專利名稱：在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種電路結構，尤其是一種在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，屬于開關電源變換器控制的技術領域。
背景技術：
隨著智能手機、平板電腦等便攜式電子設備的迅速普及，使得為便攜式設備提供電能的開關模式電源適配器得到了迅猛發(fā)展。開關模式電源適配器由于其自身具有重量輕、效率高、體積小等優(yōu)點，已經(jīng)成為便攜式電子設備標準配置。原邊控制開關模式電源變化器無需光耦和TL431等器件等次級邊反饋控制器件，在外圍應用中所需要的分立器件相對于傳統(tǒng)的次級邊反饋開關模式電源變換器少，因此被廣泛應用于小功率反激式開關電源變換器中。便攜式電子設備普遍采用鋰電池供電，電源適配器為鋰電池充電過程中，為了縮短充電時間，首先會采用恒流快速充電，當鋰電池儲存的電能接近飽和時則采用恒壓充電。鋰電池的充電特性要求電源適配器具有恒流輸出特性，即能夠為負載提供恒定的電流。此外，隨著世界各主要經(jīng)濟體相繼出臺了淘汰效率低下的白熾燈照明路線圖，LED固態(tài)照明得到迅速發(fā)展。LED的發(fā)光特性不同于白熾燈，其亮度由驅動電流決定，當驅動電流大小發(fā)生變化時，LED亮度也隨之變化，為了維持LED亮度一致性，需要采用恒流驅動。由于原邊控制離線式反激變換器具有體積小、所需外圍器件少、采用變壓器隔離安全系數(shù)高等優(yōu)點，成為目前小功率LED照明驅動的首選方案。反激變換器采用變壓器對輸入和輸出進行隔離，變壓器隔離方式有助于提高電源變換器的安全性和可靠性，變壓器可以將原邊接收的電能耦合到次級邊，多數(shù)電源變換器使用功率開關來控制變壓器儲存能量。傳統(tǒng)的電源變換器使用光耦器件做隔離，將輸出電壓反饋給原邊控制器，原邊控制器根據(jù)反饋電壓調節(jié)功率開關。此外，傳統(tǒng)的電源變換器還需要在次級邊對輸出電壓和輸出電流進行調節(jié)，光耦和次級邊調節(jié)增加了電源變換器的體積和成本。為了克服傳統(tǒng)離線式反激變換器的缺點，業(yè)界發(fā)明了原邊控制離線式反激變換器，原邊控制利用變壓器輔助繞組將輸出電壓的變化反饋到控制器，控制器據(jù)此來調節(jié)功率開關，從而恒定變換器的輸出電壓和/或輸出電流。但是，現(xiàn)有的控制器均不能有效地實現(xiàn)恒流控制。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是克服現(xiàn)有技術中存在的不足，提供一種在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其結構緊湊，能實現(xiàn)恒流控制，適應范圍廣，安全可靠。按照本發(fā)明提供的技術方案，所述在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，包括控制器，所述控制器包括采樣/保持電路，接收反饋電壓VFB，并對所述反饋電壓Vfb進行采樣和保持，且將所述反饋電壓Vfb保持后輸入至電壓/電流轉換電路內；電壓/電流轉換電路，將所述反饋電壓Vfb轉換得到所需的控制電流，并將所述控制電流輸入振蕩器電路內；振蕩器電路，接收電壓/電流轉換電路輸入的控制電流，并根據(jù)控制電流輸出對應的振蕩頻率信號，并將所述振蕩頻率信號輸入觸發(fā)器的置位端；觸發(fā)器，所述觸發(fā)器的置位端接收振蕩頻率信號，觸發(fā)器的復位端接收限流比較器的輸出信號；當振蕩頻率信號為高電平時，觸發(fā)器的輸出端輸出高電平信號，以驅動功率管導通；限流比較器，所述限流比較器的同相端通過前沿消隱電路接收采樣電壓Vcs，并通過前沿消隱電路屏蔽采樣電壓Ves的前沿尖峰；當所述采樣電壓Ves大于限流比較器反相端的基準電壓Vkef時，限流比較器輸出限流信號，以使得觸發(fā)器輸出低電平，關斷功率管。所述控制器還包括用于產(chǎn)生基準電壓和基準電流的基準電路，基準電路產(chǎn)生的基準電壓Vkef輸入限流比較器的反相端。所述觸發(fā)器采用RS觸發(fā)器，觸發(fā)器的輸出端通過驅動增強電路與功率管的柵極端連接。所述采樣/保持電路包括第一 MOS管及第二 MOS管，所述第一 MOS管的柵極端與反饋電壓Vfb連接，第一 MOS管的漏極端接地，第一 MOS管的源極端及第二 MOS管的漏極端均與第一電流源的一端連接，第一電流源的另一端接地；第二 MOS管的漏極端與第二 MOS管的柵極端及第三MOS管的漏極端連接，且第二 MOS管的漏極端通過第二電流源接地，第三MOS管的源極端通過保持電容接地，第三MOS管的柵極端與采樣控制信號連接。所述第一電流源的輸出電流值為第二電流源輸出電流值的兩倍，第一 MOS管與第
