本發(fā)明涉及創(chuàng)建用于控制三電平單相逆變器中的中性點(diǎn)電位的切換模式的方法。

背景技術(shù)：

圖11是示出單相NPC逆變器的結(jié)構(gòu)的例子的電路圖。單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯(lián)連接在直流電壓源的兩個端子之間，將兩個端子之間的直流電壓分成兩半，該分壓點(diǎn)是中性點(diǎn)；逆變器電路，具有多個開關(guān)并將直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制逆變器電路的開關(guān)的接通和斷開。

單相NPC逆變器能夠在每個臂輸出三個電平的電壓。作為用于控制每個臂輸出電壓的代表性調(diào)制法，已知單極調(diào)制法。在單極調(diào)制法中，如圖12中所示，提供了用于控制正電壓的上三角波載波信號Caryp和用于控制負(fù)電壓的下三角波載波信號Caryn。通過將三角波載波信號Caryp和Caryn與輸出電壓指令Vref進(jìn)行比較，并且通過此量值關(guān)系，生成用于開關(guān)(圖11中的S1u至S4u以及S1v至S4v)的選通信號。然后，通過控制開關(guān)S1u至S4u以及S1v至S4v的通/斷(ON/OFF)，能夠輸出三個電平的電壓。在圖11中，IGBT被用作開關(guān)S1u至S4u以及S1v至S4v，但可以用自消弧切換設(shè)備來代替。

作為與單相NPC逆變器相關(guān)的技術(shù)，在專利文獻(xiàn)1中公開。

然而，要求NPC逆變器控制圖11所示的中性點(diǎn)NP的電位。這是因為，如果不執(zhí)行中性點(diǎn)電位控制，則上臂的直流電壓Ea與下臂的直流電壓Eb不相等或不平衡并且因此輸出電壓Vout的失真增加。

在單相NPC逆變器的情況下，已經(jīng)提出了如專利文獻(xiàn)1中所公開的方法，其中在三角波載波信號Caryp和Caryn與輸出電壓指令Vref進(jìn)行一次比較之后，根據(jù)中性點(diǎn)電位來操作開關(guān)的通/斷信號。然而，這種方法具有以下問題(1)至(4)。

(1)操作復(fù)雜，并且需要具有快速計算處理性能的控制設(shè)備。結(jié)果是，控制設(shè)備的成本增加。

(2)由于在確定輸出電壓指令Vref之后操作開關(guān)信號，所以這種操作干擾如死區(qū)時間補(bǔ)償?shù)瓤刂崎_關(guān)定時的功能，并且因此控制操作容易變得不穩(wěn)定。

(3)在逆變器相互并聯(lián)連接的情況下，逆變器之間的切換定時相互不同步。由于逆變器之間的切換定時失去同步，容易在并聯(lián)連接的逆變器的輸出端子之間流過橫流電流(cross current)。

(4)例如，在如專利文獻(xiàn)2中公開的串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器以及如圖10中所示的逆變器那樣的逆變器相互串聯(lián)連接的情況下，不可能執(zhí)行控制使得切換定時相互不重疊。

以下對問題(4)進(jìn)行說明。例如，在NPC逆變器被應(yīng)用于如圖10中所示的串聯(lián)單元多路復(fù)用型逆變器的單相逆變器單元的情況下，為了抑制串聯(lián)單元多路復(fù)用型逆變器的輸出端子之間(例如，U端子與V端子之間)的浪涌電壓，控制相互串聯(lián)連接的單相逆變器單元的切換定時以使相互不重疊。專利文獻(xiàn)2公開了這種技術(shù)。

然而，如果為了控制NPC逆變器的中性點(diǎn)電位而改變在整個系統(tǒng)中被確定為相互不重疊的切換定時，則發(fā)生切換定時相互重疊的組合，并且這導(dǎo)致輸出浪涌電壓的增加。如果輸出浪涌電壓增加，則會導(dǎo)致如逆變器負(fù)載的絕緣惡化等不良影響。

