低功耗直流-直流轉換器的制造方法
【專利摘要】本實用新型公開了一種低功耗直流-直流轉換器，其包括輸出電路、分壓電路、反饋控制電路。所述反饋控制電路包括基準電壓發(fā)生器、誤差放大器、低功耗振蕩器、PWM發(fā)生器和邏輯驅動電路。所述低功耗振蕩器包括電容、第一場效應晶體管、第二場效應晶體管、第三場效應晶體管、第四場效應晶體管、反相器。該振蕩器的功耗非常低，從而可以降低整個直流-直流轉換器的功耗。
【專利說明】低功耗直流-直流轉換器
【【技術領域】】
[0001]本實用新型涉及電源轉換領域，特別是涉及一種低功耗直流-直流轉換器。
【【背景技術】】
[0002]DC/DC(直流-直流)轉換器是一種常見的、應用廣泛的電源管理電路。目前的電子產品，比如筆記本、手機、MP3中都采用了這種DC-DC轉換器。DC/DC(直流-直流)轉換器通常是將一種輸入電壓轉換成另一種輸出電壓。然而，很多情況下，可以存在多輸入電壓，比如鋰電池電壓、充電適配器的電壓等，在現有技術中有時為每種輸入電壓都設計一款單獨的DC-DC轉換器，這樣的設計成本很高。
[0003]另外，在一些應用中，比如筆記本中，如果有適配器插入，那么應該優(yōu)先使用適配器的輸入電壓，如果未有適配器插入，才開始使用鋰電池提供的輸入電壓。然而，現有技術中為了實現此目的需要設計負責的控制電路來進行控制。
[0004]此外，現有技術中的DC-DC轉換器也存在隨著溫度變化，而導致輸出電壓變化的問題。同時，現有技術中的DC-DC轉換器功耗也較高，也需要進一步降低其靜態(tài)或動態(tài)功耗。
[0005]為此，有必要提供一種新的技術方案來解決上述問題。
【實用新型內容】
[0006]本實用新型的目的在于提供一種直流-直流轉換器，其可以按照順序在多個輸入電源之間進行切換供電，并且功耗很低。
[0007]為了達到本實用新型的目的，本實用新型提出一種低功耗直流-直流轉換器，其包括輸出電路、分壓電路和反饋控制電路，所述分壓電路采樣所述輸出電路的輸出端上的電壓生成反饋電壓；所述反饋控制電路包括基準電壓發(fā)生器、誤差放大器、低功耗振蕩器、PWM發(fā)生器和邏輯驅動電路，所述基準電壓發(fā)生器生成基準電壓，所述誤差放大器用于放大基準電壓和所述反饋電壓的差形成誤差放大信號，低功耗振蕩器用于生成三角波振蕩信號，所述PWM發(fā)生器基于三角波振蕩信號和所述誤差放大信號生成PWM控制信號，所述邏輯驅動電路基于所述PWM控制信號控制第一功率開關和第二功率開關的導通或關斷，所述低功耗振蕩器包括電容、第一場效應晶體管、第二場效應晶體管、第三場效應晶體管、第四場效應晶體管、反相器；所述電容的一端與第一電源端相連，另一端作為信號振蕩端與第二場效應晶體管的襯體相連，第二場效應晶體管的柵極、漏極和源極與第二電源端相連，第一場效應晶體管的源極和襯體與第一電源端相連，漏極與信號振蕩端相連，第四場效應晶體管的源極和襯體與第一電源端相連，柵極與信號振蕩端相連，漏極與反相器的輸入端和第三場效應晶體管的襯體相連，第三場效應晶體管的柵極、漏極和源極與第二電源端相連，反相器的輸出端與第一場效應晶體管的柵極相連。
[0008]進一步的，所述輸出電路包括第一功率開關、第二功率開關、電感和電容，第一功率開關的一個連接端與所述電感的第一連接端相連，所述電感的第一連接端通過第二功率開關接地，所述電感的第二連接端通過所述電容接地，所述電感的第二連接端作為所述輸出電路的輸出端。
