本發(fā)明涉及一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器及其控制方法，屬于隔離、微型逆變器，其利用增加的輔助電路來實現(xiàn)低頻電流紋波的抑制。

背景技術(shù)：

在新能源及其它分布式發(fā)電系統(tǒng)中，為獲得負(fù)載所需的高壓交流電，逆變器一般都帶有前級直流變換器。對于這種系統(tǒng)，輸出功率中含有的兩倍輸出頻率功率脈動反饋到直流輸入側(cè)表現(xiàn)為低頻電流紋波，影響蓄電池、燃料電池等輸入源的使用壽命，嚴(yán)重時會影響直流輸入電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性。傳統(tǒng)方法采用大電解電容來平衡功率脈動，從而達(dá)到抑制電流紋波的目的，然而電解電容壽命有限，限制了逆變器的整體壽命。近年來，出現(xiàn)了很多緩沖功率脈動的方法，特別是通過增加額外的輔助電路可以實現(xiàn)直流輸入側(cè)電流紋波的抑制。Fukushima K，Norigoe I，Shoyama M，et al，“Input current-ripple consideration for the pulse-link DC-AC converter for fuel cells by small series LC circuit”，Proceedings of IEEE 24th Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition，2009：447-451提出了通過加入LC串聯(lián)諧振電路，并將其諧振頻率設(shè)計為兩倍輸出頻率的方案，如附圖1所示，有效的抑制了直流輸入側(cè)電流紋波，但所需的電感值和電容值都比較大，嚴(yán)重降低系統(tǒng)的功率密度，且限制了系統(tǒng)的使用壽命。Kwon J，Kim E，Kwon B，Nam K，“High-Efficiency Fuel Cell Power Conditioning System With Input Current Ripple Reduction”，IEEE Transaction on Industry Electronics，2009，56(3)：826-834利用電力電子變換器的高頻特性，控制主功率管的占空比，在實現(xiàn)電壓變換所需的占空比基礎(chǔ)上再加上一個變化的占空比量來抑制輸入側(cè)電流紋波，提高燃料電池的利用率，如附圖2所示，但該方案控制精度要求高，且控制算法復(fù)雜。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于針對上述逆變器所存在的技術(shù)缺陷提供一種漏感能量回饋型紋波 抑制逆變器及其控制方法，既實現(xiàn)了電能變換，又抑制了直流輸入側(cè)低頻電流紋波，并為變壓器漏感能量提供回饋通路。

本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案：

一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器包括直流電源、輸入電容、原邊開關(guān)管、隔離變壓器、副邊開關(guān)管、中間直流母線電容、結(jié)構(gòu)相同的第一逆變橋臂和第二逆變橋臂以及濾波電路；其中隔離變壓器原邊繞組同名端分別接直流電源正極和輸入電容的輸入端，隔離變壓器原邊繞組的異名端接原邊開關(guān)管的集電極，原邊開關(guān)管的發(fā)射極分別接直流電源的負(fù)極和輸入電容的輸出端；每個逆變橋臂都包括二個開關(guān)管，第一開關(guān)管的集電極作為逆變橋臂的正輸入端，第一開關(guān)管的發(fā)射極與第二開關(guān)管的集電極連接構(gòu)成逆變橋臂的輸出端，第二開關(guān)管的發(fā)射極作為逆變橋臂的負(fù)輸入端；副邊開關(guān)管的發(fā)射極、中間直流母線電容的輸入端和逆變橋臂的正輸入端連接，逆變橋臂的負(fù)輸入端、中間直流母線電容的輸出端和隔離變壓器副邊繞組的同名端連接，隔離變壓器副邊繞組的異名端接副邊開關(guān)管的集電極；第一逆變橋臂和第二逆變橋臂的輸出端接濾波電路；還包括由輔助開關(guān)管、輔助二極管和輔助電容構(gòu)成的輔助電路，其中輔助開關(guān)管包括兩個開關(guān)管，輔助二極管包括兩個二極管，第一輔助二極管的陰極分別接直流電源正極和第一輔助開關(guān)管的發(fā)射極，第一輔助二極管的陽極分別接第二輔助開關(guān)管的發(fā)射極和輔助電容的輸出端，輔助電容的輸入端分別接第一輔助開關(guān)管的集電極和第二輔助二極管的陰極，第二輔助二極管的陽極、第二輔助開關(guān)管的集電極和原邊開關(guān)管的集電極相連接。

一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器的控制方法，其中，逆變橋臂的控制方法為傳統(tǒng)單級性PWM調(diào)制；還包括以下步驟：

