降為零。零電流檢測電路測量電感兩端的電壓，當(dāng)電流達(dá)到零時，測量的電壓也會降到零，導(dǎo)致開關(guān)再次接通電流在此斜升。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本申請基于降壓型的平均電流控制模式驅(qū)動電路(例如負(fù)載為LED的驅(qū)動電路)的功率因子校正PFC實現(xiàn)技術(shù)，通常，在驅(qū)動LED的驅(qū)動電路應(yīng)用中既要求高PF值又要求輸出電流恒定，因為LED是電流控制型元件，需要恒流控制。

本申請采用的PFC技術(shù)沒有采用常規(guī)的乘法器方法跟隨母線電壓變化，而是直接對輸出電流采樣并對其取平均。而且通過采樣輸出電流取平均的方法，同時實現(xiàn)了高PF值與輸出電流的恒定。本文的申請基于有源功率因數(shù)校正技術(shù)，相比于傳統(tǒng)的帶乘法器的PFC電路，本申請采用了一種更加靈活的不帶模擬乘法器的PFC實現(xiàn)技術(shù)，且PFC電路實現(xiàn)方式更簡單，穩(wěn)定特性更好。

本申請涉及一種可實現(xiàn)功率因子自動校正的電壓轉(zhuǎn)換電路，交流電通過整流器整流后的脈動電壓作為一個輸入電壓，一個降壓電路的主開關(guān)管的第一端接收輸入電壓而第二端與一個參考地節(jié)點之間連接有一個續(xù)流元件，且降壓電路的電壓輸出節(jié)點與主開關(guān)管的第二端之間串聯(lián)有一個感應(yīng)電阻和一個電感；

該感應(yīng)電阻與該電感之間的一個互連節(jié)點定義為浮置地節(jié)點，在主開關(guān)管的第二端與該浮置地節(jié)點之間擷取該感應(yīng)電阻兩端的采樣電壓，并且一個誤差放大器將該采樣電壓和一個參考基準(zhǔn)電壓比較放大后輸出在一個第一電容上，其中第一電容連接在誤差放大器的輸出端和該浮置地節(jié)點之間；

第一電容上的平均電壓值和一個振蕩器輸出的鋸齒波通過一個脈沖寬度調(diào)制比較器進(jìn)行比較，產(chǎn)生的脈沖寬度調(diào)制信號耦合到主開關(guān)管控制端，使主開關(guān)管在每個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間保持恒定。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，整流器的輸出端和參考地節(jié)點之間連接有一個輸入電容，交流電通過整流器整流后先通過輸入電容濾波后再得到脈動電壓。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，脈沖寬度調(diào)制信號和一個保護(hù)電路輸出的保護(hù)信號同時輸入至一個邏輯單元，只有在脈沖寬度調(diào)制信號和保護(hù)信號同時具有第一邏輯狀態(tài)時，邏輯單元的輸出結(jié)果才具有第一邏輯狀態(tài)并驅(qū)動開關(guān)管接通。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，還有一個電流過零檢測單元輸出的電流檢測信號同時也輸入至該邏輯單元，只有在脈沖寬度調(diào)制信號、保護(hù)信號和電流檢測信號三者同時具有第一邏輯狀態(tài)時，邏輯單元的輸出結(jié)果才具有第一邏輯狀態(tài)并驅(qū)動開關(guān)管接通；或者

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，還有一個電流過零檢測單元輸出的電流檢測信號同時也輸入至該邏輯單元，只有在脈沖寬度調(diào)制信號和電流檢測信號兩者同時具有第一邏輯狀態(tài)時，邏輯單元的輸出結(jié)果才具有第一邏輯狀態(tài)并驅(qū)動開關(guān)管接通；其中

電流過零檢測單元在監(jiān)測到電感電流趨于反向時，則電流過零檢測單元降低電流檢測信號在每個開關(guān)周期內(nèi)的占空比。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，電感的第一端與感應(yīng)電阻相連在該互連節(jié)點，電感的相對第二端與浮置地節(jié)點連接有一個分壓器；

