專利名稱：環(huán)形轉(zhuǎn)換器以及運行方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種環(huán)形轉(zhuǎn)換器(cyclo-converter)以及運行環(huán)形轉(zhuǎn)換器的方法。具體但非排他性地而言，本發(fā)明涉及適用于將三相AC電源轉(zhuǎn)換為DC輸出的三相全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器。盡管本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器可特別適用于電信電源，可以想到，其可適用于寬廣范圍內(nèi)的應(yīng)用場合。
背景技術(shù)：
在例如電信電源等的應(yīng)用中，轉(zhuǎn)換器必須滿足關(guān)于總諧波失真、諧波電流限制、隔 離等要求，同時，也實現(xiàn)高的轉(zhuǎn)換效率。用于電信和大型計算機(jī)應(yīng)用的隔離AC至DC開關(guān)模式電源的性能要求已經(jīng)在很大程度上通過采用兩級電源設(shè)計得到滿足。第一電力轉(zhuǎn)換級通過使用某種形式的PFC受控升壓轉(zhuǎn)換器而滿足實現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。小型電源傾向于使用單相干線(mains)輸入，而較大的電源傾向于采用三相干線輸入，因此，需要某種形式的三相PFC升壓轉(zhuǎn)換器(例如Vienna轉(zhuǎn)換器)。第二電力轉(zhuǎn)換級實現(xiàn)變壓/隔離以及輸出電壓/電流控制的目的。這種第二級轉(zhuǎn)換器通常使用諧振開關(guān)技術(shù)，以便使得轉(zhuǎn)換效率最大化，并使電源設(shè)計方案的尺寸和冷卻要求最小化(因此使成本最小化)。兩級級連電源的問題在于總的轉(zhuǎn)換損耗是各個轉(zhuǎn)換級的損耗的總和。在每個級實現(xiàn)典型的96%的轉(zhuǎn)換效率的情況下，典型地得到92%的總效率。高的理論單級效率的承諾已經(jīng)誘惑許多電源設(shè)計者試圖開發(fā)有效的單級AC至DC開關(guān)模式電源。與單級轉(zhuǎn)換器相關(guān)聯(lián)的能量存儲要求已經(jīng)導(dǎo)致具有低的總轉(zhuǎn)換效率的復(fù)雜的單級設(shè)計，其不具有優(yōu)于傳統(tǒng)兩級設(shè)計方法的任何實際優(yōu)點。圖I示出了現(xiàn)有技術(shù)的全橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其具有經(jīng)由三相線7-9被供電的六個雙向開關(guān)1-6,其驅(qū)動原方10提供輸出變壓器(primary 10 offer output transformer)11。開關(guān)I包含與體二極管15并聯(lián)的前向M0SFET13，其和與體二極管16并聯(lián)的反向MOSFET14串聯(lián)。開關(guān)2和3具有同樣的構(gòu)造。半橋整流器12被設(shè)置在變壓的輸出上。環(huán)形轉(zhuǎn)換器受到硬開關(guān)，以便進(jìn)行PWM控制。為了在輸出上實現(xiàn)希望的電壓，將上下開關(guān)序列偏移需要的量。偏移程度決定了輸出變壓器被短路的時間周期，并實現(xiàn)電流在環(huán)形轉(zhuǎn)換器內(nèi)循環(huán)的時間周期。這種被循環(huán)的電流(與被傳送到電流倍加器12的電流完全不同)在其經(jīng)過開關(guān)I至6時引發(fā)損耗。這種方法提供了容易受到控制的轉(zhuǎn)換器，因為輸出電壓可容易地通過調(diào)節(jié)上下開關(guān)的偏移而被拉低。然而，這種轉(zhuǎn)換器需要12個開關(guān)部件，且所使用的硬開關(guān)需要高額定(highly rated)部件來處理尖峰和損耗。另外，這種的轉(zhuǎn)換器典型地僅僅具有大約93%的轉(zhuǎn)換效率，并且，損耗以及大量的電力部件使得轉(zhuǎn)換器在物理上龐大且制造起來很貴。Proceeding Of The High-Frequency Power ConversionConference (Toronto, Canada;June 9-14，1991;pp. 252-264)的公開 “A Zero-VoltageSwitched, Three-Phase PWM Switching Rectifier With Power Factor Correction，，公開了全橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其中，使用諧振接通(resonant switching in)來應(yīng)用開關(guān)序列。然而，開關(guān)是簡單的導(dǎo)通/關(guān)斷開關(guān)，且開關(guān)序列僅僅部分得到最優(yōu)化，不提供全諧振開關(guān)。已經(jīng)提供了一系列使用全諧振開關(guān)(即被開關(guān)的電流在開通和截至?xí)r接近于零，以便在所有的開關(guān)點上實現(xiàn)“軟開關(guān)”)的諧振轉(zhuǎn)換器。然而，這樣的轉(zhuǎn)換器包含復(fù)雜的控制電路，并僅僅具有開關(guān)DC電源。