另外，在需要控制圖10中所示那樣的多個NPC逆變器的系統(tǒng)中，存在主要執(zhí)行控制的計算處理設(shè)備和控制切換的計算處理設(shè)備互不相同的情況。當(dāng)NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制變得復(fù)雜時，這些計算處理設(shè)備之間的通信數(shù)據(jù)量增加，并且這要求高速且昂貴的通信模塊。

專利文獻(xiàn)

[專利文獻(xiàn)1]日本未審專利公開No.JPH06-261551

[專利文獻(xiàn)2]日本未審專利公開No.JP2006-109688

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

如上所述，挑戰(zhàn)或任務(wù)是在單相NPC逆變器中不改變切換定時的情況下控制直流電壓的中性點(diǎn)電位。

本發(fā)明是鑒于上述技術(shù)問題而做出的。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯(lián)連接于直流電壓源的兩個端子之間，將兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中分壓點(diǎn)是中性點(diǎn)；逆變器電路，具有多個開關(guān)并將直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制逆變器電路的開關(guān)的通/斷，該方法包括：在所述切換信號生成電路中，提供多個載波模式，所述多個載波模式是通過在三角波載波信號相互交叉的定時按每1/2周期劃分三角波載波信號而形成的；基于上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值，從這多個載波模式中選擇中性點(diǎn)電位得以平衡的載波模式；以及通過執(zhí)行將所選擇的載波模式與輸出電壓指令進(jìn)行比較的PWM操作來生成用于各開關(guān)的通/斷信號。

所述多個載波模式是載波模式A和載波模式B，所述載波模式A是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5，并且載波模式B是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。

所述多個載波模式是載波模式C和載波模式D，所述載波模式C是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且載波模式D是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯(lián)連接于直流電壓源的兩個端子之間，將兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中分壓點(diǎn)是中性點(diǎn)；逆變器電路，具有多個開關(guān)并將直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制逆變器電路的開關(guān)的通/斷，該方法包括：在切換信號生成電路中，通過比較輸出電壓指令與三角波載波信號的PWM操作來確定載波交叉定時信息和轉(zhuǎn)移后區(qū)域信息；以及利用載波交叉定時信息、轉(zhuǎn)移后區(qū)域信息、上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值來生成中性點(diǎn)電位得以平衡的用于各開關(guān)的通/斷信號。

根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供了一種包括多個單相逆變器單元的串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，其中單相逆變器單元包括單相NPC逆變器并且具有與中央控制處理設(shè)備通信的功能，該方法包括：通過利用根據(jù)權(quán)利要求1至4中任意一項所述的控制方法來控制各單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位。

根據(jù)本發(fā)明，能夠在單相NPC逆變器中在不改變切換定時的情況下控制直流電壓的中性點(diǎn)電位。

附圖說明

圖1是示出三角波載波信號和輸出電壓指令的時序圖。

圖2是示出三角波載波信號以及充電和放電區(qū)域的圖。

圖3是用于說明載波模式和充電-放電控制的圖。

圖4是示出根據(jù)實(shí)施例1的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖5是示出實(shí)施例1中的載波模式的圖。

圖6是示出根據(jù)實(shí)施例2的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖7是示出實(shí)施例2的載波模式的圖。

圖8是示出根據(jù)實(shí)施例3的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖9是示出根據(jù)實(shí)施例4的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖10是示出串聯(lián)單元多路復(fù)用型逆變器的單相逆變器單元的框圖。

圖11是示出單相NPC逆變器的例子的電路圖。

圖12是示出單極調(diào)制法中的各波形的時序圖。

具體實(shí)施方式

[原理說明]

圖1是示出單相NPC逆變器中的PWM載波的比較的時序圖。標(biāo)記Cary Up(粗線)表示U相的上臂三角波載波信號。標(biāo)記Cary Un(細(xì)線)表示U相的下臂三角波載波信號。標(biāo)記Cary Vp(虛線)表示V相的上臂三角波載波信號。標(biāo)記Cary Vn(點(diǎn)劃線)表示V相的下臂三角波載波信號。標(biāo)記Vref(正弦波形)表示輸出電壓指令。標(biāo)記Vout(脈動波形)表示輸出電壓。