二MOS管為幾何尺寸相同的MOS管，第一 MOS管及第二 MOS管均為PMOS管。所述電壓/電流轉換電路包括第四MOS管及第五MOS管，所述第四MOS管的漏極端接地，第四MOS管的柵極端與采樣/保持電路連接，第四MOS管的源極端與第一三極管的發(fā)射極端連接，第一三極管的基極端與第一三極管的集電極端、第三電流源的一端及第五MOS管的源極端連接；第五MOS管的柵極端與第五MOS管的漏極端及第二三極管的基極端連接，第五MOS管的漏極端通過第四電流源接地，第三電流源的另一端接地；第二三極管的發(fā)射極端通過第一轉換電阻接地，第二三極管的集電極端與第六MOS管的漏極端、第六MOS管的柵極端及第七MOS管的柵極端連接，第六MOS管的源極端及第七MOS管的源極端均接地；第七MOS管的漏極端與第八MOS管的漏極端、第八MOS管的柵極端及第十一 MOS管的柵極端連接；第八MOS管的源極端接地；第十一 MOS管的源極端接地，第十一 MOS管的漏極端與第十MOS管的漏極端、第十二 MOS管的漏極端、第十二 MOS管的柵極端及第十三MOS管的柵極端連接；第十MOS管的源極端接地，第十MOS管的柵極端與第九MOS管的柵極端、第九MOS管的漏極端及第三三極管的集電極端連接，第三三極管的發(fā)射極端通過第二轉換電阻接地，第三三極管的基極端與基極電壓信號連接；第十二 MOS管的源極端及第十三MOS管的源極端接地，第十三MOS管的漏極端與第十四MOS管的漏極端、第十四MOS管的柵極端及第十五MOS管的柵極端連接，第十四MOS管的源極端及第十五MOS管的源極端接地，第十五MOS管的漏極端與振蕩器電路相連。
所述第三電流源的輸出電流值為第四電流源輸出電流值的兩倍，第四MOS管與第五MOS管為幾何尺寸相同的MOS管，第一三極管及第二三極管均為NPN三極管。所述振蕩器電路包括第十六MOS管及第十七MOS管，所述第十六MOS管的源極端與第十七MOS管的漏極端、第十七MOS管的柵極端、第十九MOS管的柵極端連接及第二^MOS管的柵極端連接，第十七MOS管的源極端、第十九MOS管的源極端及第二十一 MOS管的源極端均接地；第十六MOS管的柵極端與第十六MOS管的漏極端、偏置電流源的一端、第十八MOS管的柵極端及第二十MOS管的柵極端連接，偏置電流源的另一端接地；第十八MOS管的漏極端與第二十MOS管的漏極端、第二十三MOS管的漏極端、第二十三MOS管的柵極端及第二十五MOS管的柵極端連接，第二十三MOS管的源極端與第二十二 MOS管的漏極端、第二十二 MOS管的柵極端、第二十四MOS管的柵極端連接，第二十二 MOS管的源極端及第二十四MOS管的源極端均接地，第二十四MOS管的漏極端與第二十五MOS管的源極端連接；第二十MOS管的源極端與第二^ MOS管的漏極端連接,第 二十MOS管的源極端及第二十一 MOS管的漏極端與電壓/電流轉換電路的輸出端連接；第二十五MOS管的漏極端與第二十六MOS管的源極端及第二十七MOS管的源極端連接，第二十六MOS管的漏極端與第十八MOS管的漏極端、第二十八MOS管的柵極端、第二十九MOS管的柵極端連接，第二十八MOS管的源極端及第二十九MOS管的源極端均接地，第二十九MOS管的漏極端與第二十七MOS管的漏極端連接,且第二十九MOS管的漏極端與振蕩電容的一端及遲滯比較器的輸入端連接，振蕩電容的另一端接地；遲滯比較器的輸出端與第一反相器的輸入端連接，第一反相器的輸出端與第二反相器的輸入端、第二十六MOS管的柵極端及第三反相器的輸入端連接，第三反相器的輸出端與第二十七MOS管的柵極端連接，第二反相器的輸出端輸出振蕩頻率信號。本發(fā)明的優(yōu)點反饋電壓送到控制器內后，對反饋電壓進行采樣和保持，然后將反饋電壓轉換成反饋電流信號，反饋電流信號送給振蕩器電路，對振蕩器電路輸出的振蕩頻率進行調制，功率管在振蕩器電路輸出的振蕩頻率控制下在導通和截止兩個狀態(tài)之間切換，從而在開關頻率和反饋電壓之間建立聯(lián)動關系，可以實現(xiàn)反饋和開關頻率聯(lián)動變化的恒流控制電路，能根據(jù)反饋電壓的變化，來控制開關頻率跟隨反饋電壓變化，從而恒定輸出電流，適應范圍廣，安全可靠。


圖1為現(xiàn)有電路的電路原理圖。圖2為本發(fā)明的使用狀態(tài)圖。圖3為本發(fā)明采樣/保持電路、電壓/電流轉換電路的電路原理圖。圖4為本發(fā)明開關驅動信號及采樣控制信號的時序圖。圖5為本發(fā)明振蕩器電路的電路原理圖。