電流過零檢測單元從分壓器中擷取一個分壓，并通過對比該分壓與浮置地節(jié)點的電位來監(jiān)測電感電流是否發(fā)生了反向。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，邏輯單元輸出的結(jié)果通過一個驅(qū)動電路增加驅(qū)動能力之后再將驅(qū)動電路的輸出信號耦合到主開關(guān)管的控制端。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，輸入電壓V_IN＝V_P×sin(ωt)，其中V_P為交流電經(jīng)過整流后的半波峰值，而ω是半波波形的角速度，t是時間；以及

流經(jīng)電感的電流i_LP＝V_P×T_ON×sin(ωt)/L，其中T_ON是主開關(guān)管在每個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間，L是電感值。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，流經(jīng)電感的電流i_LP＝I_LP×sin(ωt)，流經(jīng)電感的電感峰值電流的最大值I_LP＝V_P×T_ON/L，設(shè)置導(dǎo)通時間T_ON恒定從而將電感電流峰值鉗制成為一個正弦函數(shù)，I_LP隨輸入電壓V_IN呈正弦波變化并藉此實現(xiàn)功率因子的自動校正。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，I_LP表示電感峰值電流的最大值，可知當(dāng)T_ON恒定時電感電流峰值I_LP也是一個正弦函數(shù)。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，降壓電路的輸出平均電流I_{OUT_AVG}大小由采樣電阻的電阻值R_CS與參考基準(zhǔn)電壓的值V_REF確定：

I_{OUT_AVG}＝V_{SENSE_AVG}/R_CS≈V_REF/R_CS。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，在近似計算中，采樣電阻兩端的采樣電壓V_SENSE的一個平均電壓值V_{SENSE_AVG}和V_REF的值基本近似相等。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，續(xù)流元件是連接在主開關(guān)管第二端和參考地節(jié)點之間的一個同步開關(guān)或二極管；

續(xù)流元件為同步開關(guān)時，同步開關(guān)與主開關(guān)管在每個開關(guān)周期內(nèi)交替接通，并且它們不能同時接通，以便主開關(guān)管在每個開關(guān)周期內(nèi)關(guān)斷時同步開關(guān)可以為電感續(xù)流；

續(xù)流元件為二極管時，二極管陽極連到參考地節(jié)點而陰極連到主開關(guān)管第二端，以便主開關(guān)管在每個開關(guān)周期內(nèi)關(guān)斷時二極管可以為電感續(xù)流。

上述電壓轉(zhuǎn)換電路，該電路架構(gòu)的工作原理為：固定功率管的開啟時間，使電感電流峰值隨輸入電壓變化，并且功率主開關(guān)管導(dǎo)通時間T_ON內(nèi)輸入電流I_IN與流過電感的電流I_L相等，所以輸入電流I_IN也會隨輸入電壓呈正弦波變化，從而實現(xiàn)PFC的功能。具體工作過程如下，電阻R_CS采樣電感電流，能夠檢測出電感電流的上升與下降過程，V_SENSE電壓為電阻R_CS的采樣電壓，誤差放大器將V_SENSE與V_REF電壓比較放大后輸出，誤差放大器外置一個大電容C_COMP，電容C_COMP將采樣的輸出電感電流取平均值，保證取平均擷取的平均電壓值V_COMP基本不變，使系統(tǒng)的開關(guān)導(dǎo)通時間T_ON基本保持不變。