[0009]進一步的，低功耗直流-直流轉換器還包括有輸入電壓選擇電路，所述輸入電壓選擇電路包括第三功率開關、第四功率開關、電壓比較器、邏輯電路，第三功率開關的第一連接端連接第一電源，第二連接端連接第一功率開關的另一個連接端，第四功率開關的第一連接端連接第二電源，第二連接端連接第一功率開關的另一個連接端，所述電壓比較器用于比較第一電源的電壓與第二電源的電壓的大小，在第一電壓源的電壓高于第二電源的電壓時，輸出控制信號給所述邏輯電路，使得所述邏輯電路控制第三功率開關導通，第四功率開關截止，在第二電源的電壓高于第一電源的電壓時，輸出控制信號給所述邏輯電路，此時所述邏輯電路控制第四功率開關導通，第三功率開關截止。
[0010]進一步的，第一功率開關、第三功率開關和第四功率開關為PMOS晶體管，第二功率開關為NMOS晶體管，第三功率開關的源級與第一電源相連，第三功率開關的漏極與第一功率開關的源級相連，第三功率開關的柵極與邏輯電路的一個輸出端相連，第四功率開關的源級與第二電源相連，第四功率開關的漏極與第一功率開關的源級相連，第四功率開關的柵極與邏輯電路的另一個輸出端相連，所述電壓比較器的一個輸入端與第一電源相連，另一個輸入端與第二電源相連。
[0011]進一步的，所述分壓電路包括串聯于所述輸出電路的輸出端和地之間的電阻Rll和電阻R12，兩個電阻之間的節(jié)點電壓為所述反饋電壓。
[0012]進一步的，所述誤差放大器的一個輸入端接收所述基準電壓，另一個輸入端接收所述反饋電壓，所述PWM發(fā)生器的一個輸入端接收誤差放大信號，另一個輸入端接收三角波振蕩信號，邏輯驅動電路接收PWM控制信號，其一個輸出端與第一功率開關的控制端相連，另一個輸出端與第二功率開關的控制端相連。
[0013]進一步的，第一、第二、第三和第四場效應晶體管均為PMOS場效應晶體管，所述第一電源端為輸入電壓端，所述第二電源為接地端，第二和第三PMOS場效應晶體管的基底連接第二電源端，第二場效應晶體管的襯體與其源極之間的寄生二極管、襯體與其漏極之間的寄生二極管、襯體與其基底之間的寄生二極管的PN結面積大于第一場效應晶體管的漏極和襯體之間的二極管的PN結面積，第三場效應晶體管的襯體與其源極之間的寄生二極管、襯體與其漏極之間的寄生二極管、襯體與其基底之間的寄生二極管的PN結面積大于第四場效應晶體管的漏極和襯體之間的二極管的PN結面積。
[0014]與現有技術相比，本實用新型的DC/DC轉換器可以自動選擇多個輸入電源中電壓較高的進行供電，從而滿足系統(tǒng)供電需要。此外，由于采用了極低功功耗的振蕩器，可以降低DC/DC轉換器的整體功耗。
【【專利附圖】

【附圖說明】】
[0015]結合參考附圖及接下來的詳細描述，本實用新型將更容易理解，其中同樣的附圖標記對應同樣的結構部件，其中:
[0016]圖1為本實用新型中的DC/DC轉換器的電路示意圖；
[0017]圖2為基準電壓發(fā)生單元的電路示意圖；
[0018]圖3是圖2中的基準電壓發(fā)生單元的可編程電阻的結構示意圖；
[0019]圖4為本實用新型中的低功耗振蕩器在第一實施例中的結構示意圖；
[0020]圖5為圖4中的低功耗振蕩器的第二場效應晶體管MP2的等效電路圖；
[0021]圖6為圖4中的低功耗振蕩器的第一場效應晶體管MPl的等效電路圖；
[0022]圖7為圖4中的低功耗振蕩器的振蕩信號RAMP的信號不意圖。
