專(zhuān)利名稱(chēng)：一種帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種開(kāi)關(guān)電源控制技術(shù)，特別涉及一種帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法。
背景技術(shù)：
隨著半導(dǎo)體和信息技術(shù)的飛速發(fā)展，作為它們電源管理系統(tǒng)的直流-直流斬波器即開(kāi)關(guān)電源必須滿足以下技術(shù)需求(I)輸出電壓低；(2)輸出電壓精度高；(3)輸出電流大；(4)輸入電源及輸出負(fù)載瞬變時(shí),輸出電壓的瞬態(tài)過(guò)沖小。以上需求對(duì)開(kāi)關(guān)電源的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)特性提出了較高的要求，對(duì)開(kāi)關(guān)電源的控制方法提出了新的挑戰(zhàn)。其中，傳統(tǒng)型PWM電壓控制方法由于其滿足穩(wěn)定性和控制精度的基本要求，而廣泛的應(yīng)用于開(kāi)關(guān)電源中。但 是，這種控制方法只涉及在輸出量變動(dòng)引起負(fù)載電壓變化時(shí)進(jìn)行控制，在輸入電壓和負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，沒(méi)有對(duì)輸入量變化時(shí)引起的擾動(dòng)實(shí)現(xiàn)有效控制，還有控制電路中電壓誤差放大器的補(bǔ)償電路帶來(lái)的延時(shí)滯后，不僅造成了其瞬態(tài)響應(yīng)慢，降低了其動(dòng)態(tài)特性，而且控制電路中使用運(yùn)算放大器和三角載波產(chǎn)生電路以及其它補(bǔ)償電路，這些易造成開(kāi)關(guān)電源的制造成本上升，難以實(shí)現(xiàn)小型化和輕量化。并且，電壓誤差放大器的補(bǔ)償電路在設(shè)計(jì)和調(diào)試時(shí)較為復(fù)雜。以上這些問(wèn)題給設(shè)計(jì)者帶來(lái)了很多困難，且延長(zhǎng)了設(shè)計(jì)周期、消耗了大量人力物力。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是針對(duì)傳統(tǒng)型PWM電壓控制方法難以滿足輸入輸出高速瞬態(tài)響應(yīng)、小型化、輕量化、低成本、高效率的問(wèn)題，提出了一種帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，提出了在輸入輸出量變動(dòng)時(shí)，具有快速瞬態(tài)響應(yīng)特性的新型滯環(huán)控制方式，有效提高了控制電路的動(dòng)態(tài)特性，具有良好的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)特性。本發(fā)明的技術(shù)方案為一種帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，在保持原PWM電壓開(kāi)關(guān)部分電路的基礎(chǔ)上，更改原有PWM電壓控制電路反饋部分為輸出電壓經(jīng)串聯(lián)的反饋調(diào)整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過(guò)輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出，接前饋調(diào)整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過(guò)輸入端MOS開(kāi)關(guān)管，接串聯(lián)的兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻和參考電壓后接地；充電電容電壓端接滯環(huán)比較器反相輸入端，兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻中間點(diǎn)接滯環(huán)比較器同相輸入端，滯環(huán)比較器輸出進(jìn)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路接輸入端MOS開(kāi)關(guān)管柵極；得到輸出電壓
Va ~ 1+ (UriR^iKcFi (Fl.，其中 D 為占全比 D = ] V^-Vol , 為反饋增碰&=
]P-■■■■■V-%，K為滯環(huán)比較器高電平_值電壓，Vol、&分別為滯環(huán)比較器輸出彳氐電平、
■*7 OH
高電平電壓，r為降壓直流轉(zhuǎn)換器等效內(nèi)阻，Ro為負(fù)載，R為前饋調(diào)整電阻；Rf為反饋調(diào)整電阻。
所述輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出到前饋調(diào)整電阻的中間可加入比例或者比例積分環(huán)節(jié)。所述輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出的兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻的中間可加入比例或者比例積分環(huán)節(jié)。所述輸入電壓經(jīng)過(guò)輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出，接串聯(lián)的兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻和參考電壓后接地中，輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出可從MOS開(kāi)關(guān)管柵極或源極輸出。本發(fā)明的有益效果在于本發(fā)明帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，無(wú)需運(yùn)算放大器和三角載波電路，實(shí)現(xiàn)了輸出電壓的精確控制；只需要一個(gè)滯環(huán)比較器，控制電路器件大大減少，控制電路拓?fù)浜?jiǎn)單；沒(méi)有使用誤差放大器，沒(méi)有反饋相位延遲，完全不需要相位補(bǔ)償電路。同時(shí)，控制電路的穩(wěn)定性得到很大改善；負(fù)載變動(dòng)和輸入電壓變動(dòng)時(shí)輸出電壓均可被控制在最小限度以至能快速恢復(fù)原輸出電壓水平，輸出電壓過(guò)沖量和調(diào)節(jié)時(shí)間 均極小，進(jìn)而具有良好的調(diào)節(jié)和高速瞬態(tài)響應(yīng)特性；與傳統(tǒng)型PWM電壓控制方法相比，滿足了在輸入電壓和輸出負(fù)載變化時(shí)的高速瞬態(tài)響應(yīng)、小型、低成本、高效率的要求。