步驟A，檢測輔助電容電壓信號，中間直流母線電壓信號，逆變橋臂的輸入電流信號；

步驟B，將步驟A得到的輔助電容電壓信號經(jīng)過低通濾波器，獲得其直流分量；

步驟C，計算輔助電容電壓參考信號與輔助電容電壓信號直流分量的差值；

步驟D，將步驟C得到的電壓差值用PI控制器進行調(diào)節(jié)，獲得輔助電容電壓擾動信號；

步驟E，計算中間直流母線電壓參考信號與中間直流母線電壓信號的差值；

步驟F，將步驟E得到的電壓差值用PI控制器進行調(diào)節(jié)，獲得中間直流母線電壓擾動信號；

步驟G，將步驟A得到的中間直流母線電壓信號和逆變橋臂的輸入電流信號，步驟D得到的輔助電容電壓擾動信號，步驟F得到的中間直流母線電壓擾動信號輸入電流基準(zhǔn)生成模塊，獲得原邊電流參考信號和副邊電流參考信號；

步驟H，將步驟G得到的原邊電流參考信號和副邊電流參考信號輸入調(diào)制波生成模塊，獲得第一、第二、第三調(diào)制波信號；

步驟I，將前述第一、第二調(diào)制波信號分別輸入PWM控制電路，獲得第一、第二邏輯信號；

步驟J，將步驟H得到的第三調(diào)制波信號輸入過零比較器，獲得第三邏輯信號；

步驟K，將前述第一邏輯信號輸入邏輯電路，在邏輯電路中先經(jīng)過邏輯非門后，再經(jīng)過邏輯非門，得到原邊開關(guān)管的控制信號；

將前述第一、第二、第三邏輯信號分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第一、第二邏輯信號經(jīng)過邏輯異或門，第三邏輯信號經(jīng)過邏輯非門后，再一起接入邏輯與門，得到第一、第二輔助開關(guān)管的控制信號；

將前述第一、第二、第三邏輯信號分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第一、第二邏輯信號經(jīng)過邏輯異或門后，和第三邏輯信號一起接入邏輯與門，然后和第一邏輯信號、第一輔助開關(guān)管的控制信號一起接入邏輯或非門，得到副邊開關(guān)管的控制信號；

有益效果：

本發(fā)明披露了一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器及其控制方法，其抑制了直流電源輸入側(cè)低頻紋波電流，能延長系統(tǒng)的使用壽命，并為變壓器漏感能量提供回饋通路。本發(fā)明與原有技術(shù)相比的主要技術(shù)特點是，通過在反激變換器原邊加入輔助電路來處理功率脈動，輔助電容上電壓呈現(xiàn)二倍頻波動，而輸入電流基本不含有低頻紋波，從而直流輸入側(cè)可以避免使用體積大、可靠性低的電解電容，并通過回收變壓器漏感中的能量進一步提高逆變器的性能和效率。

附圖說明

附圖1是加入LC串聯(lián)諧振電路的逆變器電路結(jié)構(gòu)示意圖。

附圖2是一種抑制輸入電流紋波的功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。

附圖3是本發(fā)明的一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器主電路及其控制方法的結(jié)構(gòu)示意圖。

附圖4是本發(fā)明的一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器進一步等效電路圖。

附圖5是本發(fā)明的一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器主要工作波形示意圖。

附圖6～附圖10是本發(fā)明的一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器的各開關(guān)模態(tài)示意圖。

附圖11是本發(fā)明應(yīng)用于輸出電壓220V/50Hz場合下模式I時電流仿真波形。

附圖12是本發(fā)明應(yīng)用于輸出電壓220V/50Hz場合下模式II時電流仿真波形。

附圖13是本發(fā)明應(yīng)用于輸出電壓220V/50Hz場合下輸入電流、輔助電容電壓、副邊電流及輸出電壓的仿真波形。

上述附圖中的主要符號名稱：V_i、電源電壓。C_i、輸入電容。S_p1、S_p2、均為原邊開關(guān)管。S_s、副邊開關(guān)管。S_x1、S_x2、均為輔助開關(guān)管。D_sp1、D_sp2、D_sx1、D_sx2、D_s1～D_s4、均為體二極管。D_x1、D_x2、均為輔助二極管。D₁、D₂、均為整流二極管。C_x、C_x1、C_x2、均為輔助電容。C₁、C₂、升壓電容。T、隔離變壓器。N₁、N_p1、N_p2、隔離變壓器原邊繞組。N₂、隔離變壓器副邊繞組。L_b、Boost升壓電感。L_x1、L_x2、均為輔助電感。L_m、隔離變壓器激磁電感。L_lk、隔離變壓器漏感。C_dc、中間直流母線電容。S₁～S₄、均為功率開關(guān)管。L_f、濾波電感。C_f、濾波電容。R_L、負(fù)載。V_dc、中間直流母線電壓。v_x、輔助電容電壓。Grid、電網(wǎng)。v_o、輸出電壓。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對發(fā)明的技術(shù)方案進行詳細(xì)說明：