【【具體實施方式】】
[0023]此處所稱的“一個實施例”或“實施例”是指可包含于本實用新型至少一個實現方式中的特定特征、結構或特性。在本說明書中不同地方出現的“在一個實施例中”并非均指同一個實施例，也不是單獨的或選擇性的與其他實施例互相排斥的實施例。此外，表示一個或多個實施例的方法、流程圖或功能框圖中的模塊順序并非固定的指代任何特定順序，也不構成對本實用新型的限制。
[0024]本實用新型提供一種直流-直流轉換器，其可以在兩個輸入電源之間進行切換，并且切換控制電路實現間單。
[0025]如圖1所示，所述直流-直流轉換器100包括輸出電路110、分壓電路120、反饋控制電路130和輸入電壓選擇電路140。
[0026]所述輸出電路110包括第一功率開關MPl 1、第二功率開關麗12、電感LI I和電容C11，第一功率開關MPll的一個連接端與所述電感Lll的第一連接端相連，所述電感Lll的第一連接端通過第二功率開關MN12接地，所述電感LI I的第二連接端通過所述電容Cl I接地，所述電感的第二連接端作為所述輸出電路的輸出端V0。所述分壓電路120采樣所述輸出電路的輸出端上的電壓生成反饋電壓VFB。所述反饋控制電路130基于所述反饋電壓VFB生成第一控制信號和第二控制信號，并利用第一控制信號控制第一功率開關MPll的導通或關斷，利用第二控制信號控制第二功率開關MN12的導通或關斷。
[0027]所述輸入電壓選擇電路140包括第三功率開關MP13、第四功率開關MP14、電壓比較器142、邏輯電路141。第三功率開關MP13的第一連接端連接第一電源Vinl，第二連接端連接第一功率開關MPll的另一個連接端，第四功率開關MP14的第一連接端連接第二電源Vin2，第二連接端連接第一功率開關MPll的另一個連接端。所述電壓比較器142用于比較第一電源Vinl的電壓與第二電源Vin2的電壓的大小，在第一電壓源的電壓高于第二電源的電壓時，輸出控制信號給所述邏輯電路141，使得所述邏輯電路141控制第三功率開關MP13導通,第四功率開關截止MP14,在第二電源的電壓高于第一電源的電壓時,輸出控制信號給所述邏輯電路141，此時所述邏輯電路141控制第四功率開關MP14導通，第三功率開關MP13截止。
[0028]在圖1所示的實施例中，第一功率開關MP11、第三功率開關MP13和第四功率開關MP14 為 PMOS (P-ChanneI metal Oxide)晶體管，第二功率開關為 NMOS (N-Channel metalOxide)晶體管。第三功率開關MP13的源級與第一電源相連，第三功率開關MP13的漏極與第一功率開關MPll的源級相連，第三功率開關MP13的柵極與邏輯電路141的一個輸出端相連，第四功率開關MP14的源級與第二電源相連，第四功率開關MP14的漏極與第一功率開關MPll的源級相連，第四功率開關MP14的柵極與邏輯電路141的另一個輸出端相連。所述電壓比較器142的一個輸入端與第一電源Vinl相連,另一個輸入端與第二電源Vin2相連。
[0029]在一個實施例中，所述邏輯電路包括一個反相器和一個緩沖器，所述電壓比較電路142的輸出信號經過緩沖器后輸出至所述第三功率開關MP13，所述電壓比較電路142的輸出信號經過反相器后輸出至所述第四功率開關MP14。
[0030]如圖1所示，所述分壓電路120包括串聯于所述輸出電路的輸出端和地之間的電阻Rll和電阻R12，兩個電阻之間的節(jié)點電壓為所述反饋電壓。