在此，U相上臂三角波載波信號Cary Up與V相上臂三角波載波信號Cary Vp的相位差是180°，U相下臂三角波載波信號Cary Un與V相下臂三角波載波信號Cary Vn的相位差是180°，并且使用一個輸出電壓指令Vref。此時的輸出電壓Vout的波形在相位方面示出三個電平，并且在線電壓方面示出五個電平。

表1示出了輸出電壓Vout、各相的切換狀態(tài)和基于輸出電流的直流電壓Ea和直流電壓Eb的充電/放電狀態(tài)。在此，直流電壓Ea和直流電壓Eb對應(yīng)于圖11中所示的電壓。輸出電流Iout從U相流出的方向被設(shè)定為正方向。如果電流方向變?yōu)橄喾捶较颍瑒t充電/放電特性反轉(zhuǎn)。

[表格1]

圖2示出了在由三角波載波信號Cary Up、Cary Un和Cary Vp、Cary Vn形成的區(qū)域中存在輸出電壓指令Vref的情況下的直流電壓Ea和直流電壓Eb的充電/放電特性。區(qū)域的名稱對應(yīng)于表1中所示的那些。在此應(yīng)注意的是，由三角波載波信號Cary Up、Cary Un和Cary Vp、Cary Vn限定的區(qū)域中的充電/放電特性由電流的方向唯一地或意義明確地確定。

在此，如圖3中所示，關(guān)注于按每1/2周期被劃分的三角波載波信號的范圍。通過利用以下事實(shí)，能夠切換相應(yīng)范圍內(nèi)的載波波形：在各個控制時段的兩端，U相上臂三角波載波信號Cary Up和V相上臂三角波載波信號Cary Vp相互交叉或者U相下臂三角波載波信號Cary Un和V相下臂三角波載波信號Cary Vn相互交叉。

因此，通過根據(jù)直流電壓Ea和直流電壓Eb的狀態(tài)以及電流方向在作為按每1/2周期來劃分的模式(以下稱為載波模式)的載波波形之間進(jìn)行切換，能夠控制上臂直流電壓Ea和下臂直流電壓Eb之間的平衡。

例如，在圖4中，當(dāng)在電壓指令為正(使用上三角波載波信號Cary Up和Cary Vp)的狀態(tài)下直流電壓Ea高于直流電壓Eb的情況下，需要使直流電壓Ea放電或?qū)χ绷麟妷篍b充電。因此，通過采用許多模式A(用于使Ea放電)，能夠增加直流電壓Ea被放電的比率，由此將直流電壓Ea和直流電壓Eb控制到平衡的方向。

在此，總結(jié)本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)。

(1)通過選擇載波模式，能夠執(zhí)行中性點(diǎn)電位的平衡控制。

(2)基本電壓切換模式不改變(切換定時不改變)。

因此，在“技術(shù)領(lǐng)域”中被描述為技術(shù)問題的對控制切換定時的功能的干擾、在逆變器相互并聯(lián)連接的情況下的定時偏差以及在逆變器相互串聯(lián)連接的情況下的切換定時的重疊在應(yīng)用本控制之前和之后完全不改變。因此，能夠容易地將本發(fā)明應(yīng)用于現(xiàn)有技術(shù)的控制。

在以下的說明中，將參照圖4至10說明根據(jù)本發(fā)明的單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位的控制方法的實(shí)施例1至4。

[實(shí)施例1]

在實(shí)施例1中，在單相NPC逆變器中，從如圖3所示的現(xiàn)有技術(shù)的三角波載波信號中提取或選擇兩種類型的載波模式，并且基于中性點(diǎn)電位的平衡狀態(tài)、輸出電流的方向和輸出電壓指令Vref的范圍來選擇要使用的載波模式。執(zhí)行將該選擇的載波模式與輸出電壓指令Vref進(jìn)行比較的PWM操作(或PWM處理)，然后生成開關(guān)信號。