人們希望提供具有高轉(zhuǎn)換效率、低電力部件量、低額定電力部件、無大電感或蓄電部件以及低諧波失真的適用于寬廣范圍的輸入電壓的隔離轉(zhuǎn)換器。本發(fā)明的目的在于提供一種滿足上述要求的轉(zhuǎn)換器，或至少向公眾提供有用的選擇。

發(fā)明內(nèi)容
提供了一種環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其包含諧振電路，其中，通過諧振電路的諧振來決定開關(guān)。這可被實現(xiàn)為全諧振三相半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器。還公開了切換環(huán)形轉(zhuǎn)換器以控制轉(zhuǎn)換器輸出并提供功率因數(shù)校正的方法。介紹了多個實施例，且下面的實施例僅應(yīng)被看作非限制性示例性實施例。根據(jù)第一實施形態(tài)，提供了一種用于驅(qū)動電感性負(fù)載的三相半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其包含I. 二相輸入II. 各輸入與第一輸出線之間的雙向開關(guān)；III. 各輸入與第二輸出線之間的電容器；以及IV. 控制器，其基于輸出電壓和/或輸入電壓控制雙向開關(guān)的開關(guān)。根據(jù)另一實施形態(tài)，提供了一種如權(quán)利要求中任意一項所述的三相半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其中，控制器取決于環(huán)形轉(zhuǎn)換器的輸出對雙向開關(guān)的開關(guān)頻率進(jìn)行控制。根據(jù)另一實施形態(tài)，提供了一種全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其中，開關(guān)為具有導(dǎo)通狀態(tài)的四模式雙向開關(guān)，其各自具有并聯(lián)的阻塞二極管(blocking diode)，其中，對于給定的周期，反向開關(guān)在前向開關(guān)之前被開通，以便使得自然電壓等級能夠促進(jìn)開關(guān)。還提供了一種方法，該方法通過依賴于希望輸出與實際輸出之間的差對環(huán)形轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率進(jìn)行控制，對全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器的輸出進(jìn)行控制。還提供了一種方法，該方法通過對各相被開通的時間比進(jìn)行調(diào)節(jié)，對三相半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器的功率因數(shù)進(jìn)行校正。還提供了一種方法，該方法通過從最大到最小絕對電壓以重復(fù)的序列控制相的主開關(guān)序列，對全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器的開關(guān)進(jìn)行控制。還提供了一種以大于供電頻率的開關(guān)頻率對包含諧振電路的環(huán)形轉(zhuǎn)換器進(jìn)行切換的方法，其中，進(jìn)行切換，使得開關(guān)頻率時的諧振電壓用于促進(jìn)開關(guān)的軟開關(guān)。還提供了一種對全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器進(jìn)行切換的方法，其中，開關(guān)是雙向開關(guān)，其各自包含各自具有并聯(lián)的阻塞二極管的前向開關(guān)和反向開關(guān)，該方法包含開通阻塞開關(guān)，以便允許諧振電壓促進(jìn)前向開關(guān)的開關(guān)。


附圖并入說明書并作為說明書的一部分，其示出了本發(fā)明的實施例，并與上面給出的對本發(fā)明的一般介紹以及下面給出的對實施例的詳細(xì)說明一起用于闡釋本發(fā)明的原