圖I為傳統(tǒng)型PWM電壓控制方法電路 圖2為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例一電路 圖3為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例二電路 圖4為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例一和二的動(dòng)作原理 圖5為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合一電路 圖6為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合二電路 圖7為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合四電路 圖8為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合六電路 圖9為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合七電路 圖10為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合八電路 圖11為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合九電路 圖12為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合七電路輸出響應(yīng)曲線
圖13為本發(fā)明帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例組合九電路輸出響應(yīng)曲線
圖14為負(fù)載電流Io躍降一倍時(shí)傳統(tǒng)PWM電壓控制瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖15為本發(fā)明負(fù)載電流Io躍降一倍時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖16為本發(fā)明負(fù)載電流Io躍降一倍時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例二瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖17為負(fù)載電流Io躍升一倍時(shí)傳統(tǒng)PWM電壓控制瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖18為本發(fā)明負(fù)載電流Io躍升一倍時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖19為本發(fā)明負(fù)載電流Io躍升一倍時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例二瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖20為輸入電壓躍降40%時(shí)傳統(tǒng)PWM電壓控制瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖21為本發(fā)明輸入電壓躍降40%時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖22為本發(fā)明輸入電壓躍降40%時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例二瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖23為輸入電壓躍升40%時(shí)傳統(tǒng)PWM電壓控制瞬態(tài)響應(yīng)曲線 圖24為本發(fā)明輸入電壓躍升40%時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng) 曲線 圖25為本發(fā)明輸入電壓躍升40%時(shí)帶有電壓前饋的新型控制方法實(shí)施例二瞬態(tài)響應(yīng)曲線圖。
具體實(shí)施例方式針對(duì)傳統(tǒng)控制方法的缺點(diǎn)，我們提出了在輸入輸出量變動(dòng)時(shí)，具有快速瞬態(tài)響應(yīng)特性的新型滯環(huán)控制方式。通過(guò)設(shè)計(jì)不同的輸出電壓和輸入電壓的反饋支路，同時(shí)結(jié)合滯環(huán)比較器的工作特點(diǎn)，有效調(diào)節(jié)控制信號(hào)的脈沖寬度，實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。由于該控制方法只需要一個(gè)滯環(huán)比較器和反饋系數(shù)調(diào)節(jié)電阻，控制電路的器件數(shù)量大大減少，成本和體積均得到了較大改善。而且，由于沒(méi)有使用誤差放大器，在消除了補(bǔ)償電路帶來(lái)的相位延遲問(wèn)題的同時(shí)，有效提高了控制電路的動(dòng)態(tài)特性。最后通過(guò)理論分析以及仿真在與傳統(tǒng)性的控制方法對(duì)比的基礎(chǔ)上，驗(yàn)證了該控制方法在負(fù)載變動(dòng)和輸入電壓變動(dòng)時(shí)，具有良好的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)特性。如圖I所示傳統(tǒng)型PWM電壓控制方法電路圖，圖中Vi為輸入電壓；M0S1，M0S2為全控型開(kāi)關(guān)管MOSFET或IGBT ； LI為濾波電感；Co為濾波電容；Rc為等效串聯(lián)電阻；Rcl，Rc2，Rc3，Rc4為電阻；Ro為負(fù)載；Vo為輸出電圧；Vrc為參考電壓；Vtri為載波電壓。傳
統(tǒng)的輸出電壓4 = dTTTT (I)，其中D為占空比，r為降壓直流轉(zhuǎn)換器等效內(nèi)阻。
I廠 j Rq如圖2、3所示帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例一和實(shí)施例二電路圖，圖中L為濾波電感；Vu為滯環(huán)比較器；R1、R2分別為上下限閥值大小調(diào)整電阻；R為前饋調(diào)整電阻；Rf為反饋調(diào)整電阻；V1為參考電壓。開(kāi)關(guān)周期T計(jì)算公式
CR爲(wèi)
P廣^T ^ 一 A
ρ ρP(2)，'，Vh為滯環(huán)比較器閥值電壓
其中 Va = ^Vi +—Vc,Vs = —Vo
A O D
￡\.
