專利名稱：電壓電流混源型并網逆變器拓撲的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于電力系統(tǒng)的并網逆變器，具體涉及一種電壓電流混源型并網逆變器拓撲。
背景技術：
如圖1和圖2所示，為單級單一變壓的并網逆變器拓撲中兩種傳統(tǒng)典型電壓源型和電流源型并網逆變器拓撲。傳統(tǒng)電壓源逆變器是一種降壓型變流器，它的輸出交流電壓的峰值必須小于輸入直流電壓。傳統(tǒng)電流源逆變器是一種升壓型變流器，它的輸出交流電壓的峰值必須大于輸入直流電壓。在可再生能源并網發(fā)電過程中，等效直流電源的電壓可能在大范圍變化；比如同一光伏電池組，在不同溫度情況下，直流電壓可能在300V-700V變化。在這種條件下，傳統(tǒng)電壓源或電流逆變器作為220V/380V的低壓功率變換接口，往往需要額外一級DC/DC變換電路來實現(xiàn)電壓調整。在經典并網逆變器拓撲基礎上，針對應用對象需求，可演化出多種相應電壓源或電流源逆變器拓撲。因為傳統(tǒng)電流源逆變器需要穩(wěn)定的直流電流來方便調制，所以其直流濾波電感Ld遠大于電壓源逆變器的直接輸出電感L1，造成較大的功率和成本損失，這是電流源逆變器應用受限的主要約束條件之一。如圖3和圖4所示，在單級式可升降壓的并網逆變器拓撲的兩種典型拓撲:Z源逆變器(Z-source逆變器)和自然軟開關逆變器拓撲。為了克服傳統(tǒng)電壓源和電流源逆變器變壓限制的缺點，F(xiàn).Z.Peng教授提出了著名的Z-source逆變器，如圖3所示。它能通過一級電路實現(xiàn)升降壓變換，減少功率器件數(shù)量；但國內和國外都有著名課題組在對比試驗中發(fā)現(xiàn)Z-source逆變器比Boost (升壓)DC/DC變換電路+兩電平橋式逆變器的拓撲組合效率低。圖4為自然軟開關逆變器拓撲。它與傳統(tǒng)兩級式硬開關逆變器相比，原有的Boost DC/DC變換電路的控制開關被移至平波電容支路，成為輔助開關；B00st開關的升壓功能也讓位于主逆變橋。在正常矢量工作時刻，輔助開關打開，整個變換器是一個電壓源逆變器；而在換流或升壓時刻，輔助開關關斷，整個變換器成為電壓可嵌位的電流源型逆變器。Z-source逆變器改變了等效輸入電源的性質，使其既具備有電壓源又具有電流源特性；自然軟開關逆變器在不同工作需求階段，其輸入電源呈現(xiàn)出電壓源或電流源特性。目前，其他單級可升降壓逆變電路的原理和與這兩類電路類似。但是，這類都有一個共同缺點:相對于傳統(tǒng)電壓源型并網逆變器，功率回路中額外串接了一個、兩個甚至多個平波電感，將造成額外的功率損失。如圖5并結合圖6和圖7所示，現(xiàn)有技術中在兩級式可升降壓的并網逆變器拓撲方面。逆變器在直流輸入電壓比交流電壓的絕對值高時，Boost電路不工作，輸出橋高頻斬波，此時電路等效為電壓源逆變器。在直流輸入電壓比交流電壓的絕對值低時，僅僅Boost電路高頻工作，此時電路可等效為電流源逆變器。逆變器因任何時刻只有一級電路工作在聞頻狀態(tài)，因而有最小的開關損耗。但在Boost電路聞頻工作期間，輸出濾波器等效為CL-CL濾波器；雖然加強了濾波效果，但也因此增大了損耗，同時加大了控制難度。圖5中所示的拓撲，因輸出逆變器要高頻斬波，所以不可能采用普通MOSFET器件來降低導通損耗。由于上述圖5中逆變器拓撲的缺點，如圖8并結合圖9和圖10所示，提出了三級式可升降壓的并網逆變器拓撲，但是，它與傳統(tǒng)分時復合逆變器類似，在Boost電路高頻工作期間，等效輸出濾波器是CL-CL濾波器，也會因“過濾波”而損失了部分效率。由以上分析可知道，在直流輸入電壓大范圍變化的220V/380V低壓并網逆變器應用場合，提高效率的三條有效途徑為:1、盡量降低開關損耗；2、以金屬-氧化層-半導體-場效晶體管(金氧半場效晶體管，MOSFET, Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor)器件取代IGBT器件以降低導通損耗；3、讓功率回路的電感量最小化。

發(fā)明內容
本發(fā)明提供一種電壓電流混源型并網逆變器拓撲，具有電感壓降小、導通損耗小、開關損耗小、聞頻下聞效率的特點。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明了提供一種電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特點是，該并網逆變器拓撲包含:環(huán)路連接的第一直流電壓源、第一場效應管、第一電感、第三二極管、第三場效應管、第六場效應管、第四二極管、第二電感、第四場效應管和第二直流電壓源；