附圖說明

閱讀以下詳細(xì)說明并參照以下附圖之后，本發(fā)明的特征和優(yōu)勢將顯而易見：

圖1是無源PFC電路的基本原理。

圖2是圖1中無源PFC電路的輸入電壓電流波形。

圖3是傳統(tǒng)帶乘法器的PFC電路。

圖4是圖3的PFC電路的臨界導(dǎo)通BCM模式下輸出電感電流。

圖5是本發(fā)明的可自動實現(xiàn)功率因子校正的電壓轉(zhuǎn)換電路。

圖6是圖5的電壓轉(zhuǎn)換電路輸入電壓電流波形。

具體實施方式

參見圖5，本申請涉及的可實現(xiàn)功率因子自動校正的BUCK型電壓轉(zhuǎn)換電路，交流市電AC通過橋式整流器101整流后的脈動電壓作為一個輸入電壓V_IN，整流器101中二極管DH₁和DH₂串接在一個參考地節(jié)點N_GND和一個整流器101的輸出節(jié)點N_I之間，二極管DH₃和DH₄串接在參考地節(jié)點N_GND和輸出節(jié)點N_I之間。二極管DH₁～DH₃兩者的陽極連到參考地節(jié)點N_GND，二極管DH₂～DH₄兩者的陰極連到輸出節(jié)點N_I。交流市電AC從二極管DH₁的陰極與DH₂的陽極相連的一個互連點和從二極管DH₃的陰極與DH₄的陽極相連的另一個互連點處輸入至整流器101，整流器101從輸出節(jié)點N_I處輸出一個整流后的脈動電壓。整流器101的輸出端節(jié)點N_I和參考地節(jié)點N_GND之間連接有一個輸入電容C_IN，交流市電AC通過橋式整流器101被整流后先通過輸入電容C_IN濾波后再得到脈動電壓，電容C_IN可濾除高頻干擾紋波。

參見圖5，一個BUCK型電壓降壓電路主要包括一個主開關(guān)管M_SWI和一個續(xù)流二極管D_LOW，注意還可以被替換成一個同步開關(guān)，也就是說主開關(guān)管M_SWI相當(dāng)于BUCK電路的一個高端功率開關(guān)而續(xù)流二極管D_LOW(或者同步開關(guān))則相當(dāng)于相對應(yīng)地一個低端續(xù)流元件，在主開關(guān)管M_SWI接通的階段輸入電壓V_IN從流向負(fù)載而在主開關(guān)管M_SWI關(guān)斷的階段電流從低端續(xù)流元件繼續(xù)持續(xù)流向負(fù)載，BUCK型電壓降壓電路的每個開關(guān)周期都如此循環(huán)，從而利用輸入電壓V_IN向負(fù)載提供工作電壓和/或電流。

參見圖5，主開關(guān)管M_SWI的第一端(例如NMOS管的漏極)接收輸入電壓V_IN而第二端(例如NMOS管的源極)與參考地節(jié)點N_GND之間連接有一個續(xù)流元件(圖5中是以續(xù)流二極管D_LOW為例)，且BUCK降壓電路的電壓輸出節(jié)點N_O與主開關(guān)管M_SWI的第二端之間串聯(lián)有一個感應(yīng)電阻R_CS和一個電感L。BUCK降壓電路的輸出電壓V_OUT輸出在輸出節(jié)點N_O處，從而為負(fù)載R_L或其他負(fù)載提供工作電壓。通常還會在輸出節(jié)點N_O與參考地節(jié)點N_GND之間連接一個輸出電容C_OUT來穩(wěn)定輸出電壓V_OUT減小紋波。

參見圖5，主開關(guān)管M_SWI和續(xù)流二極管D_LOW互連于一個中間節(jié)點N_M，注意是續(xù)流二極管D_LOW的陽極連到參考地節(jié)點N_GND而陰極則連到中間節(jié)點N_M。另外，如果續(xù)流二極管D_LOW被一個同步開關(guān)取代，則同步開關(guān)的第一端連到中間節(jié)點N_M而第二端則連到參考地節(jié)點N_GND。感應(yīng)電阻R_CS和一個電感L串聯(lián)在中間節(jié)點N_M(中間節(jié)點N_M也即主開關(guān)管M_SWI的第二端)與輸出節(jié)點N_O之間，感應(yīng)電阻R_CS的一端連到中間節(jié)點N_M，感應(yīng)電阻R_CS的相對另一端與電感L的一端相連于一個互連節(jié)點N_S，電感L的相對另一端連到輸出節(jié)點N_O，互連節(jié)點N_S在本申請中被定義為浮置地節(jié)點N_REF，值得注意的是浮置地節(jié)點N_REF(floating GND)的電勢與參考地節(jié)點N_GND(reference GND)的電勢分別是相對獨立的電勢，它們的電位并不相同，參考地節(jié)點N_GND又可以認(rèn)為是整個BUCK電路的系統(tǒng)地電位。