圖4是示出根據(jù)實(shí)施例1的單相NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。如圖4中所示，減法器1從直流電壓Ea減去直流電壓Eb，并將差值Ea－Eb輸出到切換模式選擇處理部2。切換模式選擇處理部2基于直流電壓之差Ea－Eb、輸出電壓指令Vref和輸出電流檢測值來選擇載波模式A和載波模式B之一，并執(zhí)行開關(guān)3的切換操作。

開關(guān)3通過來自切換模式選擇處理部2的切換信號將載波模式A和載波模式B之一的三角波載波信號輸出到PWM處理部4。PWM處理部4將從開關(guān)3輸出的三角波載波信號與輸出電壓指令Vref進(jìn)行比較，并生成開關(guān)信號S1u、S2u、S3u、S4u、S1v、S2v、S3v和S4v。

表2示出了根據(jù)輸出電壓指令Vref的正負(fù)、直流電壓之差Ea－Eb以及電流的正負(fù)的載波模式。如表2中所示，能夠基于輸出電壓指令Vref的正負(fù)、直流電壓之差Ea－Eb的正負(fù)以及電流的正負(fù)來選擇載波模式A或載波模式B，由此控制直流電壓Ea和Eb的充放電。

[表2]

在載波模式A中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。

在載波模式B中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。

以這種方式，能夠在不改變輸出電壓的切換定時的情況下控制中性點(diǎn)電位。

根據(jù)實(shí)施例1的NPC單相逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，能夠在不改變切換定時的情況下以簡單的方法控制NPC逆變器中的中性點(diǎn)電位。這導(dǎo)致控制設(shè)備的低成本和尺寸減小。另外，能夠在不需要由外部設(shè)備進(jìn)行的中性點(diǎn)平衡控制的情況下僅通過單相NPC逆變器來進(jìn)行中性點(diǎn)電位控制。

此外，在單相NPC逆變器相互并聯(lián)連接的情況下，能夠容易地使并聯(lián)連接的逆變器之間的切換定時同步。這使得并聯(lián)連接的逆變器的輸出端子之間的橫流電流減小。

在NPC逆變器相互串聯(lián)連接的情況下，能夠容易地避免串聯(lián)連接的逆變器之間的切換定時的重疊。這使得串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器的輸出浪涌電壓降低。

[實(shí)施例2]

當(dāng)考慮三角波載波信號的所有載波模式時，給出圖5中所示的四種模式。在此，當(dāng)分別用模式C和模式D來替換表2中的模式A和模式B時，獲得表3。

[表3]

在載波模式C中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。

在載波模式D中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。

在實(shí)施例2中，通過在單相NPC逆變器中使用圖5中所示的載波模式C和D，基于中性點(diǎn)電位的平衡狀態(tài)和輸出電流Iout的方向來選擇要使用的三角波載波信號的載波模式。執(zhí)行將這個選擇的三角波載波信號的載波模式與輸出電壓指令Vref進(jìn)行比較的PWM操作，然后生成開關(guān)信號S1u、S2u、S3u、S4u、S1v、S2v、S3v和S4v。

圖6示出了根據(jù)實(shí)施例2的單相NPC逆變器的切換信號生成電路。通過用載波模式C和載波模式D來代替實(shí)施例1中的載波模式A和載波模式B，獲得實(shí)施例2中的單相NPC逆變器的切換信號。在實(shí)施例2中，不需要將輸出電壓指令Vref輸入到切換模式選擇處理部2。其它結(jié)構(gòu)與圖4中的相同。

因此，由于載波模式在輸出電壓指令Vref的正與負(fù)之間是相同的，所以不需要基于輸出電壓指令Vref來切換載波模式。這是相對于使用模式A和模式B的實(shí)施例1的優(yōu)點(diǎn)。

以這種方式，能夠在不改變輸出電壓Vout的切換定時的情況下控制中性點(diǎn)電位。

根據(jù)實(shí)施例2中的電力轉(zhuǎn)換設(shè)備，獲得與實(shí)施例1相同的效果。另外，通過使用載波模式C和D，能夠采用不取決于輸出電壓指令Vref的模式配置，因此與實(shí)施例1相比，可以簡化控制單元的結(jié)構(gòu)。