具體實施例方式下面結合具體附圖和實施例對本發(fā)明作進一步說明。如圖1所示為現(xiàn)有原邊控制開關電源變換器的電路原理圖，其包括第一整流二極管101、第二整流二極管102、第三整流二極管103及第四整流二極管104，第一整流二極管101的陰極端與第二整流二極管102的陰極端連接，第一整流二極管101的陽極端與第三整流二極管103的陰極端連接，第二整流二極管102的陽極端與第四整流二極管104的陰極端連接，第三整流二極管103及第四整流二極管104的陽極端接地，以形成整流電路，用于將輸入的IlOV或220V交流電整流。第一整流二極管101的陰極端及第二整流二極管102的陰極端與濾波電容105的一端連接，濾波電容105的另一端接地。第一整流二極管101的陰極端還與高壓啟動電阻106的一端連接，且第一整流二極管101的陰極端及第二整流二極管102的陰極端相互連接后形成直流高壓Vin，所述高壓啟動電阻106的另一端與儲能電容107的一端、控制器108的電源端及輔助繞組整流二極管109的陰極端連接，儲能電容107的另一端接地。輔助繞組整流二極管109的陽極端與輔助繞組Naux的一端及第一分壓電阻R1的一端連接，第一分壓電阻R1的另一端與控制器108的FB端及第二電阻R2的一端連接，第二電阻R2的另一端接地，輔助繞組Naux的另一端接地。變壓器110初級繞組Np的一端與直流高壓Vin連接，另一端與功率管111的漏極
端連接，功率管111的柵極端與控制器108的DRV端連接，功率管111的源極端通過電流采樣電阻112接地，且功率管111的源極端與控制器108的CS端連接。變壓器110的輸出繞組隊的一端與輸出繞組整流二極管113的陽極端連接，輸出繞組整流二極管113的陰極端通過輸出濾波電容114與輸出繞組Ns的另一端連接，輸出濾波電容114的兩端設置輸出假負載115，即為假定的負載，輸出繞組整流二極管113的陰極端形成輸出電壓端Vott，輸出繞組隊的另一端為輸出繞組公共端RTN。為了便于解釋本發(fā)明，圖1中省略了變壓器110初級繞組Np兩端的RCD能量吸收網(wǎng)絡。工作時，開關電源變換器上電后，通過整流電路整流后得到直流高壓VIN，所述直流高壓Vin通過高壓啟動電阻106對儲能電容107進行充電，儲能電容107電壓逐漸升高。當儲能電容107的電壓上升到某一預設值后，控制器108開始工作，控制器108的DRV端輸出高電平控制功率管111導通；功率管111導通后，電流流過變壓器110的初級線圈Np (原邊電感)，變壓器110開始儲存能量；隨著電感電流的增大，電流采樣電阻112上電壓逐漸增大，當電流達到控制器108內部預先設計的限流點后，控制器108的DRV端輸出低電平控制功率管111截止；變壓器110將儲存的能量以電流的形式通過輸出繞組Ns釋放；輸出電流在為負載供電的同時，還需要為輸出濾波電容114充電；在功率管111截止期間,輸出濾波電容114接收來自變壓器110輸出繞組Ns的電流，其電壓逐漸上升；同時變壓器110的輸出繞組Ns和輔助繞組Naux之間，在功率管111截止期間形成變壓器結構，即變壓器輔助繞組輸出電壓Vaux和變壓器輸出繞組電壓Vott與各自線圈的匝數(shù)成比例關系；因此控制器108的FB引腳接收能夠反映輸出電壓Vott的反饋電壓Vfb ;控制器108根據(jù)Vfb電壓值，調節(jié)DRV端的輸出波形頻率，進而控制開關電源變換器的輸入功率。本發(fā)明應用于工作在斷續(xù)導通模式(DCM)的原邊控制離線式反激變換器，變換器的輸出功率PQm可以表不成Pout-1out Vout (I)Iout是變換器輸出電流，Votit是變換器輸出電壓。變換器工作在DCM下的輸入功率Pin表達式是 Pin = ~ ip ■ I peak fsw(2 )
Lp是變壓器原邊電感量，Ipeak是電感峰值電流，一般由控制器內部設定，fSff是控制器開關頻率。變換器的功率傳輸效率是n，則輸入功率和輸出功率的關系可以表示成P0UT= n * Pin (3)可以進一步將輸出電流的表達式改寫成
j = 2__(4)
)11 —V
y OlJT利用反激變換器的變壓器輔助繞組Naux對輸出電壓Vott進行采樣，變壓器輔助繞組Naux在功率開關斷開期間，利用變壓器的耦合關系將輸出繞組電壓反饋到輔助繞組。變壓器輔助繞組Naux通過一個分壓電阻網(wǎng)絡中的第一分壓電阻R1、第二分壓電阻R2接到地，第一分壓電阻&和第二分壓電阻民的中間抽頭被連接到控制器的輸入端口。變壓器輔助繞組Naux的電壓信號Vaux經(jīng)過電阻網(wǎng)絡分壓后，送到控制器108內部進行進一步的處理，變壓器輔助繞組Naux經(jīng)過電阻網(wǎng)絡分壓后的電壓信號稱為反饋電壓信號VFB。它們之間的關系式Vfb = ^aux -R2C5)
[R, + R2)忽略輸出整流二極管的正向導通壓降，則輸出電壓Vott等于變壓器次級繞組電壓，與輔助繞組電壓Vaux的關系如下^L = -^(6)
Ns Nnx其中，隊是變壓器輸出繞組線圈匝數(shù)，Naux是變壓器輔助繞組線圈匝數(shù)。由此可知，輸出電壓Vott和反饋電壓信號Vfb之間的關系是Vout=H(R^R2){7)
N,ry Ri將輸出電壓Vott電壓表達式代入到輸出電流Iott表達式中，得到新的輸出電流表達式
T _ ' Lp ■ Ipeak fsw/ O■ 2 Ns (R1+R2) Vfb