[0031]所述反饋控制電路130包括基準電壓發(fā)生器131、誤差放大器132、低功耗振蕩器133、PWM(脈寬調制)發(fā)生器134和邏輯驅動電路135。所述基準電壓發(fā)生器131生成基準電壓。所述誤差放大器132用于放大基準電壓和所述反饋電壓VFB的差形成誤差放大信號EAO0低功耗振蕩器133用于生成三角波振蕩信號RAMP。所述PWM發(fā)生器134基于三角波振蕩信號和所述誤差放大信號生成PWM控制信號。所述邏輯驅動電路135基于所述PWM控制信號控制第一功率開關MPll和第二功率開關MN12的導通或關斷。
[0032]所述誤差放大器132的一個輸入端接收所述基準電壓，另一個輸入端接收所述反饋電壓，所述PWM發(fā)生器134的一個輸入端接收誤差放大信號，另一個輸入端接收三角波振蕩信號。所述邏輯驅動電路135接收PWM控制信號，其一個輸出端與第一功率開關MPll的控制端相連，另一個輸出端與第二功率開關MP12的控制端相連。
[0033]綜上所述，基于所述電壓比較器以及第三功率開關、第四功率開關的組合可以實現第一電源和第二電源的自動切換，他們共用同樣的DC-DC轉換器主要部件，降低了成本。在一個應用中，適配器作為第二電源，鋰電池作為第一電源，適配器的電壓高于鋰電池的電壓，在有適配器插入后，邏輯電路141控制第三功率開關MP13截止，第四功率開關MP14導通，在適配器拔出后，邏輯電路141控制第三功率開關MP13導通，第四功率開關MP14截止。
[0034]在優(yōu)選的實施例中，所述基準電壓發(fā)生器131可以提供高精度的隨溫度變化極小的基準電壓。所述基準電壓發(fā)生器131包括數字溫度傳感器、溫度補償模塊和基準電壓發(fā)生單元200。所述數字溫度傳感器感應所述基準電壓發(fā)生單元200的當前溫度，并將當前溫度提供給所述溫度補償模塊。所述溫度補償模塊根據當前溫度得到溫度校正數據，并將所述溫度校正數據提供給所述基準電壓發(fā)生單元200。所述基準電壓發(fā)生單元200根據所述溫度校正數據對輸出的基準電壓進行溫度校正。
[0035]圖2為基準電壓發(fā)生單元200的電路示意圖。請參閱圖2所示，所述基準電壓發(fā)生單元200包括雙極型晶體管Ql (PNP)、雙極型晶體管Q2 (PNP)、電阻R21、R22和R23。
[0036]雙極型晶體管Ql的基極和集電極接地，射極經由電阻R21與地連接，雙極型晶體管Q2的基極和集電極接地，射極連接于電阻R23的一端，電阻R23的另一端經由電阻R22與地連接。如果將雙極型晶體管Ql視為一個基準雙極型晶體管，那么雙極型晶體管Q2則包括多個并聯的基準雙極型晶體管(即基極相連，射極相連，集電極相連)，這樣可以使得雙極型晶體管Ql和Q2得到更好的匹配，在一個示例中所述雙極型晶體管Q2包括8個并聯的基準雙極型晶體管。
[0037]在所述基準電壓發(fā)生單元200處于穩(wěn)定狀態(tài)時，所述晶體管Ql的射極的電壓與所述電阻R3的與電阻R2連接的一端的電壓相等，這樣可得到下述公式:VBE1 =VBE2+IPTAT*R3，其中VBEl為晶體管Ql的導通壓降，VBE2為晶體管Q2的導通壓降，IPTAT為電阻R3上流過的電流。
[0038]對上式進行公式變換得:IPTAT = (VBE1-VBE2)/R3 = AVBE/R3，ΔΥΒΕ為正溫度系數的電壓，因此IPTAT為正溫度系數的電流。