理。 圖I示出了現(xiàn)有技術(shù)中的環(huán)形轉(zhuǎn)換器；圖2示出了半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器；圖3示出了三相AC電源的電壓波形；圖4示出了圖2所示環(huán)形轉(zhuǎn)換器的開關(guān)序列；圖5示出了環(huán)形轉(zhuǎn)換器的上下開關(guān)的開關(guān)序列；圖6示出了三相波形的開關(guān)序列；圖7示出了正常開關(guān)過程中所有開關(guān)的開關(guān)序列；圖8示出了接近過零點的所有開關(guān)的開關(guān)序列；圖9示出了接近相的大小交叉(magnitude crossing)的所有開關(guān)的開關(guān)序列；圖10示出了圖2所示環(huán)形轉(zhuǎn)換器的串聯(lián)諧振LLC電路的傳遞函數(shù)；圖11示出了控制圖2所示環(huán)形轉(zhuǎn)換器的控制器的原理圖；圖12示出了替代性電流反饋控制電路；圖13示出了圖2所示環(huán)形諧振器所用的第一開關(guān)元件；圖14示出了圖2所示環(huán)形諧振器所用的另一開關(guān)元件；圖15示出了圖2所示環(huán)形諧振器所用的另一開關(guān)元件；圖16示出了圖2所示環(huán)形諧振器所用的另一開關(guān)元件；圖17示出了雙向半橋環(huán)形諧振器。
具體實施例方式圖2示出了根據(jù)第一實施例的半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器。環(huán)形轉(zhuǎn)換器包含構(gòu)成半橋的雙向開關(guān)17-19以及電容器20-22。開關(guān)17包含與體二極管36并聯(lián)的MOSFET 35，其和與體二極管38并聯(lián)的MOSFET 37串聯(lián)。開關(guān)17具有四種狀態(tài)I.開通(MOSFET 35 和 MOSFET 37 開通)；2.關(guān)斷(M0SFET 35 與 37 關(guān)斷)3.前向二極管(M0SFET 37開通，開通體二極管36);4.反向二極管(M0SFET 35開通，開通體二極管38)。開關(guān)18和19為類似的構(gòu)造。通過使用四種開關(guān)狀態(tài)，可如下所述地實現(xiàn)全諧振開關(guān)。三相供電線23-25向半橋提供三相AC電源。環(huán)形轉(zhuǎn)換器的輸出驅(qū)動LLC諧振電路，該電路由電感器26、電容器27以及變壓器29的原方線圈28構(gòu)成。輸出線圈30和31經(jīng)由二極管32與33以及電容器34被連接，以便構(gòu)成半橋整流器35。將會明了，電路通過六個晶體管實現(xiàn)(與圖I所示環(huán)形轉(zhuǎn)換器的12個相比)。電容器20-22構(gòu)成半橋中心點。電感器26和電容器27構(gòu)成串聯(lián)諧振電路。為了實現(xiàn)低負(fù)載輸出電壓調(diào)節(jié)，通過設(shè)置主變壓器29的鐵心的間隙，諧振電路可以容易地從簡單的LC諧振電路變換為LLC諧振電路。輸出電壓控制的主要方法通過可變頻率控制實現(xiàn)?？勺冾l率控制對串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的使用消除了對任何輸出電感器的需求(如圖I所示PWM受控環(huán)形轉(zhuǎn)換器所需要)。六個晶體管各自受到單獨的控制。個體晶體管的序列順序和控制實現(xiàn)兩個主要功倉泛■三電壓等級高頻波形被饋送到諧振負(fù)載，以便實現(xiàn)電力轉(zhuǎn)移?！霰环聪蚱玫木w管(反并聯(lián)/體二級管導(dǎo)通)被開通，以便創(chuàng)造電壓鉗位，從而限制在開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中帶來的電壓應(yīng)力。這種鉗位動作將對于任何晶體管的最大電壓應(yīng)力限制為等于峰值干線相對相電壓。 圖3-5示出了用于實現(xiàn)諧振開關(guān)的開關(guān)序列。圖3示出了經(jīng)由供電線23-25供給的三相電壓波形(23為藍(lán)相，24為紅相，25為黃相)。電壓波形被分為過零點和相大小交叉之間的十二個30°片段。為了使能諧振開關(guān)，晶體管可以以圖4所示的順序排序，其中，最大絕對電壓大小(L)干線相晶體管被首先開通，繼以具有中絕對電壓大小(M)的干線相，接著，最后是具有最小絕對干線電壓大小(S)的干線相。這種序列以亞微秒死區(qū)時間在各個30°片段(L，M，S，L，M，S…)上重復(fù)，以考慮諧振負(fù)載電壓換向。由于干線瞬時輸入電壓連續(xù)改變，負(fù)責(zé)驅(qū)動個體晶體管的序列邏輯每30°的干線輸入反轉(zhuǎn)晶體管序列順序。圖4所示表格底部的三行顯示保持實現(xiàn)諧振(軟)開關(guān)的要求所需要的開關(guān)序列。在各列中向下讀取三個相字母顯示開關(guān)序列(例如，對于第一序列的黃、藍(lán)、紅、黃、藍(lán)、紅，等等)。每個30度片段，有效開關(guān)順序反轉(zhuǎn)。這種反轉(zhuǎn)的順序確保保持“L” “M”、“S”、“L”、“M”、“S”的開關(guān)順序。在圖4的表格中，相字母(R，Y，B)中的某些在字母前或后面具有“破折號”。這些破折號與下一個干線30度片段中鄰近的同樣的字母排成一行。