N AUXR!從輸出電流表達式(8)中可以看出，如果控制器108的開關頻率fsw跟隨反饋電壓信號Vfb變化，則可以維持輸出電流Itm的恒定。如圖2所示為了能夠實現(xiàn)對在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制，本發(fā)明控制器108包括采樣/保持電路203，接收反饋電壓Vfb，并對所述反饋電壓Vfb進行采樣和保持，且將所述反饋電壓Vfb保持后輸入至電壓/電流轉換電路204內；電壓/電流轉換電路204，將所述反饋電壓Vfb轉換得到所需的控制電流，并將所述控制電流輸入振蕩器電路205內；振蕩器電路205，接收電壓/電流轉換電路204輸入的控制電流，并根據(jù)控制電流輸出對應的振蕩頻率信號，并將所述振蕩頻率信號206輸入觸發(fā)器207的置位端；本發(fā)明實施例中，所述振蕩頻率信號206與開關頻率fsw具有相關性，即振蕩頻率信號與反饋電壓Vfb間成線性關系，以實現(xiàn)所需的恒流控制。觸發(fā)器207，所述觸發(fā)器207的置位端接收振蕩頻率信號，觸發(fā)器207的復位端接收限流比較器202的輸出信號；當振蕩頻率信號為高電平時，觸發(fā)器207的輸出端輸出高電平信號，以驅動功率管111導通；限流比較器202，所述限流比較器202的同相端通過前沿消隱電路210接收采樣電壓Ves,并通過前沿消隱電路210屏蔽采樣電壓Ves的前沿尖峰；當所述采樣電壓Ves大于限流比較器202反相端的基準電壓Vkef時，限流比較器202輸出限流信號，以使得觸發(fā)器207輸出低電平，關斷功率管111。所述控制器108還包括用于產(chǎn)生基準電壓和基準電流的基準電路201，基準電路201產(chǎn)生的基準電壓Vkef輸入限流比較器202的反相端，所述基準電壓Vkef決定了電感峰值電流Ipeak的值，在集成電路內設置基準電路201，并利用基準電路201產(chǎn)生需要的基準電壓和基準電流，是集成電路領域中常規(guī)的技術手段，此處不再贅述。所述觸發(fā)器207采用RS觸發(fā)器，觸發(fā)器207的輸出端通過驅動增強電路208與功率管111的柵極端連接，驅動增強電路208對RS觸發(fā)器207的輸出信號進行同相放大，增強驅動能力。驅動增強電路208及前沿消隱電路210均可采用集成電路領域中常規(guī)的電路形式。圖2中控制器108在使用時的連接結構及相應的工作原理可以參照上述圖1的描述，即控制器108在工作時，在振蕩器電路205及限流比較器202的輸出控制下，驅動功率管111的導通和截止，控制變壓器110能量的轉換與傳遞，實現(xiàn)所需的恒流控制。如圖3所示所述采樣/保持電路203包括第一 MOS管303及第二 MOS管304，所述第一 MOS管303的柵極端與反饋電壓Vfb連接，第一 MOS管303的漏極端接地，第一 MOS管303的源極端及第二 MOS管304的漏極端均與第一電流源301的一端連接，第一電流源301的另一端接地；第二 MOS管304的漏極端與第二 MOS管304的柵極端及第三MOS管307的漏極端連接，且第二 MOS管304的漏極端通過第二電流源305接地，第三MOS管307的源極端通過保持電容308接地，第三MOS管307的柵極端與采樣控制信號306連接。上述為本發(fā)明采樣/保持電路203的一個具體實施例，其中，所述第一電流源301的輸出電流值為第二電流源305輸出電流值的兩倍，第一 MOS管302與第二 MOS管304為幾何尺寸相同的MOS管，第一 MOS管302及第二 MOS管304均為PMOS管，所述幾何尺寸包括導電溝道的寬長比等相關參數(shù)，為本技術領域人員所熟知。因此，第二 MOS管304的柵極電壓等于反饋電壓Vfb，采樣控制信號306的波形如圖4所示。圖4中，209波形是功率管111的柵極驅動信號，當柵極驅動信號209變成低電平后，采樣控制信號306變成高電平；采樣控制信號306受柵極驅動信號209控制產(chǎn)生，當電路檢測到柵極驅動信號209的下降沿后，控制采樣控制信號306產(chǎn)生高電平，高電平的持續(xù)時間在本發(fā)明的一個具體實施例中是I U S。第三MOS管307是NMOS開關，第一 MOS管302的柵極端303接收反饋電壓Vfb,當采樣控制信號306是高電平時，第三MOS管307導通，將第二 MOS管304的柵極電壓采樣到保持電容308上保持，即將反饋電壓Vfb采樣到保持電容308上保持；本發(fā)明實施例中，利用第一電流源301、第一 MOS管302、第二 MOS管304、第二電流源305、第三MOS管307將反饋電壓Vfb采樣到控制器108的內部，并利用保持電容308保持反饋電壓VFB。