[0039]此夕卜，流過電阻R2的電流ICTAT為:ICTAT = VBE1/R2，VBEl為負溫度系數的電壓，因此ICTAT為負溫度系數的電流。通過調整電阻R2和R3的大小可以使得ICTAT和IPTAT的混合電流為近似零溫度系數，即不隨著溫度的改變而改變電流的大小，或者改變很小。
[0040]所述基準電壓發(fā)生單元200還包括有可編程電阻R24，利用近似零溫度系數的電流流過所述可編程電阻R24可以得到近似零溫度系數的帶隙電壓VBG。所述電阻R21、R22、R23和R24為互相匹配的電阻，這樣可以減小電阻的溫度系數的影響，也可以減小各電阻由于工藝造成的相對誤差。
[0041]所述基準電壓發(fā)生單兀200 還包括有 PMOS (P-type Complementary Metal OxideSemiconductor)晶體管MP21、MP22和MP23，以及運算放大器0P。各個PMOS晶體管MP21、MP22和MP23的源極接電源VDD，柵極互相連接。PMOS晶體管MP21的漏極接所述晶體管Ql的射極，所述PMOS晶體管MP2的漏極接所述電阻R23的與電阻R22連接的一端，所述PMOS晶體管MP23的漏極經由所述電阻R24與地相連，所述PMOS晶體管MP23的漏極和所述電阻R24的中間節(jié)點的電壓為所述帶隙電壓VBG(也可以稱輸出電壓、基準電壓、帶隙基準電壓)。所述運算放大器OP的負相輸入端接PMOS晶體管MP21的漏極，正相輸入端接PMOS晶體管MP22的漏極，其輸出端接PMOS晶體管MP23的柵極。所述運算放大器通過控制PMOS晶體管MP21和MP22的柵極電壓來使得其兩個輸入端的電壓相等，即使得所述晶體管Ql的射極的電壓與所述電阻R23的與電阻R22連接的一端的電壓相等，這樣所述PMOS晶體管MP22上流過的電流就是近似零溫度系數的ICTAT和IPTAT的混合電流。
[0042]PMOS晶體管MP21、MP22和MP23構成電流鏡，PMOS晶體管MP23上流過的電流與PMOS晶體管MP22上流過的電流成正比，這樣PMOS晶體管MP23上流過的電流也為近似零溫度系數的電流，近似零溫度系數的電流ICONST流過所述電阻R24可以得到近似零溫度系數的帶隙電壓VBG。在一個實施例中，PMOS晶體管PM21、PM22和PM23的寬長比之比為1:1:1，這樣流過各個PMOS晶體管的電流是相等的。
[0043]由于采用了近似零溫度系數的電流在電阻上形成電壓的方式，使得帶隙電壓VBG可以小于IV。
[0044]所述基準電壓發(fā)生單元200根據所述溫度校正數據對所述可編程電阻R24進行調整，進而對其輸出的基準電壓進行溫度校正，使輸出的基準電壓隨溫度的變化非常小。
[0045]圖3是圖2中的基準電壓發(fā)生單元的可編程電阻R4的結構示意圖。如圖3所示，
所述可編程電阻R24包括基礎電阻單元R400和η個可調電阻單元R40、R41、R42、......、
R4n。每個可調電阻單元與對應的開關S0、S1、S2、……、Sn并聯，各個開關的控制端由所述溫度校正數據D0、D1、D2、……、Dn控制。通過控制各個開關的導通和截止就可以調整可編程電阻R4的阻值，從而改變了基準電壓VBG。