[實(shí)施例3]

實(shí)施例1和2示出了在執(zhí)行比較輸出電壓指令Vref與三角波載波信號的PWM操作之前選擇模式的情況。然而，存在根據(jù)系統(tǒng)配置而期望在執(zhí)行PWM操作之后切換充電/放電特性的情況。實(shí)施例3是實(shí)現(xiàn)這種方法的實(shí)施例。

圖8是示出根據(jù)實(shí)施例3的單相NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。在實(shí)施例3中，如圖8中所示，首先，PWM處理部4將載波模式與輸出電壓指令Vref進(jìn)行比較，并且生成指示區(qū)域轉(zhuǎn)移發(fā)生的定時的定時信息(指示正常三角波載波信號和輸出電壓指令的交叉定時：載波交叉定時)以及轉(zhuǎn)移后的區(qū)域信息(如+2E、+E、0、-E和-2E這五種類型)(轉(zhuǎn)移后區(qū)域信息)。

[表4]

隨后，切換模式選擇處理部2通過使用指示區(qū)域轉(zhuǎn)移的定時的定時信息(載波交叉定時信息)、轉(zhuǎn)移后的區(qū)域信息、輸出電流檢測值Iout和從減法器1輸出的上臂直流電壓Ea與下臂直流電壓Eb之差Ea－Eb，基于表4中所示的切換模式來生成開關(guān)信號S1u至S4u以及S1v至S4v。

根據(jù)實(shí)施例3中的單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，能夠以與實(shí)施例1和實(shí)施例2相同的方式控制中性點(diǎn)電位。

另外，實(shí)施例3適于輸出電流Iout的檢測傳感器、上臂直流電壓Ea的檢測傳感器和下臂直流電壓Eb的檢測傳感器在位置上遠(yuǎn)離PWM處理部4并且在位置上靠近切換模式選擇處理部2的設(shè)備。這是因為每個傳感器與切換模式選擇處理部2之間的布線距離短，并且因此該設(shè)備易于制造并且提高了抗噪性。

[實(shí)施例4]

在如專利文獻(xiàn)2中所示的串聯(lián)單元多路復(fù)用型逆變器那樣多個單相逆變器單元相互串聯(lián)連接的情況下，如圖9中所示，需要向中央控制處理設(shè)備5和各單相逆變器單元6的控制處理設(shè)備指派或分配角色或功能。例如，在中央控制處理設(shè)備5執(zhí)行PWM操作和輸出電流Iout的檢測并且各單相逆變器單元6執(zhí)行直流電壓Ea和Eb的檢測的情況下，根據(jù)單相逆變器單元6的直流電壓Ea和Eb的檢測值被周期性地發(fā)送到中央控制處理設(shè)備。這導(dǎo)致通信量的增加，并且造成系統(tǒng)通信的故障。

因此，當(dāng)在不返回這種信息的情況下來構(gòu)造系統(tǒng)時，構(gòu)造如圖9中所示的系統(tǒng)。通過應(yīng)用實(shí)施例3，通過在中央控制處理設(shè)備5中設(shè)置發(fā)送處理部7并在單相逆變器單元6中設(shè)置接收處理部8來構(gòu)造該系統(tǒng)。

圖10示出了圖9的系統(tǒng)被應(yīng)用于串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器的結(jié)構(gòu)。

圖10中的單相逆變器單元6由將三相交流電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓的二極管整流器9、圖1中所示的單相NPC逆變器10和設(shè)置于單相NPC逆變器的切換信號生成電路11構(gòu)成。在此，二極管整流器9可以用使用自滅弧切換設(shè)備的PWM轉(zhuǎn)換器來代替。

在圖9和10中所示的結(jié)構(gòu)中，由于單相逆變器單元6檢測上臂直流電壓Ea和下臂直流電壓Eb，所以在中央控制處理設(shè)備5和單相逆變器單元6之間不發(fā)送和接收該檢測信息。因此，減少了通信量。因此，不需要使用高速且昂貴的通信模塊，由此降低了成本。

