本發(fā)明涉及新能源儲(chǔ)能設(shè)備。特別涉及到一種基于雙載波調(diào)制的h橋雙向dc-dc調(diào)制策略。

背景技術(shù)：

當(dāng)今世界快速發(fā)展，使地球上的資源逐漸減少，從而影響自然環(huán)境和人類的生活，因此對(duì)新能源開發(fā)與使用得到了世界的重視，而我國(guó)也在積極大力的開發(fā)新能源。隨著新能源的發(fā)展，需要儲(chǔ)能設(shè)備去處理分布式發(fā)電系統(tǒng)中增長(zhǎng)的供求關(guān)系之間的缺口。因此儲(chǔ)能裝置得到了大量應(yīng)用，在儲(chǔ)能裝置中，雙向dc-dc變換器承擔(dān)著公共直流母線與蓄電池之間的能量雙向輸送任務(wù)，占有重要的地位。

在非隔離型直流變換器中，圖2所示h橋雙向dc-dc變換器為傳統(tǒng)非隔離型變換器，具有效率高、成本低、體積小等優(yōu)點(diǎn)。h橋雙向dc-dc變換器一側(cè)接直流母線，另一側(cè)接蓄電池，可工作在四象限運(yùn)行。該電路在工作時(shí)，根據(jù)需求在四種模式之間切換：boost放電、buck充電、buck放電和boost充電。

h橋雙向dc-dc變換器在工作時(shí)，需要pwm波脈沖信號(hào)對(duì)四個(gè)開關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。如圖3所示的h橋雙向dc-dc變換器傳統(tǒng)控制框圖，在電壓電流雙閉環(huán)控制方式中，采用單一載波信號(hào)進(jìn)行調(diào)制時(shí)，buck與boost模式切換時(shí)兩個(gè)開關(guān)占空比有跳動(dòng)不連續(xù)，因此導(dǎo)致收斂時(shí)間將阻礙它的快速反應(yīng)，切換電壓過(guò)沖大，工作模式的選擇和開關(guān)管占空比控制過(guò)程變得復(fù)雜。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對(duì)上述在非隔離型h橋雙向dc-dc變換器根據(jù)所需模式進(jìn)行開關(guān)切換時(shí)存在的技術(shù)問(wèn)題。本發(fā)明公開了一種基于雙載波調(diào)制的h橋雙向dc-dc變換器自動(dòng)模式切換調(diào)制方法，使變換器在buck與boost模式之間進(jìn)行模式切換時(shí)，開關(guān)管占空比工作在連續(xù)模式，從而實(shí)現(xiàn)快速平滑，切換時(shí)電壓過(guò)沖減小，調(diào)節(jié)時(shí)間變短。

本發(fā)明解決上述技術(shù)問(wèn)題的方案是：通過(guò)電壓傳感器測(cè)量非隔離型h橋雙向dc-dc變換器直流母線電壓vdc與給定值vref比較做差；將得到的差值經(jīng)過(guò)電壓環(huán)pi模塊作為電流參

考值iref；將電流參考值iref與通過(guò)電流傳感器測(cè)得的電感電流il比較做差；將得到的差值經(jīng)過(guò)電流環(huán)pi模塊，通過(guò)雙三角載波信號(hào)調(diào)制得到所需的pwm波；將此pwm波作為開關(guān)管脈沖驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使開關(guān)管工作在占空比連續(xù)狀態(tài)。

本發(fā)明的技術(shù)效果在于：h橋雙向dc-dc變換器在不同功率流向時(shí)，存在不同的控制模型，本發(fā)明研究了一種基于雙載波調(diào)制的自動(dòng)模式切換調(diào)制方法，在模式切換時(shí)使開關(guān)管占空比由斷續(xù)狀態(tài)變?yōu)檫B續(xù)化，簡(jiǎn)化控制過(guò)程，并使開關(guān)進(jìn)行模式切換時(shí)電壓過(guò)沖變小，調(diào)節(jié)時(shí)間變短。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明中含儲(chǔ)能系統(tǒng)的復(fù)合式發(fā)電系統(tǒng)。