附圖3是一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器主電路及其控制方法的結(jié)構(gòu)示意圖。由直流電源V_i、輸入電容1、原邊開關(guān)管2、隔離變壓器3、副邊開關(guān)管4、中間直流母線電容5、兩個逆變橋臂6和7、濾波電路8、輔助開關(guān)管9、輔助二極管10及輔助電容11組成。S_p是原邊開關(guān)管，C_i是輸入電容，S_x1、S_x2是輔助開關(guān)管，D_x1、D_x2是輔助二極管，C_x是輔助電容，T是隔離變壓器，S_s是副邊開關(guān)管，C_dc是中間直流母線電容，S₁～S₄是功率開關(guān)管，L_f是輸出濾波電感，C_f是輸出濾波電容，R_L為負(fù)載。由于隔離變壓器類似于一個具有特定激磁電感的理想變壓器，為了便于分析，可將附圖3等效為附圖4所示的電路。本逆變器由加入輔助電路的反激式直流變換器和傳統(tǒng)的單相全橋逆變器構(gòu)成，單相全橋逆變器采用SPWM控制，開關(guān)管S₁和S₃組成全橋逆變器的第一逆變橋臂，開關(guān)管S₂和S₄組成全橋逆變器的第二逆變橋臂。

檢測輔助電容電壓信號v_x，中間直流母線電壓信號V_dc，逆變橋臂的輸入電流信號i_inv；將輔助電容電壓信號v_x經(jīng)過低通濾波器，獲得其直流分量V_x；計算輔助電容電壓參考信號V_x-ref與輔助電容電壓信號直流分量V_x的差值ΔV_x；將電壓差值ΔV_x用PI控制器進行調(diào)節(jié)，獲得輔助電容電壓擾動信號；計算中間直流母線電壓參考信號V_do-ref與中間直流母線電壓信號V_dc的差值ΔV_dc；將電壓差值ΔV_dc用PI控制器進行調(diào)節(jié)，獲得中間直流母線電壓擾動信號；將中間直流母線電壓信號V_dc、逆變橋臂的輸入電流信號i_inv、輔助電容電壓擾動信號和中間直流母線電壓擾動信號輸入電流基準(zhǔn)生成模塊，獲得原邊電流參考信號I_1-ref和副邊電流參考信號i_2-ref；將原邊電流參考信號I_1-ref和副邊電流參考信號i_2-ref輸入調(diào)制波生成模塊，獲得第一調(diào)制波信號M₁、第二調(diào)制波信號M₂和第三調(diào)制波信號M₃；將第一調(diào)制波信號M₁和第二調(diào)制波信號M₂分別輸入PWM控制電路，獲得第一邏輯信號C₁和第二邏輯信號C₂；將第三調(diào)制波信號M₃輸入過零比較器，獲得第三邏輯信號C₃；將第一邏輯信號C₁輸入邏輯電路，在邏輯電路中先經(jīng)過邏輯非門后，再經(jīng)過邏輯非門，得到原邊開關(guān)管的控制信號S_p；將第一邏輯信號C₁、第二邏輯信號C₂和第三邏輯信號C₃分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第一邏輯信號C₁和第二邏輯信號C₂經(jīng)過邏輯異或門，第三邏輯信號C₃經(jīng)過邏輯非門后，再一起接入邏輯與門，得到第一、第二輔助開關(guān)管的控制信號S_x1/S_x2；將第一邏輯信號C₁、第二邏輯信號C₂和第三邏輯信號C₃分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第一邏輯信號C₁和第二邏輯信號C₂經(jīng)過邏輯異或門后，和第三邏輯信號C₃一起接入邏輯與門，然后和第一邏輯信號C₁、第一輔助開關(guān)管的控制信號S_x1一起接入邏輯或非門，得到副邊開關(guān)管的控制信號S_s；

下面以附圖4所示的等效后的主電路結(jié)構(gòu)，結(jié)合附圖5～附圖10敘述本發(fā)明的具體工作原理，其中只對直流變換器工作模態(tài)進行分析，而單相全橋逆變器的工作原理不再贅述。由于直流電源提供的輸入功率是恒定的，而輸出功率是包含二次紋波的脈動量，根據(jù)輸入功率與瞬時輸出功率的大小把電路的工作模式分為兩種，當(dāng)輸入功率大于瞬時輸出功率時，電路工作于模式I狀態(tài)，當(dāng)輸入功率小于瞬時輸出功率時，電路工作于模式II狀態(tài)。由附圖5可知逆變器工作于模式I或者模式II時，一個開關(guān)周期均有4種開關(guān)模態(tài)，模式I時：[t_I0-t_I1]、[t_I1-t_I2]、[t_I2-t_I3]、[t_I3-t_I4]，模式II時：[t_II0-t_II1]、[t_II1-t_II2]、[t_II2-t_II3]、[t_II3-t_II4]，為便于分析此處定義：[t_I0-t_I1]和[t_II0-t_II1]為[t₀-t₁]，[t_I1-t_I2]和[t_II1-t_II2]為[t₁-t₂]，[t_I2-t_I3]和[t_II2-t_II3]為[t₂-t₃]，[t_I3-t_I4]和[t_II3-t_II4]為[t₃-t₄]，其中，在[t₀-t₁]、[t₂-t₃]、[t₃-t₄]時刻內(nèi)，模式I與模式II的工作模態(tài)相同，僅在[t₁-t₂]時刻內(nèi)不同。下面對各開關(guān) 模態(tài)的工作情況進行具體分析。