所述電壓/電流轉換電路204包括第四MOS管311及第五MOS管312，所述第四MOS管311的漏極端接地，第四MOS管311的柵極端與采樣/保持電路203連接，第四MOS管311的源極端與第一三極管310的發(fā)射極端連接，第一三極管310的基極端與第一三極管310的集電極端、第三電流源309的一端及第五MOS管312的源極端連接；第五MOS管312的柵極端與第五MOS管312的漏極端及第二三極管315的基極端連接，第五MOS管312的漏極端通過第四電流源313接地，第三電流源309的另一端接地；第二三極管315的發(fā)射極端通過第一轉換電阻316接地，第二三極管315的集電極端與第六MOS管314的漏極端、第六MOS管314的柵極端及第七MOS管317的柵極端連接，第六MOS管314的源極端及第七MOS管317的源極端均接地；第七MOS管317的漏極端與第八MOS管318的漏極端、第八MOS管318的柵極端及第十一 MOS管324的柵極端連接；第八MOS管318的源極端接地；所述第一轉換電阻316即為電阻R3 ；第^^一 MOS管324的源極端接地，第i^一 MOS管324的漏極端與第十MOS管323的漏極端、第十二 MOS管325的漏極端、第十二 MOS管325的柵極端及第十三MOS管326的柵極端連接；第十MOS管323的源極端接地，第十MOS管323的柵極端與第九MOS管319的柵極端、第九MOS管319的漏極端及第三三極管321的集電極端連接，第三三極管321的發(fā) 射極端通過第二轉換電阻322接地，第三三極管321的基極端與基極電壓信號320連接；第二轉換電阻322即為電阻R4 ;第十二 MOS管325的源極端及第十三MOS管326的源極端接地，第十三MOS管326的漏極端與第十四MOS管327的漏極端、第十四MOS管327的柵極端及第十五MOS管328的柵極端連接，第十四MOS管327的源極端及第十五MOS管328的源極端接地，第十五MOS管328的漏極端與振蕩器電路205相連。上述為本發(fā)明實施例中電壓/電流轉換電路204的一個具體實施例，其中，所述第三電流源309的輸出電流值為第四電流源313輸出電流值的兩倍，第四MOS管311與第五MOS管312為幾何尺寸相同的MOS管，第一三極管310及第二三極管315均為NPN三極管。第三電流源309的輸出電流值與第一電流源301的輸出電流值一致，第四電流源313的輸出電流值與第二電流源305的輸出電流值一致。第四MOS管311及第五MOS管312均為PMOS管，第六MOS管314、第七MOS管317、第九MOS管319、第十MOS管323、第十四MOS管327及第十五MOS管328均為PMOS管，第八MOS管324、第十二 MOS管325、第十三MOS管326均采用NMOS管。其中，第一三極管310的集電極和基極短接，形成二極管連接；因此，第一轉換電阻316的上電壓降就是反饋電壓VFB;第一轉換電阻316將反饋電壓Vfb轉換成電流IFB;第六MOS管314與第七MOS管317之間形成電流鏡，第八MOS管318及第i^一 MOS管324間形成電流鏡，通過上述兩個電流鏡對電流進行調制，在第十一 MOS管324的漏極形成電流kJFB，其中h是電流鏡調制系數(shù)。第三三極管321的基極電壓信號320是VBe+VBE，其中，VBe是帶隙基準電壓，由基準電路201產(chǎn)生，Vbe是三極管基極發(fā)射極正向導通電壓；因此，第二轉換電阻322將帶隙基準電壓Vbs轉換成電流Ibs ;第九MOS管319及第十MOS管323間形成的電流鏡對電流Ibs進行調制，在第十MOS管323的漏極形成電流!^^；，其中k2是電流鏡調制系數(shù)。第十MOS管323的漏極電流大于第i^一 MOS管324的漏極電流，電流差是IDelta，由第十二 MOS管325與第十三MOS管326間形成的一電流鏡及第十四MOS管327及第十五MOS管328形成的另一電流鏡配合對電流差Illelta進行調制，在第十五MOS管328的漏極形成電流k3IDelta，送給振蕩器電路205對振蕩頻率進行調節(jié)。如圖5所示所述振蕩器電路205包括第十六MOS管402及第十七MOS管403，所述第十六MOS管402的源極端與第十七MOS管403的漏極端、第十七MOS管403的柵極端、第十九MOS管405的柵極端連接及第二i^一 MOS管407的柵極端連接，第十七MOS管403的源極端、第十九MOS管405的源極端及第二十一 MOS管407的源極端均接地；第十六MOS管402的柵極端與第十六MOS管402的漏極端、偏置電流源401的一端、第十八MOS管404的柵極端及第二十MOS管406的柵極端連接，偏置電流源401的另一端接地；第十八MOS管404的漏極端與第二十MOS管406的漏極端、第二十三MOS管409的漏極端、第二十三MOS管409的柵極端及第二十五MOS管411的柵極端連接，第二十三MOS管409的源極端與第二十二 MOS管408的漏極端、第二十二 MOS管408的柵極端、第二十四MOS管410的柵極端連接，第二十二 