這些破折號意味著如何實現(xiàn)從一個片段到下一個的轉(zhuǎn)換。例如，考慮從片段號碼I到片段號碼2的轉(zhuǎn)換，這種轉(zhuǎn)換是同步的，使得其僅能在黃相開關(guān)被開通時發(fā)生(用Y-Y標(biāo)注表示)。開關(guān)序列關(guān)于圖6中的三相圖形化地示出。這種諧振開關(guān)序列導(dǎo)致正弦波電流流經(jīng)晶體管和輸出整流器二極管，使得當(dāng)每個開關(guān)轉(zhuǎn)換發(fā)生時電流幾乎返回到零。這減小了晶體管和輸出二極管中的開關(guān)損耗，并允許使用MOSFET或IGBT開關(guān)晶體管。如果使用IGBT晶體管，可使用反并聯(lián)二極管，以便允許反向的電流路徑(發(fā)射極到集電極)。圖5示出了一邏輯表，該邏輯表表示出在12個干線30度片段的每一個中圖2所示電路的六個晶體管各自的功能，其中“L”_晶體管，其控制從具有最大絕對電壓大小的干線相直到諧振負(fù)載即變壓器的電流的流動，最終控制整流器的輸出。“M”_晶體管，其控制從具有中等絕對電壓大小的干線相直到諧振負(fù)載及變壓器的電流的流動，最終控制整流器的輸出?！癝”_晶體管，其控制從具有最小絕對電壓大小的干線相直到諧振負(fù)載即變壓器的電流的流動，最終控制整流器的輸出?！皁n”_晶體管，其將諧振負(fù)載產(chǎn)生的電壓鉗位到具有最大絕對電壓大小的干線相。注意，這一晶體管對于整個30度干線片段開通?！癿”_晶體管，其將諧振負(fù)載產(chǎn)生的電壓鉗位到具有中等絕對電壓大小的干線相?！皊”_晶體管，其將諧振負(fù)載產(chǎn)生的電壓鉗位到具有最小絕對電壓大小的干線相。大寫字母L、M、S表示被開關(guān)以便從供電線23-25向負(fù)載傳送電力的開關(guān)，小寫字母on、m、s表示被開關(guān)以便對由切換電感性負(fù)載引起的電壓尖峰進(jìn)行鉗位的晶體管。例如，參照圖2、5、6，在第三個片段(60° -90。)上，序列為:I.上紅相晶體管39被開通達(dá)整個片段，2.下紅相晶體管40 (L)被開通，從紅相供電線24供給電流，以便向負(fù)載傳送電 力；3.于是，下黃相晶體管42 (m)被開通，允許二極管45將諧振負(fù)載產(chǎn)生的電壓鉗位到黃相電壓；4.剛好在下紅相晶體管(L) 40被關(guān)斷之后，上黃相晶體管41 (M)被開通，以便連接黃相供電線25，從而向負(fù)載傳送電力(由于上面的步驟3中的電壓鉗位，此為軟諧振開關(guān));5.在上黃相晶體管41 (M)被開通之后不久，開通下藍(lán)相晶體管37 (S)，以便將諧振負(fù)載所產(chǎn)生的電壓鉗位到藍(lán)相電壓；6.在上與下黃相晶體管41與42被關(guān)斷之后不久，下藍(lán)相晶體管35 (S)被開通，以便將藍(lán)相供電線連接到負(fù)載。在開關(guān)序列改變的情況下，對于圖5所示的各個序列，這種模式在各個片段上重復(fù)。為了實現(xiàn)正確的干線輸入電流PFC功能，每個干線過零點上，S開關(guān)開通時間逼近零值，以便獲得正確的PFC功能，轉(zhuǎn)換器需要在干線電壓過零點上從S干線相吸取零電流。由于在極小時間周期內(nèi)試圖開通晶體管并接著重新關(guān)斷是不實際的，存在這樣的點(接近每個干線電壓過零點)沒有試圖開通S晶體管的點。因此，對于在每個干線過零點之前幾度開始并延伸到干線過零點之后幾度的時間段，環(huán)形轉(zhuǎn)換器可以以兩相模式運行。這種模式被稱為“過零模式”，在此運行模式期間，高頻開關(guān)序列簡單地為L、M、L、M、L、M……，僅僅L與M晶體管被開通，S晶體管保持關(guān)斷。在此過零模式期間，對于L與M晶體管，晶體管開通時間相等。從PFC功能的觀點來看，干線L相電壓與干線M相電壓在每個干線電壓過零點上相等(但極性相反)，故需要從L與M干線相吸取相等(但相反)的電流。具有相等相電壓的相等的晶體管開通時間將導(dǎo)致相等的干線電流。對于這樣的“過零模式”開關(guān)的開關(guān)序列在圖8中不出。當(dāng)在干線電壓大小交叉點上保持正常的L、M、S、L、M、S……高頻開關(guān)序列時發(fā)生不同的問題。在每個干線大小交叉點上，M與S相電壓對換(swap over),且因此,M與S的定義必須也對換。如果關(guān)于環(huán)形轉(zhuǎn)換器的高頻開關(guān)頻率考慮干線相電壓的變化率，顯然，在特定時間點上M與S相電壓交叉的概念與實際完全不同。干線相電壓的變化率如此緩慢，故對于許多高頻開關(guān)周期來說，M與S相電壓有效相等。更多的是，當(dāng)考慮類似于噪音的真實效應(yīng)時，也能想到，轉(zhuǎn)換器可能以不正確的M與S定義對于幾個高頻開關(guān)周期實際運行。例如，我們稱為S的相上的電壓實際上大于我們稱為M的相上的電壓(以非常小的量)。M與S相的定義上的這種錯誤導(dǎo)致錯誤的晶體管開關(guān)序列，其又導(dǎo)致顯著的電流從M流到S干線相(或從S到M干線相，取決于相對電壓極性)。