[0046]在一個優(yōu)選的實施例中，圖4為本實用新型中的低功耗振蕩器在一實施例中的結構示意圖。如圖4所示，所述振蕩器包括電容Cl、第一場效應晶體管MP1、第二場效應晶體管MP2、第三場效應晶體管MP3、第四場效應晶體管MP4、反相器INVl。
[0047]所述電容Cl的一端與第一電源端相連,另一端作為信號振蕩端RAMP與第二場效應晶體管MP2的襯體相連，第二場效應晶體管MP2的柵極、漏極和源極與第二電源端相連。第一場效應晶體管MPl的源極和襯體與第一電源端相連，其漏極與信號振蕩端RAMP相連。第四場效應晶體管MP4的源極和襯體與第一電源端相連，柵極與信號振蕩端RAMP相連，漏極與反相器INVl的輸入端和第三場效應晶體管MP3的襯體相連，第三場效應晶體管MP3的柵極、漏極和源極與第二電源端相連，反相器INVl的輸出端與第一場效應晶體管MPl的柵極相連。
[0048]在此第一實施例中，第一、第二、第三和第四場效應晶體管均為PMOS(P-channeIMetal Oxide Semiconductor)場效應晶體管,所述第一電源端為輸入電壓端VIN,所述第二電源端為接地端GND，第二和第三PMOS場效應晶體管的基底連接第二電源端GND。
[0049]圖5為圖1中的低功耗振蕩器的第二場效應晶體管MP2的等效電路圖。如圖5所示，場效應晶體管MP2的襯體B與其源極S之間存在寄生二極管Dl，場效應晶體管MP2的襯體B與其漏極D之間存在寄生二極管D2，場效應晶體管MP2的襯體B與P型基底之間還存在寄生二極管D3。寄生二極管Dl和D2由P+(形成源極和漏極)與N阱(形成襯體)之間的P-N結構成，寄生二極管D3由N阱與P型基底之間的P-N結構成。一般寄生二極管的漏電與其P-N結面積成正比，P-N結的面積越大，漏電越大。通常二極管D3的漏電大于二極管Dl和D2的面積。當漏極、源極、P型基底都接地時，場效應晶體管MP2的襯體端B相對地的漏電流由二極管Dl、D2、D3之和構成。
[0050]圖6為圖4中的低功耗振蕩器的第一場效應晶體管MPl的等效電路圖。當場效應晶體管MPl的柵源電壓為零時，即MPl被關斷時，只有連接在場效應晶體管MPl的漏極和襯體之間寄生二極管D4存在漏電流，寄生二極管D4相當于圖2中的D2。
[0051]由上述分析可知，如果場效應晶體管MPl與MP2的面積相等，則MP2的漏電一定大于MPl的漏電，這樣可以形成較為可靠的對電容Cl的充電電流。為了進一步保守設計，考慮工藝偏差，還可以設計減小場效應晶體管MPl寄生二極管D4的面積，增大場效應晶體管MP2寄生二極管D1、D2、D3的面積，從而保證可靠的充電電流，例如減小MPl的溝道寬度，增大MP2的溝道寬度?？梢钥闯鲈诒緦嵱眯滦椭?，MP2的漏電流要大于MPl在關斷時的漏電流，這樣可以給電容Cl提供穩(wěn)定的可控制的充電電流。
[0052]此外，在此實施例中，場效應晶體管MP3的漏電情況(寄生二極管的情況)與MP2的相同，場效應晶體管MP4的漏電情況與MPl的相同，這里就不在重復描述了。MP3的漏電流被設計的大于MP4在關斷時的漏電流，這樣可以在MP4關閉時，拉低節(jié)點NA的電壓，從而可以正常的關斷晶體管MP1。
