本發(fā)明涉及多路輸出開關(guān)變換器的控制方法及其裝置，屬于電力電子設(shè)備領(lǐng)域，具體為一種偽連續(xù)導(dǎo)電模式單電感雙輸出開關(guān)變換器組合型動(dòng)態(tài)續(xù)流控制方法及其裝置。

背景技術(shù)：

智能手機(jī)、數(shù)碼產(chǎn)品中的不同模塊通常需要不同的供電電壓，因此，隨著便攜式設(shè)備的大規(guī)模普及，研究具有多路輸出能力的開關(guān)變換器非常必要。單電感多輸出開關(guān)變換器具有系統(tǒng)體積小、成本低，并且可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出支路獨(dú)立調(diào)節(jié)的優(yōu)點(diǎn)，可廣泛應(yīng)用于平板電腦，便攜式信息設(shè)備，LED驅(qū)動(dòng)等領(lǐng)域。

與單輸出開關(guān)變換器類似，選擇不同的電路參數(shù)，單電感雙輸出開關(guān)變換器可工作于電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(continuous conduction mode,CCM)、斷續(xù)導(dǎo)電模式(discontinuous conduction mode,DCM)和偽連續(xù)導(dǎo)電模式(pseudo-continuous conduction mode,PCCM)。當(dāng)單電感雙輸出開關(guān)變換器工作于CCM時(shí)，具有帶載能力強(qiáng)、電感電流紋波小的優(yōu)點(diǎn)，但由于兩條輸出支路共用一個(gè)電感，通過電感將各輸出支路耦合在一起，輸出支路間存在交叉影響；工作于DCM時(shí)，由于各輸出支路存在電感電流為零的階段，實(shí)現(xiàn)了功率解耦，避免了交叉影響，但在大功率場(chǎng)合下具有較大的電流紋波和EMI噪聲，僅適用于小功率場(chǎng)合；工作于PCCM時(shí)，兼顧了CCM和DCM開關(guān)變換器的優(yōu)點(diǎn)，既可有效抑制交叉影響，也具有較強(qiáng)的帶載能力。

開關(guān)變換器的控制技術(shù)對(duì)開關(guān)電源的性能有著極大的影響。傳統(tǒng)的電壓型控制具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，但受誤差放大器的影響，輸入和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)較慢。在電流型控制中，峰值電流控制具有比電壓型控制更快的輸入瞬態(tài)響應(yīng)速度，易于實(shí)現(xiàn)變換器的過流保護(hù)，但不能精確控制平均電流，負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)速度沒有得到改善。其它類型的電流控制，如平均電流控制和谷值電流控制，分別提高了電流的控制精度和輸入瞬態(tài)性能，但依然沒有提高負(fù)載瞬態(tài)性能。V²控制是一種“電壓型”+“電壓型”組合的電壓雙環(huán)控制，其外環(huán)與峰值電流控制相同，內(nèi)環(huán)含有輸出電壓紋波的信息；當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，由于電感電流不能突變，負(fù)載電流的變化首先在輸出電容支路體現(xiàn)出來，引起輸出電容等效串聯(lián)電阻上紋波電壓的變化，因此，該控制方法對(duì)負(fù)載變化具有快速的瞬態(tài)響應(yīng)速度。但是當(dāng)輸出電容的等效串聯(lián)電阻較小時(shí)，輸出電壓紋波是非線性的，變換器無法穩(wěn)定工作。另一方面，續(xù)流開關(guān)管的控制對(duì)PCCM開關(guān)變換器的特性也有很大影響。傳統(tǒng)PCCM開關(guān)變換器的續(xù)流控制采用恒定參考電流控制(Constant-Reference-Current,CRC)方式，該控制方式在輕載條件下的變換器效率較低。為了提高變換器的效率，可在不同負(fù)載情況下調(diào)整續(xù)流電流值。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種單電感雙輸出開關(guān)變換器的控制方法及其裝置，使之克服現(xiàn)有PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器的技術(shù)缺點(diǎn)，同時(shí)具有良好的穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能、較小的交叉影響和較高的變換器效率，且能夠適用于多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的單電感雙輸出開關(guān)變換器。