當(dāng)環(huán)形轉(zhuǎn)換器接近于干線電壓大小交叉點運行時，通過改變使用的高頻開關(guān)序列，避免了此問題。對于在各個干線大小交叉之前幾度開始并延伸到干線大小交叉之后幾度的時間段，環(huán)形轉(zhuǎn)換器可以以交錯模式運行。這種模式被稱為“大小交叉模式”，在此模式過程中，高頻開關(guān)序列簡單地為L、M、L、S、L、M、L、S…，M與S晶體管在每次L晶體管開通之間被交替開通。在這種“大小交叉模式”過程中，L、M、S晶體管的晶體管開通時間全相等。從PFC功能的觀點來看，在每個干線大小電壓交叉上，干線M與S相電壓彼此相等(但與L相極性相反)，干線L相電壓為一個極性。從干線L相吸取的電流需要以同樣的量返回到干線M與S相(例如50 :50)，這種交錯開關(guān)序列固有地實現(xiàn)了這種結(jié)果。對于這樣的“大小交叉模式”開關(guān)的開關(guān)序列在圖9中示出。因此，環(huán)形轉(zhuǎn)換器使用三個不同的高頻開關(guān)序列“過零模式”一在干線相過零附近使用 “三相模式”一在大部分時間內(nèi)使用的正常模式“大小交叉模式”一在干線相位大小交叉附近使用在過零模式與大小交叉模式過程中，PFC功能是固有的，但在正常三相模式過程中，正確的“S/M比”(即小相位晶體管開通時間比對中相位晶體管開通時間比)需要達(dá)到正確的PFC功能。在每個干線電壓過零或大小交叉點上環(huán)形轉(zhuǎn)換器實現(xiàn)固有PFC控制，于是，干線相輸入電流必須對于每個干線周期中的12個點確切正確。因此，干線輸入電流PFC功能自然是好的，無論正常三相運行模式中的“S/M比”控制值如何——因此，“S/M比”可被看作能夠改進(jìn)PFC功能的“精細(xì)修剪(fine trim)”控制。圖10顯示出圖2所示串聯(lián)諧振LLC轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)?？梢钥闯觯ㄟ^改變轉(zhuǎn)換 器受到驅(qū)動的運行頻率，輸出電壓可受到控制。還可看出，隨著轉(zhuǎn)換器被加載，輸出電壓下降(對于到各個曲線峰值右邊的運行)。因此，為了維持恒定輸出電壓，運行頻率必須隨著輸出負(fù)載增大而減小。最后，可以看出，如果轉(zhuǎn)換器被輕微加載，隨著運行頻率增加，輸出電壓不會顯著下降。當(dāng)轉(zhuǎn)換器僅僅被輕微加載時，為了調(diào)低轉(zhuǎn)換器輸出以實現(xiàn)低輸出電壓，可在變壓器原方線圈兩端之間提供離散電感器或當(dāng)轉(zhuǎn)換器處于輕負(fù)載時能被開通的轉(zhuǎn)換器輸出上的“預(yù)負(fù)載”。另一種改進(jìn)LLC轉(zhuǎn)換器的無負(fù)載調(diào)節(jié)能力的方法是降低分流器或通過增大變壓器間隙來對干線變壓器的電感進(jìn)行磁化。這消除了對增加額外的離散部件的需求。因此，可通過控制在三個瞬時干線輸入相電壓狀態(tài)之中切換諧振負(fù)載的基本頻率來實現(xiàn)輸出電壓控制。電壓反饋環(huán)可控制這種基本開關(guān)頻率，使得上面的諧振頻率總是被保持。因此，降低開關(guān)頻率增大了輸出電壓，且增大開關(guān)頻率減小了輸出電壓。通過減小輸 出設(shè)置點電壓，輸出電流限制可通過輸出電壓控制環(huán)來實現(xiàn)，以便減小或限制輸出電流。這是與傳統(tǒng)上通過對上下開關(guān)的開關(guān)序列進(jìn)行相移以實現(xiàn)PWM控制而得到控制的環(huán)形轉(zhuǎn)換器控制基本不同的方法。鑒于傳統(tǒng)的環(huán)形轉(zhuǎn)換器可使用“短路”狀態(tài)來對轉(zhuǎn)換器進(jìn)行停電(power down),可在圖2所示的轉(zhuǎn)換器中使用預(yù)加載。圖11顯示出圖2所示三相串聯(lián)諧振半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器的控制邏輯的原理圖。這種邏輯可在數(shù)字信號處理器(DSP)與可編程邏輯陣列(PLA)裝置或多個其它技術(shù)的組合中實現(xiàn)。干線輸出電壓控制環(huán)在圖的頂部示出。通過誤差放大器49，將實際的輸出電壓47與希望的“設(shè)置電壓”48進(jìn)行比較。輸出電壓與設(shè)置電壓的差值用誤差信號50表示，誤差信號50于是被用于驅(qū)動環(huán)形轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率，以便實現(xiàn)通常用于對傳統(tǒng)串聯(lián)諧振LLC轉(zhuǎn)換器進(jìn)行控制的基本可變頻率控制。誤差信號50被供到反饋傳遞函數(shù)塊51。反饋傳遞函數(shù)塊51允許反饋響應(yīng)被調(diào)節(jié)到轉(zhuǎn)換器的特性，以便實現(xiàn)最小輸出電壓誤差、穩(wěn)定的運行、快速階躍響應(yīng)或置位時間。