Mf
(低電平，高電平)，τΓ為開(kāi)環(huán)控制電壓，在此等于輸出電壓y , K =TTT。
KK滯環(huán)比較器閥值高電平電壓;
K1-TK2滯環(huán)比較器閥值底電平電壓G=;
IDrsLr _ 37
輸出電壓^ =(3);其中Do為占空比D0=]#，僅當(dāng)
Vc= VL時(shí)，D= Do ;Kc為反饋增益Kc= ] ...C].......τ ,其中Vol，VqhS滯環(huán)比較器輸出電壓
iV V ON" "lfGL/
(低電平，高電平)，圖4為帶有電壓前饋的新型滯環(huán)控制方法實(shí)施例一和二的動(dòng)作原理圖。根據(jù)圖2和圖3中標(biāo)示的a，b，u和1，2可以得出9組連接組合，分別為第一組合如圖5所示1連a，2連b ;第二組合如圖6所示1連u，2連b ;第三組合如圖2所示1連b，2連b ;第四組合如圖7所示1連u，2連u ;第五組合如圖3所示1連b，2連u ;第六 組合如圖8所示1連a,2連u ;第七組合如圖9所示1連b,2連a ;第八組合如圖10所示1連a，2連a ;第九組合如圖11所示1連u，2連a。其中第三、四、五、七和九組合均可行，第四組合已有文獻(xiàn)涉及。第七、九組合為非滯環(huán)控制，控制輸出效果不理想。第七、九組合輸出效果如圖12和圖13所示輸出響應(yīng)曲線圖，其中輸入電壓為5V，負(fù)載為0.6Ω，電壓目標(biāo)值4V。在這些組合中每種組合中兩點(diǎn)相連之間可加入比例或者比例積分環(huán)節(jié)來(lái)進(jìn)行控制。例如第三組合，就可以在I和b之間加入比例或者比例積分環(huán)節(jié)，2和b之間加入比例或者比例積分環(huán)節(jié)，加入的比例或者比例積分環(huán)節(jié)的參數(shù)可根據(jù)電路進(jìn)行調(diào)節(jié)。帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法由滯環(huán)比較器Vu和反饋旁路組成。輸入電壓經(jīng)電阻R與電容C相連，同時(shí)輸入電壓經(jīng)電阻R2和Rl與電壓Vl相連。輸出電壓Vo經(jīng)電阻Rf與電容C相連。通過(guò)輸入及輸出電壓的改變引起電容C兩端的電壓變化。基于電容C電荷平衡的原理，實(shí)現(xiàn)充放電的控制進(jìn)而實(shí)現(xiàn)比較器輸出占空比和周期時(shí)間的調(diào)節(jié)。電容C兩端電壓的變化本質(zhì)是電容C的充放電原理。依據(jù)電容充放電的時(shí)間和速率必須依賴(lài)于滯環(huán)比較器的閾值電壓\和\的差值以及流經(jīng)電阻Rf和電阻R的電流這兩方面的原因，本設(shè)計(jì)中，通過(guò)將輸入電壓經(jīng)過(guò)電阻R與電容C相連，輸出電壓經(jīng)電阻Rf和電容C相連，進(jìn)而共同實(shí)現(xiàn)對(duì)電容C充放電速率的控制，同時(shí)輸入電壓經(jīng)電阻R2和Rl
與參考電壓Vl相連。因?yàn)殚撝惦妷篵 B2 P , ^ ~ ηO可見(jiàn)通過(guò)輸
十 i<2十 Hq十
入電壓可以使得閾值電壓^發(fā)生變化，通過(guò)電壓K使得^和匕發(fā)生改變?？梢?jiàn)在提出的
新型控制方法中，對(duì)于影響電容兩端電壓變化的兩個(gè)因素，通過(guò)利用輸入輸出的快速動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)和響應(yīng)得以實(shí)現(xiàn)。被檢測(cè)的電容電壓Vf決定了功率開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷和導(dǎo)通時(shí)間。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電壓Vf的上升和下降斜率與輸入電壓和輸出電壓以及閾值電壓相關(guān)，因此，每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的大小會(huì)因?yàn)檩斎腚妷汉洼敵鲭妷旱淖兓兓Ｅc傳統(tǒng)型PWM電壓控制方法進(jìn)行比較，當(dāng)輸入電壓和負(fù)載電流改變時(shí)，輸入端和輸出端通過(guò)共同調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)了電壓前饋和反饋的復(fù)合控制，具有了輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)間短，超調(diào)量小，波動(dòng)小，穩(wěn)定性高，誤差可控的特點(diǎn)，從而滿足了較好的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能指標(biāo)。通過(guò)仿真可看出之間的區(qū)別，如圖14 16所示負(fù)載電流Io躍降一倍時(shí)，傳統(tǒng)PWM電壓控制、新型控制方法實(shí)施例一、新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng)曲線圖，包括負(fù)載電流IR、輸入電壓Vi和輸出電壓Vo曲線圖。如圖17 19所示負(fù)載電流Io躍升一倍時(shí)，傳統(tǒng)PWM電壓控制、新型控制方法實(shí)施例一、新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng)曲線圖。如圖20 22所示輸入電壓躍降40%時(shí)，傳統(tǒng)PWM電壓控制、新型控制方法實(shí)施例一、新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng)曲線圖。如圖23 25所示輸入電壓躍升40%時(shí)，傳統(tǒng)PWM電壓控制、新型控制方法實(shí)施例一、新型控制方法實(shí)施例一瞬態(tài)響應(yīng)曲線圖。新型控制方法實(shí)施例一和實(shí)施例二的比較