本發(fā)明采用的技術(shù)方案如下：

偽連續(xù)導(dǎo)電模式單電感雙輸出開關(guān)變換器組合型動(dòng)態(tài)續(xù)流控制方法，主開關(guān)管采用輸出電壓結(jié)合電容電流的組合型控制，續(xù)流開關(guān)管采用動(dòng)態(tài)續(xù)流控制；其具體實(shí)施方式為：在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，檢測(cè)兩條輸出支路的輸出電壓、輸出電流、電容電流，得到信號(hào)V_oa和V_ob、I_oa和I_ob、I_ca和I_cb；將V_oa和電壓基準(zhǔn)值V_ref1送入到第一誤差放大器EA1產(chǎn)生信號(hào)V_e1，將V_ob和電壓基準(zhǔn)值V_ref2送入到第二誤差放大器EA2產(chǎn)生信號(hào)V_e2；將V_e1、V_e2、I_ca和I_cb送入第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR生成信號(hào)RR，時(shí)鐘信號(hào)CLK和信號(hào)RR經(jīng)過第一觸發(fā)器RS1產(chǎn)生脈沖信號(hào)V_p1，用以控制變換器主開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷；時(shí)鐘信號(hào)CLK經(jīng)過第三觸發(fā)器D產(chǎn)生脈沖信號(hào)V_pa和V_pb，用以控制變換器支路開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷；將I_ca、I_cb、I_oa和I_ob送入到第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS生成信號(hào)SS；信號(hào)SS和第一觸發(fā)器RS1的Q端信號(hào)經(jīng)過第二觸發(fā)器RS2產(chǎn)生脈沖信號(hào)V_p2，用以控制續(xù)流開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷。

一種偽連續(xù)導(dǎo)電模式單電感雙輸出開關(guān)變換器組合型動(dòng)態(tài)續(xù)流控制裝置，包括第一電壓檢測(cè)電路VS1、第二電壓檢測(cè)電路VS2，第一電流檢測(cè)電路IS1、第二電流檢測(cè)電路IS2、第三電流檢測(cè)電路IS3、第四電流檢測(cè)電路IS4，第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2，第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR、第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS，第一觸發(fā)器RS1、第二觸發(fā)器RS2、第三觸發(fā)器D，第一驅(qū)動(dòng)電路DR1、第二驅(qū)動(dòng)電路DR2、第三驅(qū)動(dòng)電路DR3和第四驅(qū)動(dòng)電路DR4；所述的第一電壓檢測(cè)電路VS1與第一誤差放大器EA1相連，第二電壓檢測(cè)電路VS2與第二誤差放大器EA2相連；第一電壓檢測(cè)電路VS1、第二電壓檢測(cè)電路VS2、第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2、第三觸發(fā)器D的Q1端和Q端、第一電流檢測(cè)電路IS1、第二電流檢測(cè)電路IS2均與第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR相連；第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR與第一觸發(fā)器RS1的R端相連；所述的第一電流檢測(cè)電路IS1、第二電流檢測(cè)電路IS2、第三電流檢測(cè)電路IS3、第四電流檢測(cè)電路IS4，第三觸發(fā)器D的Q1端和Q端均與第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS相連；第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS與第二觸發(fā)器RS2的S端相連，時(shí)鐘信號(hào)CLK分別與第一觸發(fā)器RS1的S端和第三觸發(fā)器D的C端相連，同時(shí)，第三觸發(fā)器D的Q1端接入到D端；第一觸發(fā)器RS1的Q端連接第一驅(qū)動(dòng)電路DR1，第三觸發(fā)器D的Q端連接第二驅(qū)動(dòng)電路DR2，第三觸發(fā)器D的Q1端連接第三驅(qū)動(dòng)電路DR3，第二觸發(fā)器RS2的Q端連接第四驅(qū)動(dòng)電路DR4。