傳遞函數(shù)塊51可典型地包含類似于任何其他電源控制環(huán)的個體比例與積分反饋元件。反饋傳遞函數(shù)塊51的輸出52將控制信號饋送到可變頻率振蕩器53中，使得對柵極驅(qū)動控制邏輯54進(jìn)行饋送的“時鐘頻率”控制信號能根據(jù)輸出電壓反饋誤差信號47來影響環(huán)形轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率，從而經(jīng)由驅(qū)動信號55到60驅(qū)動六個電力開關(guān)。電流放大器61監(jiān)視環(huán)形轉(zhuǎn)換器的輸出電流62，并將之與輸出電流限制63進(jìn)行比較。如果輸出電流62小于輸出電流限制6 3，則電流放大器61對環(huán)形轉(zhuǎn)換器的控制沒有影響。如果輸出電流62超過輸出電流限制61，則電流放大器61將通過拉低誤差信號50來接管主要(輸出電壓)控制環(huán)的控制，由此減小輸出電壓，以便將輸出電流限制到電流限制值。干線輸入功率因數(shù)校正(PFC)控制可通過改變?nèi)齻€干線輸入電壓各自的開通時間來實現(xiàn)。輸出電壓反饋控制環(huán)設(shè)置基本開關(guān)頻率——例如，總循環(huán)時間周期。通過增大或減小特定晶體管被開通的時間，從該特定相吸取的電流能夠得到控制。調(diào)節(jié)三相之間的時間比例也將調(diào)節(jié)饋送到諧振負(fù)載的電壓并因此調(diào)節(jié)輸出電壓，但這種作用通過輸出電壓控制環(huán)連續(xù)得到補(bǔ)償。通過將對于所有可能運行條件的要求特征化或通過對瞬時個體干線電流進(jìn)行監(jiān)視并接著調(diào)節(jié)相應(yīng)的晶體管開通時間以實現(xiàn)正確干線電流吸取的有效(active)控制電路，能實現(xiàn)確定三個輸入電壓狀態(tài)(以實現(xiàn)PFC控制)各自特定的要求的晶體管開通時間。這種瞬時個體干線電流能通過根據(jù)開關(guān)晶體管的當(dāng)前狀態(tài)將諧振負(fù)載電流信號分離為三個分量來簡單地獲得。優(yōu)選為，具有最大絕對電壓(L)的相被開通達(dá)恒定時間段，優(yōu)選為大約為總開關(guān)周期的一半。其余部分優(yōu)選為在具有中等絕對電壓(M)和最低絕對電壓(S)的相之間分割。為了進(jìn)行PFC, DC輸出電壓和電流65以及三相輸入電壓66可被輸入到查閱表64中，以便建立被饋送到柵極驅(qū)動控制邏輯塊54的控制信號67 “S/M比”?！癝/M比”控制信號允許相應(yīng)的“小”對“中”晶體管開通時間的比值。改變“S/M比”是對于從“大”干線相吸取的返回電流確定相應(yīng)的電流路徑的主要方法。如果“S/M比”被設(shè)置為零(例如S=0)，則所有從“大”干線相吸取的電流被返回到“中”干線相。如果“S/M比”被設(shè)置為無限大(例如M=0)，則從“大”干線相吸取的所有電流被返回到“小”干線相。輸入查閱表的值可通過在特定運行條件下運行環(huán)形轉(zhuǎn)換器并接著對表的值進(jìn)行調(diào)節(jié)以獲得最低干線電流總諧波失真(THD)或基于建模來確定?！癝/M比”在360度干線循環(huán)內(nèi)變化，因此，干線電流曲線可得到準(zhǔn)確操作(有效地以每個干線角度，或者，如果認(rèn)為有必要，以更精細(xì)的分辨率)。通過在不同的運行條件下可重復(fù)地調(diào)節(jié)“S/M比”值，查閱表可允許繪制出環(huán)形轉(zhuǎn)換器的整個運行范圍(operational spectrum)。這種查閱表的使用避免了在生產(chǎn)線制造(production built)環(huán)形轉(zhuǎn)換器中實際監(jiān)視輸入干線電流的需要，因此簡化了控制硬件的實施。“柵極驅(qū)動控制邏輯” 54具有三個基本輸入■時鐘頻率68——用于輸出電壓控制的主要參數(shù)■ S/M比67—用于干線輸入電流THD控制的主要參數(shù)
■干線輸入電壓66 (x3)—用于確定“干線角”在可編程邏輯陣列(PLA)中實現(xiàn)的組合和連續(xù)邏輯可使用“干線角”信息來確定個體相電壓大小和極性，并相應(yīng)地確定應(yīng)當(dāng)用六個控制信號“L”、“M”、“S”、“on”、“m”以及“s”中的哪些驅(qū)動哪些晶體管?！皶r鐘頻率”68和“S/M比”67控制信號與“干線角”66信息組合，以確定對于六個干線晶體管中每一個的特定高頻驅(qū)動信號。對于三個輸入電壓狀態(tài)中的每一個確定特定的需要的晶體管開通時間(以實現(xiàn)PFC控制)也可通過對瞬時個體干線電流進(jìn)行監(jiān)視并接著調(diào)節(jié)相應(yīng)的晶體管開通時間以實現(xiàn)正確的干線電流吸取的有效控制電路來實現(xiàn)。瞬時個體干線電流可通過根據(jù)開關(guān)晶體管的當(dāng)前狀態(tài)將諧振負(fù)載電流信號分離為三個分量來獲得。