上述第三二極管電流輸出端連接至第三場效應管，第四二極管電流輸入端連接至第六場效應管；
上述第三二極管、第三場效應管、第六場效應管、第四二極管之間還并聯(lián)連接有第二場效應管和第五場效應管；
上述并網逆變器拓撲還包含有第一二極管和第二二極管；該第一二極管電流輸出端連接至第一場效應管與第一電感之間，電流輸入端連接至第二二極管電流輸出端，第二二極管電流輸入端連接至第四場效應管與第二電感之間；
上述第一二極管電流輸入端還分別連接至第一直流電壓源和第二直流電壓源之間，以及第二場效應管和第五場效應管之間；
上述并網逆變器拓撲還包含有輸出濾波電容和第三電感；
上述輸出濾波電容一端電路連接第一二極管電流輸入端，另一端電路連接所述第三場效應管與第六場效應管之間；
上述第三電感一端電路連接第三場效應管與第六場效應管之間，另一端電路連接交流電源的一端；
上述交流電源一端電路連接第一二極管電流輸入端，另一端與第三電感電路連接。上述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的第三二極管與第三場效應管的物理位置可以互換。上述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的第四二極管與第六場效應管的物理位
置可以互換。上述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的第三二極管與第三場效應管可以采用一個逆阻型絕緣柵晶體管代替。上述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的第四二極管與第六場效應管可以采用一個逆阻型絕緣柵晶體管代替。上述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的第一場效應管，第二場效應管，第四場效應管和第五場效應管可以采用任意類型的高頻功率開關管來代替。上述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的第三場效應管和第六場效應管可以分別采用晶匝管代替。上述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的第三電感可以由電源變壓器漏感或電源線路阻抗來代替。一種上述電壓電流混源型并網逆變器拓撲的變流方法，其特點是，該變流方法包含:
當?shù)谝恢绷麟妷涸春偷诙绷麟妷涸吹闹绷鬏斎腚妷焊哂陔娋W交流電壓的絕對值的情況下，正半周時第三場效應管常開，第一場效應管高頻工作，第二場效應管、第四場效應管、第五場效應管和第六場效應管關閉；負半周時第六場效應管常開，第四場效應管高頻工作，第一場效應管、第二場效應管、第三場效應管和第五場效應管關閉；
當?shù)谝恢绷麟妷涸春偷诙绷麟妷涸粗绷鬏斎腚妷旱陀陔娋W交流電壓的絕對值的情況下，正半周時第一場效應管和第三場效應管常開，第二場效應管高頻工作，第四場效應管、第五場效應管和第六場效應管關閉；負半周時第四場效應管和第六場效應管常開，第五場效應管高頻工作，第一場效應管、第二場效應管和第三場效應管關閉。本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲和現(xiàn)有技術的逆變器相比，其優(yōu)點在于，本發(fā)明相對于傳統(tǒng)各種逆變器功率回路電感壓降最小，當輸入直流電壓的一半高于交流電壓的瞬時值的絕對值時，該拓撲的等效電路是采用LCL濾波器的電壓源逆變器，相反就是采用CL濾波的電流源逆變器；
本發(fā)明能采用全場效應管(MOSFET)作為開關器件，導通損耗可以很?。蝗魏螘r候只有一級電路工作在聞頻狀態(tài)，開關損耗?。灰蚨梢栽诼勵l情況下，保持聞效率。


圖1為現(xiàn)有技術電壓源并網逆變器拓撲的電路 圖2為現(xiàn)有技術電流源并網逆變器拓撲的電路 圖3為現(xiàn)有技術Z源逆變器拓撲的電路 圖4為現(xiàn)有技術自然軟開關逆變器拓撲的電路 圖5為現(xiàn)有技術兩級式分時復合逆變器的電路 圖6為兩級式分時復合逆變器的BOOST (升壓)工作狀態(tài) 圖7為兩級式分時復合逆變器的BUCK (降壓)工作狀態(tài) 圖8為現(xiàn)有技術三級式分時復合逆變器的電路 圖9為三級式分時復合逆變器的BOOST工作狀態(tài) 圖10為三級式分時復合逆變器的BUCK工作狀態(tài) 圖11為本發(fā)明的電壓電流混源型并網逆變器拓撲的實施例一的電路 圖12為本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的電流給定快速變化的波形圖； 圖13為本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的電網電壓突變的波形 圖14為本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的實施例二的電路 圖15為本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的實施例三的電路圖。