MOS管408的源極端及第二十四MOS管410的源極端均接地，第二十四MOS管410的漏極端與第二十五MOS管411的源極端連接；第二十MOS管406的源極端與第二^ MOS管407的漏極端連接,第二十MOS管406的源極端及第二^MOS管407的漏極端與電壓/電流轉換電路204的輸出端連接；第二十五MOS管411的漏極端與第二十六MOS管412的源極端及第二十七MOS管413的源極端連接,第二十六MOS管412的漏極端與第十八MOS管414的漏極端、第二十八MOS管414的柵極端、第二十九MOS管415的柵極端連接，第二十八MOS管414的源極端及第二十九MOS管415的源極端均接地，第二十九MOS管415的漏極端與第二十七MOS管413的漏極端連接，且第二十九MOS管415的漏極端與振蕩電容416的一端及遲滯比較器417的輸入端連接，振蕩電容416的另一端接地；遲滯比較器417的輸出端與第一反相器418的輸入端連接,第一反相器418的輸出端與第二反相器419的輸入端、第二十六MOS管412的柵極端及第三反相器420的輸入端連接，第三反相器420的輸出端與第二十七MOS管413的柵極端連接，第二反相器419的輸出端輸出振蕩頻率信號。其中，偏置電流源401為振蕩器電路205提供偏置電流；第十六MOS管402、第十七MOS管403、第十八MOS管404、第十九M0S405、第二十MOS管406及第二i^一 MOS管407間形成對應的電流鏡，其中第十九MOS管405的漏極端產(chǎn)生電流I1，第二i^一 MOS管407的漏極端產(chǎn)生電流I2 ;電壓/電流轉換電路204產(chǎn)生的電流Mg/流進第二i^一 MOS管407的漏極；電流I1、電流I2、電流k3IDelta三個電流相互作用，形成電流I3 ;第二十二 MOS管408、第二十三MOS管409、第二十四MOS管410、第二十五MOS管411間形成電流鏡，對電流I3進行調制產(chǎn)生電流14，調制系數(shù)為k4 ;第二十六MOS管412、第二十七MOS管413、第二十八MOS管414及第二十九MOS管415組成的充放電電路，在第三反相器420的控制下，輪流對振蕩電容416進行充電和放電；遲滯比較器417為電壓遲滯比較器，遲滯比較器417的高壓端421接電壓VH，遲滯比較器417的低壓端422接電壓\，遲滯比較器417的電壓遲滯區(qū)間是高壓端421和低壓端422的電壓差。第十六MOS管402、第十七MOS管403、第十八MOS管404、第十九MOS管405、第二十MOS管406、第二^^一 MOS管407、第二十八MOS管414、第二十九MOS管415均采用NMOS管，第二十二 MOS管408、第二十三MOS管409、第二十四MOS管410、第二十五MOS管411、第二十六MOS管412及第二十七MOS管413均采用PMOS管。初始狀態(tài)下，電壓遲滯比較器417輸出0電平，經(jīng)過第一反相器418和第三反相器420后，第二十六MOS管412的柵極端是I電平，第二十七MOS管413的柵極端是0電平，電流I4 通過第二十七MOS管413對振蕩電容416進行充電，輸入到遲滯比較器417的電壓V1升高；當電壓V1大于電壓Vh后，電壓遲滯比較器417輸出I電平，經(jīng)過第一反相器418和第
三反相器420后，第二十六MOS管412的柵極端是0電平，第二十七MOS管413的柵極端是I電平，電流I4通過第二十六MOS管412以及第二十八MOS管414和第二十九MOS管415形成的電流鏡對振蕩電容416進行放電，電壓V1降低；當電壓V1小于電壓'后，電壓遲滯比較器417輸出0電平，控制電流I4開始對振蕩電容416進行充電；周而復始，在第二反相器419的輸出端得到方波振蕩波形。電流I4、振蕩電容416的電容值CQSC、遲滯比較器417的電壓遲滯區(qū)間A Vqs。決定了振蕩器頻率，在本發(fā)明的一個具體實施例中電壓遲滯區(qū)間是固定值，在另一個本發(fā)明的具體實施例中電壓遲滯區(qū)間是受其他信號控制的可變值。改變電流I4可以改變振蕩頻率4。，電流I4受電流Mltelta控制而變化，電流k3IDelta受反饋電壓Vfb控制，因此本發(fā)明實施例中通過采樣/保持電路203、電壓/電流轉換電路204和振蕩器電路205，在反饋電壓Vfb和振蕩頻率fQSC之間建立起聯(lián)系。為了進一步理解本發(fā)明的原理，下面對具體控制過程進行推導。反饋電流Ifb由反饋電壓Vfb和第一轉換電阻316相除所得Iyn = ^(9)基準電流IBe由帶隙基準電壓VBe和電阻R4相除所得Ibg =(10)基準電流Ibc和反饋電流Ifb相減得到Illelta
權利要求