負(fù)載變化時(shí)，無(wú)論是負(fù)載增大或減小，實(shí)施例一比實(shí)施例二的過(guò)沖量和調(diào)節(jié)時(shí)間要小，所以在負(fù)載變化頻繁的場(chǎng)合，實(shí)施例一要優(yōu)于實(shí)施例二。輸入電壓增大時(shí)，實(shí)施例二比實(shí)施例一的過(guò)沖量大，但調(diào)節(jié)時(shí)間要小，最終實(shí)施例二的電壓穩(wěn)定水平要好于實(shí)施例一；
輸入電壓下降時(shí)，實(shí)施例一的過(guò)沖量和調(diào)節(jié)時(shí)間均小于實(shí)施例二，且最終兩者電壓水平均穩(wěn)定在同一數(shù)值。由于實(shí)施例二穩(wěn)態(tài)電壓水平要好于實(shí)施例一，且兩種方法的過(guò)沖量 和調(diào)節(jié)時(shí)間相當(dāng)接近完全可滿足快速的瞬態(tài)響應(yīng)，所以針對(duì)輸入電壓變化頻繁的場(chǎng)合宜選用實(shí)施例二。綜上所述，在負(fù)載變化頻繁的場(chǎng)合時(shí)選用控制實(shí)施例一，在輸入電壓變化頻繁的 場(chǎng)合時(shí)選用實(shí)施例二。整體來(lái)講，實(shí)施例一和實(shí)施例二的差別不大。
權(quán)利要求
1.一種帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，其特征在于，在保持原PWM電壓開(kāi)關(guān)部分電路的基礎(chǔ)上，更改原有PWM電壓控制電路反饋部分為輸出電壓經(jīng)串聯(lián)的反饋調(diào)整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過(guò)輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出，接前饋調(diào)整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過(guò)輸入端MOS開(kāi)關(guān)管，接串聯(lián)的兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻和參考電壓后接地；充電電容電壓端接滯環(huán)比較器反相輸入端，兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻中間點(diǎn)接滯環(huán)比較器同相輸入端，滯環(huán)比較器輸出進(jìn)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路接輸入端MOS開(kāi)關(guān)管柵極；得到輸出電壓
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，其特征在于，所述輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出到前饋調(diào)整電阻的中間可加入比例或者比例積分環(huán)節(jié)。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，其特征在于，所述 輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出的兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻的中間可加入比例或者比例積分環(huán)節(jié)。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，其特征在于，所述輸入電壓經(jīng)過(guò)輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出，接串聯(lián)的兩個(gè)上下限閥值大小調(diào)整電阻和參考電壓后接地中，輸入端MOS開(kāi)關(guān)管輸出可從MOS開(kāi)關(guān)管柵極或源極輸出。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種帶有電壓前饋的快速滯環(huán)控制方法，將傳統(tǒng)的PWM電壓控制中的反饋電路由滯環(huán)比較器和反饋旁路代替，輸入電壓經(jīng)前饋調(diào)整電阻與充電電容相連，同時(shí)輸入電壓經(jīng)上下限閥值大小調(diào)整電阻與參考電壓相連。輸出電壓經(jīng)反饋調(diào)整電阻與充電電容相連。通過(guò)輸入及輸出電壓的改變引起充電電容兩端的電壓變化。此方法無(wú)需運(yùn)算放大器和三角載波電路，實(shí)現(xiàn)了輸出電壓的精確控制；只需要一個(gè)滯環(huán)比較器，控制電路器件大大減少；沒(méi)有使用誤差放大器，沒(méi)有反饋相位延遲；負(fù)載變動(dòng)和輸入電壓變動(dòng)時(shí)輸出電壓均可被控制在最小限度以至能快速恢復(fù)原輸出電壓水平，滿足了在輸入電壓和輸出負(fù)載變化時(shí)的高速瞬態(tài)響應(yīng)、小型、低成本、高效率的要求。
文檔編號(hào)H02M3/158GK102832814SQ20121033052
公開(kāi)日2012年12月19日 申請(qǐng)日期2012年9月10日 優(yōu)先權(quán)日2012年9月10日
發(fā)明者趙晉斌, 劉永曉 申請(qǐng)人:上海電力學(xué)院