[0053]在圖4中的振蕩器中，反相器INVl構成必要的延時電路，場效應晶體管MP3和MP4構成比較電路，場效應晶體管MPl為充放電開關，場效應晶體管MP2的漏電流提供給所述電容Cl充電的充電電流。下面描述圖1中的振蕩器的工作原理，當場效應晶體管MPl關閉時，由于MP2的漏電大于MPl，導致RAMP節(jié)點電壓下降，即對電容Cl充電。當RAMP節(jié)點電壓下降低于VIN-1VthI (其中VIN為第一電源端VIN的電壓值，Vth為場效應晶體管MP4的閾值電壓，由于PMOS的閾值電壓一般為負值，所以加絕對值)時，MP4導通，節(jié)點NA電壓變?yōu)楦唠娖?，經過反相器INVl后，節(jié)點NB電壓為低電平，使晶體管MPl導通，對電容Cl放電，RAMP電壓被拉升至第一電源端的電壓VIN，之后NA變?yōu)榈碗娖?，NB變?yōu)楦唠娖?，MPl被關斷，然后電容Cl被MP2的漏電流重新充電，這樣周而復始，振蕩器振蕩起來，圖7示意出了圖1中的低功耗振蕩器的振蕩信號RAMP的振蕩不意圖。
[0054]在此優(yōu)選的實施例中，利用MP2的漏電形成充電電流，但是由于漏電流很小，通常很難控制，例如MPl也存在漏電。如果MPl的漏電大于MP2的漏電，則無法形成所需的充電電流，則振蕩器將失效(無法振蕩)。本實用新型的關鍵是利用相同類型的器件漏電相似的原理，并從設計結構上保證足夠的充電電流，避免由于工藝偏差導致振蕩器失效問題。在本實用新型中，電容Cl可以采用各種以絕緣層做電介質的電容，例如多晶娃-多晶娃電容(PIP:Poly-1nterpoly_Poly)、MOS(Metal Oxide Semiconductor)電容、MlM(Metal-1sulator-Metal)電容、MOM(Metal-Oxide-Metal)電容等，但不能用 p-n 結電容，因為p-n結電容存在的漏電可能導致無法一致性控制。MPl和MP2由同一種類型的晶體管構成，這樣可以保證其漏電特性相似，從而保證漏電流在可控制范圍，而不會導致振蕩無法實現的問題。
[0055]圖4中的低功耗振蕩器，其靜態(tài)功耗主要由MP2和MP3的漏電流產生，每個漏電支路電流可以設計到InA或以下，所以可以容易的設計出總耗電低于5nA的低功耗振蕩器。
[0056]這樣可以降低DC-DC轉換器的功耗。
[0057]本文中的“若干”表示兩個或兩個以上。上述說明已經充分揭露了本實用新型的【具體實施方式】。需要指出的是，熟悉該領域的技術人員對本實用新型的【具體實施方式】所做的任何改動均不脫離本實用新型的權利要求書的范圍。相應地，本實用新型的權利要求的范圍也并不僅僅局限于所述【具體實施方式】。
【權利要求】
1.一種低功耗直流-直流轉換器，其包括輸出電路、分壓電路和反饋控制電路， 所述分壓電路采樣所述輸出電路的輸出端上的電壓生成反饋電壓； 所述反饋控制電路包括基準電壓發(fā)生器、誤差放大器、低功耗振蕩器、PWM發(fā)生器和邏輯驅動電路，所述基準電壓發(fā)生器生成基準電壓，所述誤差放大器用于放大基準電壓和所述反饋電壓的差形成誤差放大信號，低功耗振蕩器用于生成三角波振蕩信號，所述PWM發(fā)生器基于三角波振蕩信號和所述誤差放大信號生成PWM控制信號，所述邏輯驅動電路基于所述PWM控制信號控制第一功率開關和第二功率開關的導通或關斷， 所述低功耗振蕩器包括電容、第一場效應晶體管、第二場效應晶體管、第三場效應晶體管、第四場效應晶體管、反相器；所述電容的一端與第一電源端相連，另一端作為信號振蕩端與第二場效應晶體管的襯體相連，第二場效應晶體管的柵極、漏極和源極與第二電源端相連，第一場效應晶體管的源極和襯體與第一電源端相連，漏極與信號振蕩端相連，第四場效應晶體管的源極和襯體與第一電源端相連，柵極與信號振蕩端相連，漏極與反相器的輸入端和第三場效應晶體管的襯體相連，第三場效應晶體管的柵極、漏極和源極與第二電源端相連，反相器的輸出端與第一場效應晶體管的柵極相連。