圖12的電流信號分離器電路示出了如何從環(huán)形轉(zhuǎn)換器干線變壓器原方電流提取三個個體干線電流。電流傳感器69和放大器70對環(huán)形轉(zhuǎn)換器干線變壓器原方電流進(jìn)行監(jiān)視。三個信號分離器開關(guān)71、72、73根據(jù)三個干線AC開關(guān)(背對背晶體管)中的哪一個正在環(huán)形轉(zhuǎn)換器中傳導(dǎo)電流來閉合(一次一個)。信號分離得到的信號于是受到濾波器74、75、76的低通濾波，以便移除高頻開關(guān)噪音，得到表示環(huán)形轉(zhuǎn)換器干線輸入電流的三個獨一無二的信號。該電路可用于由反饋驅(qū)動控制環(huán)實現(xiàn)干線輸入電流THD控制，而不是使用上面介紹的查閱表概念?；蛘?，可使用三個個體干線電流傳感器，以代替此信號分離器電路以實現(xiàn)相同的結(jié)果。圖13到16示出了可用在圖2所示環(huán)形轉(zhuǎn)換器中的可能的雙向開關(guān)。圖13示出了兩個背對背MOSFET晶體管77與78構(gòu)成的開關(guān)。一個MOSFET阻塞前向電流，另一個阻塞反向電流路徑。各個MOSFET的體二極管79和80為另一 MOSFET提供電流路徑。圖14示出了由兩個背對背IGBT晶體管81與82構(gòu)成的開關(guān)。由于IGBT裝置不表現(xiàn)出固有的體二極管，被稱為“反并聯(lián)” 二極管的分立的離散二極管83、84被連接在晶體管的發(fā)射極與集電極端子之間。這種反并聯(lián)二極管在AC開關(guān)中起到與MOSFET AC開關(guān)中的體二極管一樣的功能。圖15示出了由兩個MOSFET晶體管85和86構(gòu)成的開關(guān)，但使用了兩個額外的離散二極管87與88，以便使MOSFET的體二極管不活動。該電路可用于允許使用由體二極管表現(xiàn)出極慢性能的MOSFET晶體管。這種離散二極管可典型地為極快器件，且這種AC開關(guān)將顯示出由離散二極管性能決定的二極管恢復(fù)時間(與MOSFET體二極管恢復(fù)性能完全不同)。圖16示出了使用MOSFET 89與90以及IGBT器件91與92的背對背組合的開關(guān)。這種組合可發(fā)揮兩個器件的最佳特性。這種組合可提供IGBT晶體管提供的低導(dǎo)通損耗以 及MOSFET晶體管提供的低開關(guān)損耗。圖13-16所示的任何開關(guān)可用在圖2所示的三相串聯(lián)諧振半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器中。這些選擇提供了成本和性能的差異。圖17示出了圖2所示環(huán)形轉(zhuǎn)換器的變型，其中，MOSFET 93和94替換二極管32與33以提供同步整流。MOSFET 93和94包含被示為與各個MOSFET并聯(lián)的固有體二極管。同步整流的應(yīng)用可將整體轉(zhuǎn)換效率從96%增大到97% (400V AC輸入，48V DC輸出)——即25%的總轉(zhuǎn)換損耗的降低，或者換句話說，50%的輸出整流損耗的降低。這種水平的效率增益可證明從二極管變到輸出裝置的同步整流的額外成本以及控制復(fù)雜性。
改變對受控MOSFET器件的輸出二極管以實現(xiàn)同步整流的副產(chǎn)品是轉(zhuǎn)換器變?yōu)殡p向的(對于能量流動)。采用適當(dāng)?shù)目刂?，這種三相AC到DC轉(zhuǎn)換器(整流器)可用于進(jìn)行DC到三相AC轉(zhuǎn)換器(逆變器)的功能。這將允許將轉(zhuǎn)換器用于UPS型應(yīng)用之中。因次，提供了包含功率因數(shù)校正的單級頻率受控全諧振轉(zhuǎn)換器。控制方法與現(xiàn)有技術(shù)的方法有很大不同，不同在于上下開關(guān)的開關(guān)被偏移以便將負(fù)載短接從而對轉(zhuǎn)換器進(jìn)行停電。上面的轉(zhuǎn)換器使用經(jīng)由反饋環(huán)開關(guān)的頻率控制，從而控制轉(zhuǎn)換器輸出，以及使用相開通時間的調(diào)節(jié)，從而提供功率因數(shù)校正。采用全諧振運行，可使用低額定半導(dǎo)體部件。轉(zhuǎn)換器提供了具有大大減少的電力部件數(shù)量的簡單的電力部件設(shè)計。單級構(gòu)造提供了高轉(zhuǎn)換效率并簡化了設(shè)計。由于相對較高的開關(guān)頻率，該設(shè)計還避免了對大能量存儲裝置或大輸出電感器的需求。DC輸出從輸入源充分隔離。通過調(diào)節(jié)對于每相的開通時間，輸出電壓控制(經(jīng)由開關(guān)頻率)從PFC隔離。轉(zhuǎn)換器還實現(xiàn)了低的總諧波失真。轉(zhuǎn)換器可在寬廣范圍的輸入電壓上使用，并能提供寬廣范圍的輸出電壓。盡管通過介紹本發(fā)明的實施例示出了本發(fā)明，且實施例得到了詳細(xì)的介紹，其不·是為了將所附權(quán)利要求的范圍限制到這些細(xì)節(jié)上。本領(lǐng)域技術(shù)人員可容易地想到其他的優(yōu)·點和修改。因此，本發(fā)明在其更為寬廣的實施形態(tài)上不限于特定細(xì)節(jié)、代表性設(shè)備和方法以及示出和介紹的示例性實例。因此，在不脫離申請人的一般發(fā)明構(gòu)思的情況下，可對這些細(xì)節(jié)做出修改。