參見圖5，考慮到感應(yīng)電阻R_CS連接在中間節(jié)點N_M與浮置地節(jié)點N_REF之間，所以在中間節(jié)點N_M探測得到的電壓值基本上等于橫跨在感應(yīng)電阻R_CS兩端的相對于浮置地節(jié)點N_REF的采樣電壓，本申請的一個方案就是在主開關(guān)管M_SWI的第二端(節(jié)點N_M處)與該浮置地節(jié)點N_REF之間擷取感應(yīng)電阻R_CS兩端的采樣電壓V_SENSE。一個誤差放大器103將該采樣電壓V_SENSE和一個參考基準(zhǔn)電壓V_REF比較放大后，誤差放大器103的結(jié)果輸出在一個第一電容C_COMP上，其中第一電容C_COMP連接在誤差放大器103的輸出端和該浮置地節(jié)點N_REF之間。第一電容C_COMP上的平均電壓值和一個振蕩器102輸出的鋸齒波通過一個脈沖寬度調(diào)制比較器104進(jìn)行比較，產(chǎn)生的脈沖寬度調(diào)制信號PWM耦合到主開關(guān)管M_SWI的控制端如柵極，目的是使主開關(guān)管M_SWI在每個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間T_ON保持恒定。該BUCK電路架構(gòu)的工作原理為固定功率開關(guān)管M_SWI的開啟時間，使電感L的電感電流峰值隨輸入電壓V_IN的變化而變化，且在功率開關(guān)管M_SWI的導(dǎo)通時間T_ON內(nèi)降壓BUCK電路的輸入電流I_IN與流過電感L的電流I_L相等，所以輸入電流I_IN也會隨著輸入電壓V_IN呈正弦波變化，從而實現(xiàn)PFC功能，此時可認(rèn)為輸入電流I_IN與電壓V_IN基本同頻同相，以使從交流電源AC吸取的有功功率最大化。具體工作機(jī)制過程如下：該感應(yīng)電阻R_CS采樣電感L的電感電流，V_SENSE表征了電感電流I_L，相當(dāng)于能夠檢測出電感電流的上升與下降過程，誤差放大器103將采樣電壓V_SENSE與基準(zhǔn)電壓V_REF進(jìn)行比較放大后輸出，誤差放大器103輸出的電壓保持在第一電容C_COMP上。誤差放大器103的輸出端外置一個大電容也即第一電容C_COMP，也即將采樣的輸出電感電流取平均，保證第一電容C_COMP的第一端上的平均電壓值V_COMP不變，第一電容C_COMP的第一端耦合在誤差放大器103輸出端以及其相對的第二端連在浮置地節(jié)點N_REF，從而使主開關(guān)管M_SWI在每個開關(guān)周期導(dǎo)通時間T_ON基本保持不變。