2.根據權利要求1所述的低功耗直流-直流轉換器，其特征在于，所述輸出電路包括第一功率開關、第二功率開關、電感和電容，第一功率開關的一個連接端與所述電感的第一連接端相連，所述電感的第一連接端通過第二功率開關接地，所述電感的第二連接端通過所述電容接地，所述電感的第二連接端作為所述輸出電路的輸出端。
3.根據權利要求2所述的低功耗直流-直流轉換器，其特征在于，其還包括有輸入電壓選擇電路，所述輸入電壓選擇電路包括第三功率開關、第四功率開關、電壓比較器、邏輯電路，第三功率開關的第一連接端連接第一電源，第二連接端連接第一功率開關的另一個連接端，第四功率開關的第一連接端連接第二電源，第二連接端連接第一功率開關的另一個連接端，所述電壓比較器用于比較第一電源的電壓與第二電源的電壓的大小，在第一電壓源的電壓高于第二電源的電壓時，輸出控制信號給所述邏輯電路，使得所述邏輯電路控制第三功率開關導通，第四功率開關截止，在第二電源的電壓高于第一電源的電壓時，輸出控制信號給所述邏輯電路，此時所述邏輯電路控制第四功率開關導通，第三功率開關截止。
4.根據權利要求3所述的低功耗直流-直流轉換器，其特征在于， 第一功率開關、第三功率開關和第四功率開關為PMOS晶體管，第二功率開關為NMOS晶體管， 第三功率開關的源級與第一電源相連，第三功率開關的漏極與第一功率開關的源級相連，第三功率開關的柵極與邏輯電路的一個輸出端相連， 第四功率開關的源級與第二電源相連，第四功率開關的漏極與第一功率開關的源級相連，第四功率開關的柵極與邏輯電路的另一個輸出端相連， 所述電壓比較器的一個輸入端與第一電源相連，另一個輸入端與第二電源相連。
5.根據權利要求1所述的低功耗直流-直流轉換器，其特征在于，所述分壓電路包括串聯于所述輸出電路的輸出端和地之間的電阻Rll和電阻R12，兩個電阻之間的節(jié)點電壓為所述反饋電壓。
6.根據權利要求1所述的低功耗直流-直流轉換器，其特征在于，所述誤差放大器的一個輸入端接收所述基準電壓，另一個輸入端接收所述反饋電壓，所述PWM發(fā)生器的一個輸入端接收誤差放大信號，另一個輸入端接收三角波振蕩信號，邏輯驅動電路接收PWM控制信號，其一個輸出端與第一功率開關的控制端相連，另一個輸出端與第二功率開關的控制端相連。
7.根據權利要求6所述的低功耗直流-直流轉換器，其特征在于，第一、第二、第三和第四場效應晶體管均為PMOS場效應晶體管，所述第一電源端為輸入電壓端，所述第二電源為接地端， 第二和第三PMOS場效應晶體管的基底連接第二電源端， 第二場效應晶體管的襯體與其源極之間的寄生二極管、襯體與其漏極之間的寄生二極管、襯體與其基底之間的寄生二極管的PN結面積大于第一場效應晶體管的漏極和襯體之間的二極管的PN結面積， 第三場效應晶體管的襯體與其源極之間的寄生二極管、襯體與其漏極之間的寄生二極管、襯體與其基底之間的寄生二極管的PN結面積大于第四場效應晶體管的漏極和襯體之間的二極管的PN結面積。
【文檔編號】H02M3/156GK203933395SQ201420368804
【公開日】2014年11月5日 申請日期:2014年7月1日 優(yōu)先權日:2014年7月1日
【發(fā)明者】王帥 申請人:王帥