串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器不限于圖9中所示的控制結(jié)構(gòu)?？梢詫?shí)施例1和2中的控制結(jié)構(gòu)應(yīng)用于串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器的單相逆變器單元。在這種情況下，在圖4和6中，中央控制處理設(shè)備向各單相逆變器單元發(fā)送輸出電壓指令和輸出電流的檢測值，并且其它元件(如切換模式選擇處理部2)被設(shè)置于單相逆變器單元。

雖然僅詳細(xì)說明了本發(fā)明的上述實(shí)施例，然而對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說顯而易見的是，在屬于本發(fā)明的技術(shù)范圍內(nèi)的修改和等同物是可能的。并且，當(dāng)然，這些修改和等同物屬于權(quán)利要求的范圍。

圖10示出了單相逆變器單元的數(shù)量對于每一相為六并且相數(shù)為三的結(jié)構(gòu)的例子。當(dāng)然，實(shí)施例4的發(fā)明可以應(yīng)用于具有任何其它數(shù)量的單相逆變器單元和任何其它數(shù)量的相的串聯(lián)單元多路復(fù)用型逆變器。

權(quán)利要求書(按照條約第19條的修改)

1.一種單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯(lián)連接于直流電壓源的兩個端子之間，將所述兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中，分壓點(diǎn)是中性點(diǎn)；逆變器電路，具有多個開關(guān)并將所述直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制所述逆變器電路的所述開關(guān)的通/斷，該方法包括：

在所述切換信號生成電路中，

提供多個載波模式，所述多個載波模式是通過在三角波載波信號相互交叉的定時按每1/2周期劃分所述三角波載波信號而形成的；

基于上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值，從所述多個載波模式中選擇中性點(diǎn)電位得以平衡的載波模式；以及

通過執(zhí)行將所選擇的載波模式與輸出電壓指令進(jìn)行比較的PWM操作，生成用于各開關(guān)的通/斷信號。

2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，其中，

所述多個載波模式是載波模式A和載波模式B，

所述載波模式A是如下模式：其中，U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0減小到－0.5，并且

所述載波模式B是如下模式：其中，所述U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，所述V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0增加到0.5，所述U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的后所述1/4周期中從0減小到－0.5，并且所述V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5。

3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，其中，

所述多個載波模式是載波模式C和載波模式D，

所述載波模式C是如下模式：其中，U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0減小到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且

所述載波模式D是如下模式：其中，所述U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，所述V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0增加到0.5，所述U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且所述V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0減小到－0.5。

4.一種單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯(lián)連接于直流電壓源的兩個端子之間，將所述兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中分壓點(diǎn)是中性點(diǎn)；逆變器電路，具有多個開關(guān)并將直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制所述逆變器電路的所述開關(guān)的通/斷，所述方法包括：

在所述切換信號生成電路中，

通過比較輸出電壓指令與載波模式的PWM操作，確定載波交叉定時信息和轉(zhuǎn)移后區(qū)域信息，其中所述載波模式是通過在三角波載波信號相互交叉的定時按每1/2周期劃分三角波載波信號而形成的；以及

利用載波交叉定時信息、轉(zhuǎn)移后區(qū)域信息、上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值，生成中性點(diǎn)電位得以平衡的用于各開關(guān)的通/斷信號。

5.一種包括多個單相逆變器單元的串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器的中性點(diǎn)電位控制方法，所述單相逆變器單元包括單相NPC逆變器并且具有與中央控制處理設(shè)備通信的功能，所述方法包括：

通過利用根據(jù)權(quán)利要求1至4中任意一項所述的控制方法來控制各單相NPC逆變器的中性點(diǎn)電位。

6.一種使用根據(jù)權(quán)利要求1至4中任意一項所述的中性點(diǎn)電位控制方法的單相NPC逆變器。

7.一種串聯(lián)單元多路復(fù)用逆變器，包括：

單相逆變器單元，包括使用根據(jù)權(quán)利要求5所述的中性點(diǎn)電位控制方法的單相NPC逆變器。