1.一種在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，包括控制器(108)，其特征是，所述控制器(108)包括 采樣/保持電路(203 )，接收反饋電壓Vfb，并對所述反饋電壓Vfb進行采樣和保持，且將所述反饋電壓Vfb保持后輸入至電壓/電流轉換電路(204)內； 電壓/電流轉換電路(204)，將所述反饋電壓Vfb轉換得到所需的控制電流，并將所述控制電流輸入振蕩器電路(205)內； 振蕩器電路(205 )，接收電壓/電流轉換電路(204 )輸入的控制電流，并根據(jù)控制電流輸出對應的振蕩頻率信號，并將所述振蕩頻率信號輸入觸發(fā)器(207)的置位端； 觸發(fā)器(207)，所述觸發(fā)器(207)的置位端接收振蕩頻率信號，觸發(fā)器(207)的復位端接收限流比較器(202)的輸出信號；當振蕩頻率信號為高電平時，觸發(fā)器(207)的輸出端輸出高電平信號，以驅動功率管(111)導通； 限流比較器(202)，所述限流比較器(202)的同相端通過前沿消隱電路(210)接收采樣電壓Ves,并通過前沿消隱電路(210)屏蔽采樣電壓Ves的前沿尖峰；當所述采樣電壓Ves大于限流比較器(202)反相端的基準電壓Vkef時，限流比較器(202)輸出限流信號，以使得觸發(fā)器(207)輸出低電平，關斷功率管(111)。
2.根據(jù)權利要求I所述的在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其特征是所述控制器(108)還包括用于產(chǎn)生基準電壓和基準電流的基準電路(201)，基準電路(201)產(chǎn)生的基準電壓Vkef輸入限流比較器(202)的反相端。
3.根據(jù)權利要求I所述的在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其特征是所述觸發(fā)器(207)采用RS觸發(fā)器，觸發(fā)器(207)的輸出端通過驅動增強電路(208)與功率管(111)的柵極端連接。
4.根據(jù)權利要求I所述的在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其特征是所述采樣/保持電路(203)包括第一 MOS管(303)及第二 MOS管(304)，所述第一 MOS管(303)的柵極端與反饋電壓Vfb連接，第一MOS管(303)的漏極端接地，第一MOS管(303)的源極端及第二 MOS管(304)的漏極端均與第一電流源(301)的一端連接，第一電流源(301)的另一端接地；第二 MOS管(304)的漏極端與第二 MOS管(304)的柵極端及第三MOS管(307)的漏極端連接，且第二 MOS管(304)的漏極端通過第二電流源(305)接地，第三MOS管(307)的源極端通過保持電容(308)接地，第三MOS管(307)的柵極端與采樣控制信號(306)連接。
5.根據(jù)權利要求4所述的在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其特征是所述第一電流源(301)的輸出電流值為第二電流源(305)輸出電流值的兩倍，第一 MOS管(302)與第二 MOS管(304)為幾何尺寸相同的MOS管，第一 MOS管(302)及第二 MOS管(304)均為PMOS 管。
6.根據(jù)權利要求I所述的在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其特征是所述電壓/電流轉換電路(204)包括第四MOS管(311)及第五MOS管(312)，所述第四MOS管(311)的漏極端接地，第四MOS管(311)的柵極端與采樣/保持電路(203)連接，第四MOS管(311)的源極端與第一三極管(310)的發(fā)射極端連接，第一三極管(310)的基極端與第一三極管(310)的集電極端、第三電流源(309)的一端及第五MOS管(312)的源極端連接；第五MOS管(312)的柵極端與第五MOS管(312)的漏極端及第二三極管(315)的基極端連接，第五MOS管(312)的漏極端通過第四電流源(313)接地，第三電流源(309)的另一端接地； 第二三極管(315)的發(fā)射極端通過第一轉換電阻(316)接地，第二三極管(315)的集電極端與第六MOS管(314)的漏極端、第六MOS管(314)的柵極端及第七MOS管(317)的柵極端連接，第六MOS管(314)的源極端及第七MOS管(317)的源極端均接地；第七MOS管(317)的漏極端與第八MOS管(318)的漏極端、第八MOS管(318)的柵極端及第十一 MOS管(324)的柵極端連接；第八MOS管(318)的源極端接地； 第i^一 MOS管(324)的源極端接地，第i^一 MOS管(324)的漏極端與第十MOS管(323)的漏極端、第十二 MOS管(325)的漏極端、第十二 MOS管(325)的柵極端及第十三MOS管(326)的柵極端連接；第十MOS管(323)的源極端接地，第十MOS管(323)的柵極端與第九MOS管(319)的柵極端、第九MOS管(319)的漏極端及第三三極管(321)的集電極端連接，第三三極管(321)的發(fā)射極端通過第二轉換電阻(322)接地，第三三極管(321)的基極端與基極電壓信號(320)連接； 第十二 MOS管(325 )的源極端及第十三MOS管(326 )的源極端接地，第十三MOS管(326 )的漏極端與第十四MOS管(327)的漏極端、第十四MOS管(327)的柵極端及第十五MOS管(328)的柵極端連接，第十四MOS管(327)的源極端及第十五MOS管(328)的源極端接地，第十五MOS管(328)的漏極端與振蕩器電路(205)相連。