進(jìn)一步地，所述的第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR包括第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第一比較器CMP1、第二比較器CMP2，第一與門AND1、第二與門AND2，以及第一或門OR1；第一電壓檢測(cè)電路VS1的輸出端連接到第一加法器ADD1的輸入端，第一電流檢測(cè)電路IS1的輸出端通過系數(shù)為k1的乘法器后連接到第一加法器ADD1的另一輸入端；第二電壓檢測(cè)電路VS2的輸出端連接到第二加法器ADD2的輸入端，第二電流檢測(cè)電路IS2的輸出端通過系數(shù)為k2的乘法器連接到第二加法器ADD2的另一輸入端；第一誤差放大器EA1的輸出端和第一加法器ADD1的輸出端分別連接到第一比較器CMP1的輸入端，第二誤差放大器EA2的輸出端和第二加法器ADD2的輸出端分別連接到第二比較器CMP2的輸入端；第一比較器CMP1的輸出端和第三觸發(fā)器D的Q輸出端分別連接到第一與門AND1的輸入端，第二比較器CMP2輸出端和第三觸發(fā)器D的Q1輸出端分別連接到第二與門AND2的輸入端；第一與門AND1的輸出端和第二與門AND2的輸出端分別連接到第一或門OR1的輸入端。

進(jìn)一步地，所述的第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS包括第三比較器CMP3、第四比較器CMP4，第三與門AND3、第四與門AND4，以及第二或門OR2；第一電流檢測(cè)電路IS1的輸出端和第三電流檢測(cè)電路IS3的輸出端分別連接到第三比較器CMP3的輸入端，第二電流檢測(cè)電路IS2的輸出端和第四電流檢測(cè)電路IS4的輸出端分別連接到第四比較器CMP4的輸入端；第三比較器CMP3的輸出端和第三觸發(fā)器D的Q輸出端分別連接到第三與門AND3的輸入端，第四比較器CMP4的輸出端和第三觸發(fā)器D的Q1輸出端分別連接到第四與門AND4的輸入端；第三與門AND3的輸出端和第四與門AND4的輸出端分別連接到第二或門OR2的輸入端。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

一、本發(fā)明為PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器提供一種有效的控制方法，具有很好的穩(wěn)定性；當(dāng)其中一條輸出支路負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，另一條輸出支路的電壓基本不變，具有很小的交叉影響。

二、與主開關(guān)管采用電壓型控制、續(xù)流開關(guān)管采用CRC控制的控制方法(記為V-CRC控制)相比，本發(fā)明的PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器在輸入電壓發(fā)生改變時(shí)，能夠快速調(diào)節(jié)主開關(guān)管和支路開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，輸出電壓超調(diào)量小，調(diào)節(jié)時(shí)間短，輸入瞬態(tài)性能好。

三、與V-CRC控制相比，本發(fā)明的PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器在負(fù)載變化時(shí)具有快速的瞬態(tài)響應(yīng)速度，輸出電壓的超調(diào)量小，支路間的交叉影響小。

四、與V-CRC控制相比，本發(fā)明的PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器在重載條件下，通過動(dòng)態(tài)提高續(xù)流電流值，使變換器始終工作于PCCM，保證很小的交叉影響；輕載條件下，通過動(dòng)態(tài)降低續(xù)流電流值，避免續(xù)流階段過長，從而提高輕載效率。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實(shí)施例一控制方法的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖2為本發(fā)明實(shí)施例一的第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖3為本發(fā)明實(shí)施例一的第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖4為本發(fā)明實(shí)施例一的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖5為本發(fā)明實(shí)施例一的PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的主要波形示意圖。