具體實施例方式以下結合附圖，進一步說明本發(fā)明的具體實施例。如圖11所示，為本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的實施例一，該實施例一公開了一種非隔離單相電壓電流源的并網逆變器拓撲。該并網逆變器拓撲包含:環(huán)路連接的第一直流電壓源E1、第一場效應管(MOSFET)S1、第一電感LP、第三二極管D3、第三場效應管S3、第六場效應管S6、第四二極管D4、第二電感Ln、第四場效應管S4和第二直流電壓源E2。其中，第三二極管D3的電流輸出端連接至第三場效應管S3,而第四二極管D4的電流輸入端連接至第六場效應管S6。在第三二極管D3、第三場效應管S3、第六場效應管S6、第四二極管D4之間還并聯(lián)連接有第二場效應管S2和第五場效應管s5。該實施例一種還包含有第一二極管D1和第二二極管D2。該第一二極管D1的電流輸出端連接至第一場效應管S1與第一電感Lp之間，第一二極管D1的電流輸入端連接至第二二極管D2的電流輸出端，第二二極管D2的電流輸入端連接至第四場效應管S4與第二電感Ln之間。本實施例一中第一二極管D1的電流輸入端連接交流電源的一端，第一二極管D1的電流輸入端還連接至第一直流電壓源E1和第二直流電壓源E2之間，第一二極管D1的電流輸入端還連接至第二場效應管S2和第五場效應管S5之間。實施例一所述的并網逆變器拓撲還包含有輸出濾波電容C和第三電感L。輸出濾波電容C的一端電路連接第一二極管D1的電流輸入端，另一端電路連接至第三場效應管S3與第六場效應管S6之間。第三電感L 一端電路連接第三場效應管S3與第六場效應管S6之間，另一端電路連接至交流電源Vg的一端。交流電源Vg—端電路連接第一二極管D1電流輸入端，另一端與第三電感L電路連接。本實施例一中第三二極管D3與第三場效應管S3的物理位置可以互換。第四二極管D4與第六場效應管S6的物理位置可以互換。第三二極管D3與第三場效應管S3可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管(RBIGBT)代替。第四二極管D4與第六場效應管S6可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管(RBIGBT)代替。第一場效應管S1，第二場效應管S2，第四場效應管S4和第五場效應管S5可以采用任意類型的通用的高頻功率開關管來代替。第三場效應管&和第六場效應管S6可以分別采用晶匝管代替。第三電感可以由電源變壓器漏感或電源線路阻抗來代替。上述電壓電流混源型并網逆變器拓撲的實施例一的變流方法如下，其變流方法包含:
當?shù)谝恢绷麟妷涸碋1和第二直流電壓源E2的直流輸入電壓高于電網交流電壓的絕對值的情況下，正半周時，第三場效應管S3常開，第一場效應管S1高頻工作，第二場效應管S2、第四場效應管S4、第五場效應管S5和第六場效應管S6關閉。負半周時,第六場效應管S6常開，第四場效應管S4高頻工作，第一場效應管S1、第二場效應管S2、第三場效應管S3和第五場效應管S5關閉。當?shù)谝恢绷麟妷涸碋1和第二直流電壓源E2直流輸入電壓低于電網交流電壓的絕對值的情況下，正半周時，第一場效應管S1和第三場效應管S3常開，第二場效應管S2高頻工作，第四場效應管S4、第五場效應管S5和第六場效應管S6關閉。負半周時第四場效應管S4和第六場效應管S6常開，第五場效應管S5高頻工作，第一場效應管S1、第二場效應管S2和第三場效應管S3關閉。如圖12并結合圖13所示，為上述實施例一電流給定以及電網電壓突變時候的仿真波形，從該圖中可以看出本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的良好動態(tài)特性:當電流快速跳變下，其電壓能仍然保持穩(wěn)定狀態(tài)。而當電網電壓突變時，其電流也能保持穩(wěn)定狀態(tài)。如圖14所示，為本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的實施例二，該實施例二公開了另一種非隔離單相電壓電流源的并網逆變器拓撲。該實施例二并網逆變器拓撲包含:環(huán)路連接的第一直流電壓源E1、第一場效應管S1、第一電感LP、第三二極管D3、第三場效應管S3、第六場效應管S6、第四二極管D4、第二電感Ln、第四場效應管S4和第二直流電壓源E2。