7.根據(jù)權利要求6所述的在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其特征是所述第三電流源(309)的輸出電流值為第四電流源(313)輸出電流值的兩倍，第四MOS管(311)與第五MOS管(312)為幾何尺寸相同的MOS管，第一三極管(310)及第二三極管(315)均為NPN三極管。
8.根據(jù)權利要求I所述的在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其特征是所述振蕩器電路(205 )包括第十六MOS管(402 )及第十七MOS管(403 )，所述第十六MOS管(402)的源極端與第十七MOS管(403)的漏極端、第十七MOS管(403)的柵極端、第十九MOS管(405)的柵極端連接及第二i^一 MOS管(407)的柵極端連接，第十七MOS管(403)的源極端、第十九MOS管(405)的源極端及第二十一MOS管(407)的源極端均接地；第十六MOS管(402)的柵極端與第十六MOS管(402)的漏極端、偏置電流源(401)的一端、第十八MOS管(404)的柵極端及第二十MOS管(406)的柵極端連接，偏置電流源(401)的另一端接地； 第十八MOS管(404)的漏極端與第二十MOS管(406)的漏極端、第二十三MOS管(409)的漏極端、第二十三MOS管(409)的柵極端及第二十五MOS管(411)的柵極端連接，第二十三MOS管(409)的源極端與第二十二 MOS管(408)的漏極端、第二十二 MOS管(408)的柵極端、第二十四MOS管(410)的柵極端連接，第二十二 MOS管(408)的源極端及第二十四MOS管(410)的源極端均接地，第二十四MOS管(410)的漏極端與第二十五MOS管(411)的源極端連接；第二十MOS管(406)的源極端與第二^ MOS管(407)的漏極端連接,第二十MOS管(406)的源極端及第二十一 MOS管(407)的漏極端與電壓/電流轉換電路(204)的輸出端連接； 第二十五MOS管(411)的漏極端與第二十六MOS管(412 )的源極端及第二十七MOS管(413)的源極端連接，第二十六MOS管(412)的漏極端與第十八MOS管(414)的漏極端、第二十八MOS管(414)的柵極端、第二十九MOS管(415)的柵極端連接,第二十八MOS管(414)的源極端及第二十九MOS管(415)的源極端均接地，第二十九MOS管(415)的漏極端與第二十七MOS管(413)的漏極端連接,且第二十九MOS管(415)的漏極端與振蕩電容(416)的一端及遲滯比較器(417)的輸入端連接，振蕩電容(416)的另一端接地； 遲滯比較器(417)的輸出端與第一反相器(418)的輸入端連接,第一反相器(418)的輸出端與第二反相器(419)的輸入端、第二十六MOS管(412)的柵極端及第三反相器(420)的 輸入端連接，第三反相器(420)的輸出端與第二十七MOS管(413)的柵極端連接，第二反相器(419)的輸出端輸出振蕩頻率信號。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種在原邊控制開關電源變換器中實現(xiàn)恒流控制的電路，其包括控制器，控制器包括采樣/保持電路，對反饋電壓VFB進行采樣和保持，輸入至電壓/電流轉換電路內；電壓/電流轉換電路，將所述反饋電壓VFB轉換得到所需的控制電流；振蕩器電路，根據(jù)控制電流輸出對應的振蕩頻率信號，并將所述振蕩頻率信號輸入觸發(fā)器的置位端；觸發(fā)器，當振蕩頻率信號為高電平時，觸發(fā)器的輸出端輸出高電平信號，以驅動功率管導通；限流比較器，當所述采樣電壓VCS大于限流比較器反相端的基準電壓VREF時，限流比較器輸出限流信號，以使得觸發(fā)器輸出低電平，關斷功率管。本發(fā)明結構緊湊，能實現(xiàn)恒流控制，適應范圍廣，安全可靠。
文檔編號H02M7/217GK102983763SQ20121055947
公開日2013年3月20日 申請日期2012年12月20日 優(yōu)先權日2012年12月20日
發(fā)明者朱勤為, 黃飛明, 趙文遐, 丁國華, 賀潔 申請人:無錫硅動力微電子股份有限公司