圖6為本發(fā)明實(shí)施例一和V-CRC控制的變換器TD在輸入電壓突變時(shí)的瞬態(tài)時(shí)域仿真波形。

圖7為本發(fā)明實(shí)施例一和V-CRC控制的變換器TD在a支路負(fù)載突變時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖。

圖8為本發(fā)明實(shí)施例一和V-CRC控制的變換器TD在b支路負(fù)載突變時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖。

圖9為分別采用本發(fā)明和V-CRC控制的變換器TD隨負(fù)載變化時(shí)的效率曲線圖。

圖10為本發(fā)明實(shí)施例一控制的變換器TD在電路參數(shù)改變后，支路負(fù)載突變時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖。

圖11為本發(fā)明實(shí)施例二的電路結(jié)構(gòu)框圖。

具體實(shí)施方式

下面通過具體的實(shí)例并結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)的描述。

實(shí)施例一

圖1示出，本發(fā)明的一種具體實(shí)施方式為：PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器組合型動(dòng)態(tài)續(xù)流控制裝置，主要由第一電壓檢測(cè)電路VS1、第二電壓檢測(cè)電路VS2，第一電流檢測(cè)電路IS1、第二電流檢測(cè)電路IS2、第三電流檢測(cè)電路IS3、第四電流檢測(cè)電路IS4，第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2，第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR、第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS，第一觸發(fā)器RS1、第一觸發(fā)器RS2、第三觸發(fā)器D，第一驅(qū)動(dòng)電路DR1、第二驅(qū)動(dòng)電路DR2、第三驅(qū)動(dòng)電路DR3和第四驅(qū)動(dòng)電路DR4組成；在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，檢測(cè)兩條輸出支路的輸出電壓、輸出電流和電容電流，得到信號(hào)V_oa和V_ob、I_oa和I_ob、I_ca和I_cb；將V_oa和預(yù)設(shè)的電壓基準(zhǔn)值V_ref1送入到第一誤差放大器EA1產(chǎn)生誤差放大信號(hào)V_e1，將V_ob和預(yù)設(shè)的電壓基準(zhǔn)值V_ref2送入到第二誤差放大器EA2產(chǎn)生誤差放大信號(hào)V_e2；將V_e1、V_e2、I_ca和I_cb送入第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR生成信號(hào)RR，時(shí)鐘信號(hào)CLK和信號(hào)RR經(jīng)過第一觸發(fā)器RS1產(chǎn)生脈沖信號(hào)V_p1，用以控制變換器主開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷；時(shí)鐘信號(hào)CLK經(jīng)過第三觸發(fā)器D產(chǎn)生脈沖信號(hào)V_pa和V_pb，用以控制變換器支路開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷；將I_ca、I_cb、I_oa和I_ob送入到第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS生成信號(hào)SS；信號(hào)SS和第一觸發(fā)器RS1的Q端信號(hào)經(jīng)過第二觸發(fā)器RS2產(chǎn)生脈沖信號(hào)V_p2，用以控制續(xù)流開關(guān)管的關(guān)斷和導(dǎo)通。

其中，第一脈沖產(chǎn)生器PGR的功能為：通過比較各支路輸出電壓、電容電流的組合信號(hào)與誤差放大信號(hào)，從而產(chǎn)生第一觸發(fā)器RS1的復(fù)位信號(hào)RR；第二脈沖產(chǎn)生器PGS的功能為：通過比較各支路輸出電流和電容電流的信號(hào)，從而產(chǎn)生第二觸發(fā)器RS2的置位信號(hào)SS；第一觸發(fā)器RS1和第二觸發(fā)器RS2均采用RS觸發(fā)器結(jié)構(gòu)，第三觸發(fā)器RS3采用D觸發(fā)器結(jié)構(gòu)。