在分析之前，先作如下假設(shè)：①中間直流母線電壓V_dc為定值；②所有功率器件均為理想的；③隔離變壓器原副邊匝比為：N₁∶N₂＝1∶n。

1.開關(guān)模態(tài)1[t₀-t₁][對應(yīng)于附圖6]

t₀時刻，原邊開關(guān)管S_p開通，變壓器激磁電感L_m開始儲能，原邊電流i_p從零開始線性上升。此階段，i₁＝i_p。t₁時刻，電流i₁到達(dá)參考值I_1-ref，此時關(guān)斷開關(guān)管S_p，該模態(tài)結(jié)束。電流i₁的高頻分量流過輸入電容C_i，所以輸入電流I_i為一直流量。

第一調(diào)制波信號M₁可表示為：

其中，T_s為開關(guān)周期。

2.開關(guān)模態(tài)2[t₁-t₂][對應(yīng)于附圖7、8]

此階段可以分為模式I和模式II兩種不同的情況。

電路工作于模式I(對應(yīng)于附圖7)：t₁時刻，開關(guān)管S_p關(guān)斷，變壓器激磁電感電流經(jīng)輔助二極管D_x1、輔助電容C_x及輔助二極管D_x2續(xù)流，變壓器激磁電感承受反向電壓，由于變換器的開關(guān)頻率高，在一個開關(guān)周期內(nèi)輔助電容電壓可看作為定值，原邊電流i_p線性下降，當(dāng)其下降到到參考值i_p-ref時(i_p-ref＝ni_2-ref)，副邊開關(guān)管S_s開通，輔助二極管D_x1、D_x2因承受反向電壓而截止，此模態(tài)結(jié)束。

電路工作于模式II(對應(yīng)于附圖8)：t₁時刻，同時開通輔助開關(guān)管S_x1和S_x2，變壓器激磁電感承受輔助電容上的正向電壓，原邊電流i_p繼續(xù)線性上升，當(dāng)其上升到參考值i_p-ref時，輔助開關(guān)管S_x1和S_x2同時關(guān)斷，此模態(tài)結(jié)束。

第二調(diào)制波信號M₂可表示為：

第三調(diào)制波信號M₃可表示為：

M₃＝I_1-ref-ni_2-ref (3)

3.開關(guān)模態(tài)3[t₂-t₃][對應(yīng)于附圖9]

t₂時刻，開通副邊開關(guān)管S_s，由于變壓器副邊折算到原邊的電壓小于輔助電容上的電壓，輔助二極管承受反向電壓截止，變壓器激磁電感向負(fù)載提供能量，同時直流母線 電容儲能。此階段內(nèi)，電流i₂由副邊電流參考值i_2-ref線性下降到零。

4.開關(guān)模態(tài)4[t₃-t₄][對應(yīng)于附圖10]

t₃時刻，電流i₂下降到零。此階段內(nèi)，副邊開關(guān)管S_s依然導(dǎo)通，但已沒有電流流過，中間直流母線電容提供輸出功率。t₄時刻，副邊開關(guān)管S_s關(guān)斷，此工作模態(tài)結(jié)束，并且該開關(guān)周期結(jié)束，進入下一個開關(guān)周期。

圖11、圖12和圖13是本發(fā)明應(yīng)用于輸出電壓220V/50Hz場合下的仿真波形。由仿真波形可以看出，通過引入輔助電路能夠進一步調(diào)整隔離變壓器的電流波形，使得逆變器交流輸出側(cè)產(chǎn)生的脈動功率被有效的吸收，從而抑制了逆變器直流電源輸入側(cè)低頻電流紋波。

從以上的描述可以得知，本發(fā)明提出的一種漏感能量回饋型紋波抑制逆變器及其控制方法具有以下幾方面的優(yōu)點：

1)增加的輔助電路有效的抑制了輸出脈動功率引起的直流電源側(cè)低頻電流紋波，避免使用體積大、可靠性低的電解電容。

2)電路控制簡單，易實現(xiàn)，無需采樣變壓器原副邊電流。

3)隔離變壓器漏感中能量回饋到輔助電容中，進一步提高了逆變器的性能和效率。