其中，第三二極管D3的電流輸出端連接至第三場效應管S3,而第四二極管D4的電流輸入端連接至第六場效應管S6。在第三二極管D3、第三場效應管S3、第六場效應管S6、第四二極管D4之間還并聯(lián)連接有第二場效應管S2、第五場效應管S5、第六二極管D6和第五二極管D5。其中第六二極管D6與第二場效應管S2相串聯(lián)組合形成一個逆阻開關管，第五二極管D5與第五場效應管S5相串聯(lián)組合形成一個逆阻開關管。兩個組合逆阻開關管的連接點，兩者直流電源El、E2的連接點，第一二極管D1和第二二極管D2的連接點連接在一起。本實施例二中，第五二極管D5與第五場效應管S5的物理位置可以互換，第六二極管D6與第二場效應管S2的物理位置可以互換，第三二極管D3與第三場效應管S3的物理位置可以互換，第4 二極管D4與第六場效應管S6的物理位置可以互換。該實施例二中還包含有第一二極管D1和第二二極管D2。該第一二極管D1的電流輸出端連接至第一場效應管S1與第一電感Lp之間，第一二極管D1的電流輸入端連接至第二二極管D2的電流輸出端，第二二極管D2的電流輸入端連接至第四場效應管S4與第二電感Ln之間。并網逆變器拓撲還包含輸出濾波電容C和第三電感L。輸出濾波電容C的一端電路連接第一二極管D1的電流輸入端，另一端電路連接至第三場效應管S3與第六場效應管S6之間。第三電感L 一端電路連接第三場效應管S3與第六場效應管S6之間，另一端電路連接至交流電源Vg的一端。交流電源Vg—端電路連接第一二極管D1電流輸入端，另一端與第三電感L電路連接。本實施例二中，第三二極管D3與第三場效應管S3可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管代替。第四二極管D4與第六場效應管S6可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管代替。第六二極管D6與第二場效應管S2可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管代替。第五二極管D5與第五場效應管S5可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管代替。第一場效應管S1，第二場效應管S2，第四場效應管S4和第五場效應管S5可以采用任意類型的通用的高頻功率開關管來代替。第三場效應管S3和第六場效應管S6可以分別采用晶匝管代替。第三電感可以由電源變壓器漏感或電源線路阻抗來代替。通過上述實施例二的電壓電流混源型并網逆變器拓撲可以處理諧波和無功功率。如圖15所示，為本發(fā)明電壓電流混源型并網逆變器拓撲的實施例三，該實施例三公開了一種非隔離三相電壓電流源的并網逆變器拓撲。該三相電壓電流源的并網逆變器拓撲包含三個單相電壓電流源的并網逆變器拓撲，該三個單相電壓電流源的并網逆變器拓撲的輸入端連接同一個直流源，并輸出三相交流電。本實施例三中的單相電壓電流源并網逆變器拓撲與實施例一中的非隔離單相電壓電流源并網逆變器拓撲結構相同，其中僅為了將三個單相電壓電流源并網逆變器拓撲連接同一個直流輸入，將實施例一中非隔離單相電壓電流源并網逆變器拓撲的兩個直流源(第一直流電壓源E1和第二直流電壓源E2)替換為兩個電容，并且將三個單相電壓電流源并網逆變器拓撲的第一場效應管S1電路連接在一起，共同連接至同一個直流源。通過上述實施例三公開的并網逆變器將實施例一和實施例二中公開的單相拓撲擴展成三相拓撲。盡管本發(fā)明的內容已經通過上述優(yōu)選實施例作了詳細介紹，但應當認識到上述的描述不應被認為是對本發(fā)明的限制。在本領域技術人員閱讀了上述內容后，對于本發(fā)明的多種修改和替代都將是顯而易見的。因此，本發(fā)明的保護范圍應由所附的權利要求來限定。
權利要求
1.一種電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，該并網逆變器拓撲包含:環(huán)路連接的第一直流電壓源(民)、第一場效應管(Si)、第一電感(LP)、第三二極管(D3)、第三場效應管(S3)、第六場效應管(S6)、第四二極管(D4)、第二電感⑴)、第四場效應管(S4)和第二直流電壓源(E2); 所述第三二極管(D3)電流輸出端連接至第三場效應管(S3)，第四二極管(D4)電流輸入端連接至第六場效應管(S6); 所述第三二極管(D3)、第三場效應管(S3)、第六場效應管(S6)、第四二極管(D4)之間還并聯(lián)連接有第二場效應管(S2)和第五場效應管(S5)； 所述并網逆變器拓撲還包含有第一二極管(D1)和第二二極管(D2);該第一二極管(D1)電流輸出端連接至第一場效應管(S1)與第一電感(Lp)之間，電流輸入端連接至第二二極管(D2)電流輸出端，第二二極管(D2)電流輸入端連接至第四場效應管(S4)與第二電感(Ln)之間； 