圖2示出，本例的第一脈沖產(chǎn)生器PGR的具體組成為：由第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第一比較器CMP1、第二比較器CMP2，第一與門AND1、第二與門AND2，以及第一或門OR1組成；將第一電壓檢測(cè)電路VS1的輸出信號(hào)V_oa、第一電流檢測(cè)電路IS1的輸出信號(hào)I_ca乘以系數(shù)k1后送入第一加法器ADD1的輸入端，第一加法器ADD1的輸出端接第一比較器CMP1的正極性端；將第二電壓檢測(cè)電路VS2的輸出信號(hào)V_ob、第二電流檢測(cè)電路IS2的輸出信號(hào)I_cb乘以系數(shù)k2后送入第二加法器ADD2的輸入端，第二加法器ADD2的輸出端接第二比較器CMP2的正極性端；第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2的輸出信號(hào)V_e1、V_e2分別接第一比較器CMP1和第二比較器CMP2的負(fù)極性端；第一比較器CMP1的輸出端和a輸出支路的開關(guān)管控制信號(hào)V_pa接第一與門AND1的輸入端，第二比較器CMP2的輸出端和輸出支路b的開關(guān)管控制信號(hào)V_pb接第二與門AND2的輸入端；第一與門AND1和第二與門AND2的輸出端接第一或門OR1的輸入端。其中，k1、k2為放大系數(shù)。

圖3示出，本例的第二脈沖產(chǎn)生器PGS的具體組成為：由第三比較器CMP3、第四比較器CMP4，第三與門AND3、第四與門AND4，以及第二或門OR2組成；將第一電流檢測(cè)電路IS1的輸出端連接在第三比較器CMP3的負(fù)極性端，第三電流檢測(cè)電路IS3的輸出端接入第三比較器CMP3的正極性端；第二電流檢測(cè)電路IS2的輸出端連接在第四比較器CMP4的負(fù)極性端，第四電流檢測(cè)電路IS4的輸出端連接在第四比較器CMP4的正極性端；第三比較器CMP3的輸出端和第三觸發(fā)器D的Q輸出端連接第三與門AND3的輸入端，第四比較器CMP4輸出端和第三觸發(fā)器D的Q1輸出端連接第四與門AND4的輸入端；第三與門AND3和第四與門AND4的輸出端連接第二或門OR2的輸入端。

本例采用圖4的裝置，可方便、快速地實(shí)現(xiàn)上述控制方法。圖4示出，本例PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器組合型動(dòng)態(tài)續(xù)流控制裝置，由開關(guān)變換器TD和開關(guān)管S₁、S_a、S_b、續(xù)流開關(guān)管S₂的控制裝置組成。

本例的裝置其工作過程和原理是：

控制裝置采用PCCM單電感雙輸出開關(guān)變換器組合型動(dòng)態(tài)續(xù)流控制的工作過程和原理是：如圖4、圖5示出，每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，時(shí)鐘信號(hào)CLK輸出高電平，即第三觸發(fā)器D的C端輸入高電平，第三觸發(fā)器D的Q端控制脈沖信號(hào)V_pa為高電平，變換器支路開關(guān)管S_a導(dǎo)通，a支路工作，根據(jù)第三觸發(fā)器D的工作原理：V_pa在信號(hào)CLK的下一個(gè)高電平來臨之前保持不變，由于第三觸發(fā)器D的Q1輸出端與D端相連，控制脈沖信號(hào)V_pa和V_pb在一個(gè)周期內(nèi)分別導(dǎo)通半個(gè)周期，且高低電平始終相反。同時(shí)，第一觸發(fā)器RS1的S端輸入高電平，第一觸發(fā)器RS1的Q端控制脈沖信號(hào)V_p1為高電平，主開關(guān)管S₁導(dǎo)通，第一觸發(fā)器RS1的Q端連接RS2的R端，續(xù)流開關(guān)管S₂關(guān)斷，電容電流I_ca上升，輸出電壓V_oa上升；當(dāng)輸出電壓V_oa與電容電流I_ca的疊加信號(hào)上升到控制信號(hào)V_e1時(shí)，第一觸發(fā)器RS1的R端輸入信號(hào)RR為高電平，第一觸發(fā)器RS1輸出的控制脈沖信號(hào)V_p1變?yōu)榈碗娖?，S₁斷開，電容電流I_ca下降，輸出電壓V_oa降低；當(dāng)電容電流I_ca下降到輸出電流I_oa時(shí)，第二觸發(fā)器RS2的S端輸入信號(hào)SS為高電平,第二觸發(fā)器RS2輸出的控制脈沖信號(hào)V_p2變?yōu)楦唠娖?，續(xù)流開關(guān)管S₂導(dǎo)通；a支路導(dǎo)通半個(gè)周期后，時(shí)鐘信號(hào)CLK再次輸出高電平，由于第三觸發(fā)器D的Q1輸出端與D端相連，第三觸發(fā)器D的Q1端控制脈沖信號(hào)V_pb為高電平，支路開關(guān)管S_b導(dǎo)通，b支路工作，開關(guān)管S₁及續(xù)流開關(guān)管S₂的控制脈沖信號(hào)V_p1和V_p2的產(chǎn)生方法與支路a工作時(shí)產(chǎn)生方法相似。