參見圖5，雖然脈沖寬度調(diào)制信號PWM可以直接決定主開關(guān)管M_SWI的接通或關(guān)斷狀態(tài)，但是在一個可選非必須的實施例中，脈沖寬度調(diào)制信號PWM并沒有直接耦合到主開關(guān)管M_SWI的控制端，實際上，脈沖寬度調(diào)制信號PWM先和一個保護(hù)電路107輸出的保護(hù)信號S_P同時輸入至一個邏輯單元105，邏輯單元105可以帶有各種邏輯門。譬如只有滿足調(diào)制信號PWM和保護(hù)信號S_P同時具有第一邏輯狀態(tài)(如高電平)時，該邏輯單元105輸出的信號才會接通主開關(guān)管M_SWI，而如果保護(hù)信號S_P為第二邏輯狀態(tài)(如低電平)時，無論調(diào)制信號PWM是高電平還是低電平導(dǎo)致邏輯單元105輸出的信號都無法接通主開關(guān)管M_SWI。保護(hù)電路107有多種保護(hù)機(jī)制，本申請以作為示范但不構(gòu)成限制的實施例來闡釋這點。例如保護(hù)電路107可以具備欠壓保護(hù)功能和過壓保護(hù)功能，對整個電壓轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的保護(hù)功能主要體現(xiàn)在：當(dāng)保護(hù)電路107的欠壓監(jiān)測模塊偵測到電壓轉(zhuǎn)換電路的輸入電壓V_IN過低時，甚至比一個欠壓保護(hù)閾值還低，則保護(hù)電路107觸發(fā)產(chǎn)生具有第二邏輯狀態(tài)的保護(hù)信號S_P1，使得邏輯單元105的輸出信號例如是低電平而無法接通柵極電壓在高電平條件下才能導(dǎo)通的主開關(guān)管M_SWI，從而關(guān)斷主開關(guān)管M_SWI，防止整個電壓轉(zhuǎn)換系統(tǒng)工作在低壓狀態(tài)。還例如，保護(hù)電路107的過壓監(jiān)測模塊對轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓V_OUT進(jìn)行監(jiān)控，一旦當(dāng)輸出電壓V_OUT過高時，甚至比一個預(yù)定的門檻電壓值還要高，則保護(hù)電路107觸發(fā)產(chǎn)生具有第二邏輯狀態(tài)的保護(hù)信號S_P2，使得邏輯單元105的輸出信號例如是低電平而無法接通主開關(guān)管M_SWI，從而主開關(guān)管被關(guān)斷后能夠及時拉低輸出電壓V_OUT來保護(hù)負(fù)載R_L。值得注意的是，在本申請內(nèi)容中，保護(hù)電路107的欠壓監(jiān)測模塊(Under Voltage Protect)和過壓監(jiān)測模塊(Over Voltage Protect)僅僅只是本申請舉例說明的范例，保護(hù)電路107還可以具有其他的保護(hù)功能?？傊?，只有滿足脈沖寬度調(diào)制信號PWM和保護(hù)信號S_P同時具有第一邏輯狀態(tài)時，邏輯單元105的輸出結(jié)果才具有可以驅(qū)動開關(guān)管M_SWI接通，譬如邏輯單元105的輸出為第一邏輯狀態(tài)。

參見圖5，在另一個可選非必須的實施例中，脈沖寬度調(diào)制信號PWM并沒有直接耦合到主開關(guān)管M_SWI的控制端，實際上，脈沖寬度調(diào)制信號PWM先和一個電流過零檢測單元108輸出的電流檢測信號S_D同時輸入至一個邏輯單元105，邏輯單元105可以帶有各種邏輯門。只有滿足調(diào)制信號PWM和電流檢測信號S_D同時具有第一邏輯狀態(tài)(如高電平)時，該邏輯單元105輸出的信號才會接通主開關(guān)管M_SWI，而如果電流檢測信號S_D為第二邏輯狀態(tài)(如低電平)時，無論調(diào)制信號PWM是高電平還是低電平都會導(dǎo)致邏輯單元105輸出的信號都無法接通主開關(guān)管M_SWI。電流過零檢測單元108的主要作用是檢測電感L的電流是否反向發(fā)生了電流倒灌的現(xiàn)象。在BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器中，根據(jù)整流方式的不同，可分為同步整流模式和異步整流模式。對于異步整流模式BUCK轉(zhuǎn)換器而言，由于采用二極管D_LOW進(jìn)行續(xù)流，會產(chǎn)生較大的導(dǎo)通損耗并降低系統(tǒng)的效率。而同步整流模式在續(xù)流過程中，同步整流管工作于深線性區(qū)，導(dǎo)通損耗極低，所以能夠極大地提高系統(tǒng)效率。但當(dāng)工作于輕載狀態(tài)時，如果同步整流管續(xù)流電流為零時不能被及時關(guān)閉，則系統(tǒng)效率會極大地降低，而且可能會使系統(tǒng)受損。因此，針對BUCK轉(zhuǎn)換器設(shè)計一款高精度、低功耗的過零檢測電路是非常有必要的。