所述第一二極管(D1)電流輸入端還分別連接至第一直流電壓源(E1)和第二直流電壓源(E2)之間，以及第二場效應管(S2)和第五場效應管(S5)之間； 所述并網逆變器拓撲還包含有輸出濾波電容(C)和第三電感(L); 所述輸出濾波電容(C) 一端電路連接所述第一二極管(D1)電流輸入端，另一端電路連接所述第三場效應管(S3)與第六場效應管(S6)之間； 所述第三電感(L) 一端電路連接所述第三場效應管(S3)與第六場效應管(S6)之間，另一端電路連接交流電源(Vg)的一端； 所述交流電源(V g)—端電路連接第一二極管(D1)電流輸入端，另一端與第三電感(L)電路連接。
2.如權利要求1所述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，所述并網逆變器拓撲的第三二極管(D3)與第三場效應管(S3)的物理位置可以互換。
3.如權利要求1所述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，所述并網逆變器拓撲的第四二極管(D4)與第六場效應管(S6)的物理位置可以互換。
4.如權利要求1所述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，所述并網逆變器拓撲的第三二極管(D3)與第三場效應管(S3)可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管代替。
5.如權利要求1所述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，所述并網逆變器拓撲的第四二極管(D4)與第六場效應管(S6)可以采用一個逆阻型絕緣柵雙極性晶體管代替。
6.如權利要求1所述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，所述并網逆變器拓撲的第一場效應管(S1),第二場效應管(S2)，第四場效應管(S4)和第五場效應管(&)可以采用任意類型的高頻功率開關管來代替。
7.如權利要求1所述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，所述并網逆變器拓撲的第三場效應管(S3)和第六場效應管(S6)可以分別采用晶匝管代替。
8.如權利要求1所述的電壓電流混源型并網逆變器拓撲，其特征在于，所述第三電感(L)可以由電源變壓器漏感或電源線路阻抗來代替。
9.一種如權利要求1所述電壓電流混源型并網逆變器拓撲的變流方法，其特征在于，該變流方法包含: 當?shù)谝恢绷麟妷涸?E1)和第二直流電壓源(E2)的直流輸入電壓高于電網交流電壓的絕對值的情況下，正半周時第三場效應管(S3)常開，第一場效應管(S1)高頻工作，第二場效應管(S2)、第四場效應管(S4)、第五場效應管(S5)和第六場效應管(S6)關閉；負半周時第六場效應管(S6)常開，第四場效應管(S4)高頻工作，第一場效應管(S1X第二場效應管(S2)、第三場效應管(S3)和第五場效應管(S5)關閉； 當?shù)谝恢绷麟妷涸?E1)和第二 直流電壓源(E2)直流輸入電壓低于電網交流電壓的絕對值的情況下，正半周時第一場效應管(S1)和第三場效應管(S3)常開，第二場效應管(S2)高頻工作，第四場效應管(S4)、第五場效應管(S5)和第六場效應管(S6)關閉；負半周時第四場效應管(S4)和第六場效應管(S6)常開，第五場效應管(S5)高頻工作，第一場效應管(S1X第二場效應管(S2)和第三場效應管(S3)關閉。
全文摘要
本發(fā)明公開的電壓電流混源型并網逆變器拓撲包含環(huán)路連接的第一場效應管、第一電感、第三二極管、第三場效應管、第六場效應管、第四二極管、第二電感、第四場效應管；第三場效應管、第六場效應管、第三二極管和第四二極管之間并聯(lián)有第二場效應管和第五場效應管；第一電感與第二場效應管、第二電感與第五場效應管之間并聯(lián)有第一二極管和第二二極管；第一二極管電流輸入端電路連接第一直流電壓源和第二直流電壓源的連接點、第二場效應管和第五場效應管的連接點、輸出濾波電容、交流電源；第三場效應管與第六場效應管之間電路連接輸出濾波電容和第三電感，第三電感另一端連接交流電源。本發(fā)明導通損耗小、開關損耗小、在高頻情況下，保持高效率。
文檔編號H02M7/537GK103107728SQ20131006915
公開日2013年5月15日 申請日期2013年3月5日 優(yōu)先權日2013年3月5日
發(fā)明者吳衛(wèi)民 申請人:上海海事大學