第一脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGR完成信號(hào)RR的產(chǎn)生和輸出：圖2示出，輸出電壓V_oa與電容電流I_ca的疊加信號(hào)高于控制信號(hào)V_e1時(shí)，第一比較器CMP1的輸出信號(hào)為高電平，反之，為低電平；輸出電壓V_ob與電容電流I_cb的疊加信號(hào)高于控制信號(hào)V_e2時(shí)，第二比較器CMP2的輸出信號(hào)為高電平，反之，為低電平；當(dāng)?shù)谝槐容^器CMP1的輸出信號(hào)和脈沖信號(hào)V_pa同時(shí)為高電平時(shí)，第一與門AND1開通，第二與門AND2被封鎖，第一或門OR1輸出信號(hào)RR為高電平；同樣，當(dāng)?shù)诙容^器CMP2的輸出信號(hào)和脈沖信號(hào)V_pb同時(shí)為高電平時(shí)，第二與門AND2開通，第一與門AND1被封鎖，第一或門OR1輸出信號(hào)RR為高電平。

第二脈沖信號(hào)產(chǎn)生器PGS完成信號(hào)SS的產(chǎn)生和輸出：圖3示出，電容電流I_ca信號(hào)低于輸出電流I_oa時(shí)，第三比較器CMP3的輸出信號(hào)為高電平，反之，為低電平；電容電流I_cb信號(hào)低于輸出電流I_ob時(shí)，第四比較器CMP4的輸出信號(hào)為高電平，反之，為低電平；當(dāng)?shù)谌容^器CMP3的輸出信號(hào)和脈沖信號(hào)V_pa同時(shí)為高電平時(shí)，第三與門AND3開通，第四與門AND4被封鎖，第二或門OR2輸出信號(hào)SS為高電平；同樣，當(dāng)?shù)谒谋容^器CMP4的輸出信號(hào)和脈沖信號(hào)V_pb同時(shí)為高電平時(shí)，第四與門AND4開通，第三與門AND3被封鎖，第二或門OR2輸出信號(hào)SS為高電平。

本例的開關(guān)變換器TD為PCCM單電感雙輸出Buck變換器。

用PSIM仿真軟件對(duì)本例的方法進(jìn)行時(shí)域仿真分析，結(jié)果如下。

圖5為本發(fā)明實(shí)施例一變換器在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，時(shí)鐘信號(hào)CLK、電感電流信號(hào)I_L、脈沖信號(hào)RR、脈沖信號(hào)SS及驅(qū)動(dòng)信號(hào)V_pa、V_pb、V_p1、V_p2之間的關(guān)系示意圖。從圖中可以看出，采用本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器可以工作在PCCM。