參見圖5，上文提及只有在脈沖寬度調(diào)制信號PWM和電流檢測信號S_D同時具有第一邏輯狀態(tài)時，邏輯單元105的輸出結(jié)果才驅(qū)動開關(guān)管M_SWI接通，譬如邏輯單元105的輸出為第一邏輯狀態(tài)。這里電流檢測信號S_D在何種條件下為第一邏輯狀態(tài)，取決于電流過零檢測單元108監(jiān)測到電感L的電流是否反向，在正常條件下電感L的電流應(yīng)當(dāng)是從互連節(jié)點N_S正向流向輸出節(jié)點N_O，但是如果發(fā)生電流倒灌則電感L的電流可能會從輸出節(jié)點N_O反向流向互連節(jié)點N_S。為了檢測電感L的電流是否反向，電感L的第一端與感應(yīng)電阻R_CS相連在該互連節(jié)點N_S，電感L的相對第二端(即L的連到輸出節(jié)點N_O的那一端)與浮置地節(jié)點N_REF之間連接有一個分壓器，分壓器包括電阻R_D1和R_D2，其中電阻R_D1和R_D2之間的互連點也即分壓值采樣節(jié)點處所采樣的分壓值反饋輸送到電流過零檢測單元108。作為一個較簡潔的檢測方法，電流過零檢測單元108可以比較浮置地節(jié)點N_REF處的實際電位和電阻R_D1和R_D2之間的互連點處分壓值的電位，通常而言，如果電感L的電流為正向則浮置地節(jié)點N_REF處的實際電位大于電阻R_D1和R_D2之間的分壓電位，相反如果電感L的電流為反向倒灌則會導(dǎo)致浮置地節(jié)點N_REF處的實際電位低于電阻R_D1和R_D2之間的分壓電位，在趨于發(fā)生倒灌事件的電流過零點時刻，可以試圖降低電流過零檢測單元108輸出的電流檢測信號S_D在每個周期內(nèi)降低的占空比，也即相當(dāng)于邏輯單元105的輸出結(jié)果的占空比也降低了，所以主開關(guān)管M_SWI在每個周期內(nèi)接通的時間變短而使得輸出節(jié)點N_O輸出的能量減少，來避免電流倒灌。

參見圖5，在另一個實施例中，只有在脈沖寬度調(diào)制信號PWM、保護(hù)信號S_P和電流檢測信號S_D三者同時具有第一邏輯狀態(tài)時，邏輯單元105的輸出結(jié)果才能夠驅(qū)動主開關(guān)管M_SWI接通，譬如主開關(guān)管M_SWI輸出信號具有第一邏輯狀態(tài)驅(qū)動主開關(guān)管M_SWI接通。同樣，在這個實施例中，如果BUCK電路在趨于發(fā)生倒灌事件的電流過零點時刻，可以試圖降低電流過零檢測單元108輸出的電流檢測信號S_D在每個周期內(nèi)降低的占空比，也即相當(dāng)于邏輯單元105的輸出結(jié)果的占空比也降低了，所以主開關(guān)管M_SWI在每個周期內(nèi)接通的時間變短而減少BUCK電路的能量輸出。

參見圖5，脈沖寬度調(diào)制信號PWM或者邏輯單元105的輸出結(jié)果的晶體管驅(qū)動能力可能不夠，為了增加它們的驅(qū)動能力，邏輯單元105輸出的結(jié)果通過一個驅(qū)動電路106增加驅(qū)動能力之后，再將驅(qū)動電路的輸出信號耦合到主開關(guān)管M_SWI的控制端。對本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言，驅(qū)動電路106屬于現(xiàn)有技術(shù)，因此不予贅述。

參見圖5，在一個實施例中，具有如下的計算關(guān)系：輸入電壓V_IN＝V_P×sin(ωt)，其中V_P為交流電AC經(jīng)過整流器101整流后的半波峰值，而ω是脈動電壓半波波形的角速度，t是時間。流經(jīng)電感L的電流i_LP＝V_P×T_ON×sin(ωt)/L，其中T_ON是主開關(guān)管M_SWI在每個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間，L是電感值。