圖2為本發(fā)明中非隔離型雙向dc-dc變換器。

圖3為本發(fā)明中雙向dc-dc變換器工作模式一。

圖4為本發(fā)明中雙向dc-dc變換器工作模式二。

圖5為本發(fā)明中h橋雙向dc-dc變換器傳統(tǒng)控制框圖。

圖6為本發(fā)明中雙載波調(diào)制策略框圖控制模式。

圖7-1為本發(fā)明中雙向dc-dc變換器工作模式與開關(guān)狀態(tài)。

圖7-2為本發(fā)明中雙向dc-dc簡(jiǎn)化后的工作模式與開關(guān)狀態(tài)。

圖8-1為本發(fā)明中開關(guān)管占空比斷續(xù)模式控制。

圖8-2為本發(fā)明中開關(guān)管占空比連續(xù)模式控制。

圖9為本發(fā)明工作流程圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)說(shuō)明。

如圖1所示的儲(chǔ)能系統(tǒng)的復(fù)合式發(fā)電系統(tǒng)中儲(chǔ)能系統(tǒng)電路模型可以等效為圖2的非隔離型h橋雙向dc-dc變換器，其中q1和q2、q3和q4驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別互補(bǔ)對(duì)稱。r1為電池等效內(nèi)阻。ron為mosfet導(dǎo)通內(nèi)阻。rl為電感內(nèi)阻。rc為電容等效內(nèi)阻。

非隔離型h橋雙向dc-dc變換器工作模式分析：

模式一：q1持續(xù)導(dǎo)通，q2截止，存在二個(gè)工作狀態(tài)，雙向dc-dc變換器工作模式一等效電路如圖3所示。

狀態(tài)1：q4導(dǎo)通，q3截止，

狀態(tài)2（q4截止，q3導(dǎo)通）

使用狀態(tài)開關(guān)平均法可以得到矩陣。

經(jīng)交流小信號(hào)模型分析可得到。

模式二：q3持續(xù)導(dǎo)通，q4截止，存在二個(gè)工作狀態(tài)，雙向dc-dc變換器工作模式二等效電路如圖4所示。

狀態(tài)1（q1導(dǎo)通，q2截止）

狀態(tài)2（q1截止，q2導(dǎo)通）

使用狀態(tài)開關(guān)平均法可以得到矩陣

經(jīng)小信號(hào)模型分析可得到頻率特性的傳遞函數(shù)。

如圖5所示為非隔離型h橋雙向dc-dc變換器傳統(tǒng)控制框圖，對(duì)照?qǐng)D7-1的驅(qū)動(dòng)模式和開關(guān)狀態(tài)，一般采用電壓和電流經(jīng)過(guò)各自的雙閉環(huán)控制，來(lái)選擇工作模式。

根據(jù)以上的工作模式分析，本發(fā)明引入圖6所示的雙載波信號(hào)調(diào)制策略，且建立開關(guān)管占空比連續(xù)化模型，實(shí)現(xiàn)快速平滑的自動(dòng)模式切換。依據(jù)h橋電路拓?fù)?，q1、q2，q3、q4分別使用互補(bǔ)對(duì)稱驅(qū)動(dòng)信號(hào)，開關(guān)狀態(tài)列于圖7-2（1-導(dǎo)通，0-關(guān)斷），~pwm與pwm互補(bǔ)，通過(guò)整合，四種模式控制可簡(jiǎn)化成兩種模式控制。

由buck和boost工作原理知，直流母線電壓vdc和電池電壓v1關(guān)系為：

開關(guān)管q1的占空比0<d1<1，q4的占空比0<d2<1。如圖7-1所示，當(dāng)quote時(shí)，buck模式與boost模式進(jìn)行切換時(shí)，開關(guān)管占空比為斷續(xù)狀態(tài)。如果將d2上移1，在雙載波調(diào)制策略中就可以得到如圖7-2所示的連續(xù)化開關(guān)占空比切換模式。

在h橋雙向dc-dc變換器工作于模式切換狀態(tài)時(shí)，將占空比d分成0到1和1到2兩部分，當(dāng)0<d<1，此時(shí)進(jìn)行buck與boost模式切換，q3持續(xù)導(dǎo)通，通過(guò)雙載波調(diào)制策略得到的pwm波使q1被占空比為d的pwm驅(qū)動(dòng)，q4截止。當(dāng)1<d<2，進(jìn)行buck與boost模式切換時(shí)，q1持續(xù)導(dǎo)通，通過(guò)雙載波調(diào)制策略得到的pwm波q4被占空比為d-1的pwm驅(qū)動(dòng)。同樣的調(diào)制策略過(guò)程應(yīng)用到開關(guān)管q2和q3，這樣就建立了各模式切換之間的開關(guān)管占空比連續(xù)化模型。

通過(guò)以上的建模分析計(jì)算，基于雙載波調(diào)制策略的非隔離型h橋雙向dc-dc變換器工作時(shí)，各開關(guān)管所需的pwm脈沖信號(hào)按照?qǐng)D9所示的工作流程圖產(chǎn)生，在雙三角載波調(diào)制策略作用下，使其開關(guān)管工作于占空比連續(xù)狀態(tài)下。