圖5的仿真條件為：輸入電壓V_in＝20V，a支路電壓基準(zhǔn)值V_ref1＝7V、b支路電壓基準(zhǔn)值V_ref2＝5V，電感L＝150μH(其等效串聯(lián)電阻為50mΩ)，電容C_oa＝C_ob＝470μF，電容等效串聯(lián)電阻R_ca＝R_cb＝100mΩ，負(fù)載電阻R_oa＝7Ω、R_ob＝5Ω，支路開關(guān)管開關(guān)頻率為20kHz，開關(guān)管S₁、S₂、S_a、S_b的等效寄生電阻為50mΩ，二極管D1、D2的導(dǎo)通壓降為0.4V，電容電流I_ca和I_cb的系數(shù)k1、k2均為0。

圖6為采用本發(fā)明和V-CRC控制的PCCM單電感雙輸出Buck變換器在輸入電壓突變時(shí)(輸入電壓V_in從20V→40V變化)，兩輸出支路輸出電壓的瞬態(tài)時(shí)域仿真波形。仿真條件與圖5一致。從圖中可以看出：采用本發(fā)明的開關(guān)變換器a、b輸出支路的輸出電壓V_oa、V_ob，在輸入電壓突變后，幾乎沒有調(diào)整過程便重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)；由此可見，本發(fā)明的PCCM單電感雙輸出Buck變換器輸入瞬態(tài)性能好，調(diào)節(jié)時(shí)間短，輸出電壓瞬態(tài)變化量很小，抗輸入波動(dòng)能力強(qiáng)。

圖7、圖8分別為采用本發(fā)明和V-CRC控制的PCCM單電感雙輸出Buck變換器在輸出支路a負(fù)載突變(輸出支路a的輸出電流I_oa從1A→0.5A變化)、輸出支路b負(fù)載突變(輸出支路b的輸出電流I_ob從0.5A→1A變化)時(shí)兩輸出支路輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖7、圖8的仿真條件與圖5一致。從圖中可以看出：采用本發(fā)明的PCCM單電感雙輸出Buck開關(guān)變換器，負(fù)載突變后的輸出電壓瞬態(tài)變化量小，調(diào)節(jié)時(shí)間很短，負(fù)載瞬態(tài)性能好，并且一條輸出支路負(fù)載突變對(duì)另一條輸出支路的交叉影響非常小。

圖9為采用本發(fā)明和V-CRC控制的PCCM單電感雙輸出Buck變換器的效率曲線圖。由圖9可知，當(dāng)負(fù)載功率較大時(shí)，兩種方法下變換器都具有較高的效率；隨著負(fù)載功率的減小，采用V-CRC控制的PCCM單電感雙輸出變換器的效率迅速大幅下降；而采用本發(fā)明的PCCM單電感雙輸出變換器在負(fù)載功率減小時(shí)效率一直維持在較高值，且有所提高。

如圖10為本發(fā)明的PCCM單電感雙輸出Buck變換器在輸出支路a負(fù)載突變時(shí)兩輸出支路輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。與圖5仿真條件不同之處在于：電容電流I_ca和I_cb的加權(quán)系數(shù)k1、k2均為0.2，輸出電容C_oa和C_ob的等效串聯(lián)電阻均為5mΩ。從圖中可以看出，加入電容電流后，當(dāng)輸出電容等效串聯(lián)電阻很小時(shí)，PCCM單電感雙輸出Buck變換器仍能穩(wěn)定工作，且基本不影響其負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)速度，兩條輸出支路間的交叉影響很小，具有很好的穩(wěn)定性。

實(shí)施例二

如圖11所示，本例與實(shí)施例一基本相同，不同之處是：本例控制的變換器TD為PCCM單電感雙輸出單端正激型變換器。

本發(fā)明除可用于以上實(shí)施例中的單電感雙輸出開關(guān)變換器外，也可用于PCCM單電感雙輸出半橋變換器、PCCM單電感雙輸出全橋變換器等多種多輸出電路拓?fù)渲小?/p>