參見圖5，流經(jīng)電感的電流i_LP＝I_LP×sin(ωt)，這里流經(jīng)電感L的電感峰值電流的最大值I_LP＝V_P×T_ON/L，在本申請中設(shè)置導(dǎo)通時間Ton恒定從而將電感電流峰值鉗制成為一個正弦函數(shù)，所以電感峰值電流的最大值I_LP隨著輸入電壓V_IN呈正弦波變化而隨之呈正弦波動并藉此實現(xiàn)功率因子PFC的自動校正。

參見圖5，BUCK降壓型轉(zhuǎn)換電路的輸出平均電流I_{OUT_AVG}大小由采樣電阻R_CS的電阻值R_CS與參考基準(zhǔn)電壓的值V_REF確定，在近似計算中采樣電阻兩端的采樣電壓V_SENSE的平均值V_{SENSE_AVG}和V_REF基本相等：I_{OUT_AVG}＝V_{SENSE_AVG}/R_CS≈V_REF/R_CS。從關(guān)系式電感峰值電流的最大值I_LP＝V_P×T_ON/L可知當(dāng)T_ON恒定時電感電流峰值也是一個正弦函數(shù)，經(jīng)過PFC電路整形后的輸入電壓V_IN和輸入電流I_IN波形如圖6所示，輸入電流I_IN隨著輸入電壓V_IN的變化呈現(xiàn)出正弦波變化，輸入電流I_IN跟隨V_IN變化，有較好的PF值。

綜上所述，由于誤差放大器103的輸出電壓V_COMP直接反映了BUCK電路的輸出電流的變化，電壓V_COMP與振蕩器102輸出的鋸齒波相比較產(chǎn)生PWM信號在輸入電壓的一個周期(例如采用作為示范的10mS)內(nèi)調(diào)節(jié)導(dǎo)通時間T_ON來控制輸出電流大小。當(dāng)輸出電流峰值隨輸入電壓V_IN變大時，誤差放大器103輸出的V_COMP電壓趨于變小；以及當(dāng)輸出電流處于波谷時，V_COMP電壓趨于增大，調(diào)節(jié)導(dǎo)通時間T_ON保證輸出整體系統(tǒng)的平均電流大小不變。由上述原理分析得到，外置的電容C_COMP的電容值越大對V_COMP電壓周期波動幅值越小，從而系統(tǒng)的輸出電流I_OUT波動也就越小，同時V_COMP周期內(nèi)變化越小，一個時間周期內(nèi)導(dǎo)通時間越恒定，對高PF值也有幫助。本系統(tǒng)設(shè)計中考慮到系統(tǒng)帶寬及穩(wěn)定性，電容C_COMP可以取值1uF。該申請相對于傳統(tǒng)有源PFC最大的區(qū)別在于它通過對輸出電流I_OUT直接采樣放大后與鋸齒波比較產(chǎn)生PWM控制信號，取代了采樣輸入電壓的方法，并拋棄了利用乘法器使得輸出電流跟隨輸入電壓變化。利用誤差放大器與外置大電容C_COMP同時實現(xiàn)了高PFC與恒流功能，從而使得電路設(shè)計更加的簡單可靠，節(jié)省了芯片面積，此外不需要采樣母線電壓減少了外圍元器件的應(yīng)用降低了成本。不需要乘法器，同時實現(xiàn)高PF值及輸出恒流功能，電路設(shè)計簡單，可靠性高，系統(tǒng)成本降低。

以上，通過說明和附圖，給出了具體實施方式的特定結(jié)構(gòu)的典型實施例，上述發(fā)明提出了現(xiàn)有的較佳實施例，但這些內(nèi)容并不作為局限。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言，閱讀上述說明后，各種變化和修正無疑將顯而易見。因此，所附的權(quán)利要求書應(yīng)看作是涵蓋本發(fā)明的真實意圖和范圍的全部變化和修正。在權(quán)利要求書范圍內(nèi)任何和所有等價的范圍與內(nèi)容，都應(yīng)認(rèn)為仍屬本發(fā)明的意圖和范圍內(nèi)。