權(quán)利要求
1.一種全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其中，開關(guān)為具有導(dǎo)通模式的四模式雙向開關(guān)，其各自具有并聯(lián)的阻塞二極管，其中，對于給定的周期，反向開關(guān)先于前向開關(guān)被開通，以便允許自然電壓等級促進(jìn)開關(guān)。
2.一種全諧振三相開關(guān)式半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器，其中，換向和電力傳送是諧振的。
3.—種控制全諧振開關(guān)式環(huán)形轉(zhuǎn)換器的輸出的方法，該轉(zhuǎn)換器具有諧振電力電路且其中換向和電力傳送是諧振的，該方法通過根據(jù)希望輸出與實際輸出之間的差來控制環(huán)形轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率、從而改變諧振電力電路的傳遞函數(shù)來進(jìn)行。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其中，輸出為電壓。
5.根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其中，輸出為電流。
6.根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其中，輸出為功率。
7.—種通過調(diào)節(jié)各相被開通的時間比來校正三相半橋環(huán)形轉(zhuǎn)換器的功率因數(shù)的方法。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中，一相被開通達(dá)固定的時間周期。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中，所述一相為具有最大絕對電壓的相。
10.根據(jù)權(quán)利要求8或9的方法，其中，所述一相被開通達(dá)最長時間周期。
11.根據(jù)權(quán)利要求8或9的方法，其中，所述一相被開通達(dá)該時間的大約一半。
12.根據(jù)權(quán)利要求8-11中任意一項的方法，其中，其他兩相被開通達(dá)該時間的大約一半。
13.根據(jù)權(quán)利要求8-11中任意一項的方法，其中，改變其他兩相被開通的時間比，以控制功率因數(shù)。
14.一種控制全諧振開關(guān)式環(huán)形轉(zhuǎn)換器的開關(guān)的方法，該方法通過從最大到最小絕對電壓以重復(fù)的序列控制相的主開關(guān)序列來進(jìn)行。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的方法，其中，接近相大小交叉點，在具有最大絕對電壓的相與交叉相之間，交替開關(guān)交叉的相。
16.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中，交叉相與具有最大絕對電壓的相交替開關(guān)。
17.根據(jù)權(quán)利要求14-16中任意一項的方法，其中，接近相過零點，僅其他兩相被開關(guān)。
18.—種以大于供電頻率的開關(guān)頻率開關(guān)包含諧振電路的環(huán)形轉(zhuǎn)換器的方法，其中，進(jìn)行開關(guān)，使得開關(guān)頻率時的諧振電壓被用于促進(jìn)開關(guān)的軟開關(guān)。
19.一種開關(guān)全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器的方法，其中，開關(guān)為各自包含各自具有反并聯(lián)的阻塞二極管的前向開關(guān)與反向開關(guān)的雙向開關(guān)，該方法包含開通阻塞開關(guān)以允許諧振電壓促進(jìn)前向開關(guān)的開關(guān)。
全文摘要
本發(fā)明涉及環(huán)形轉(zhuǎn)換器以及運行方法。一種適用于將三相AC電源轉(zhuǎn)換為DC輸出的三相全諧振環(huán)形轉(zhuǎn)換器，在一個實施例中，環(huán)形轉(zhuǎn)換器控制開關(guān)頻率以控制轉(zhuǎn)換器輸出，并調(diào)節(jié)相開通時間，以便進(jìn)行功率因數(shù)校正。使用提供諧振開關(guān)的開關(guān)序列，以便減小損耗和部件額定值。在簡單的電力部件設(shè)計的情況下，轉(zhuǎn)換器提供了高的轉(zhuǎn)換效率。
文檔編號H02M7/758GK102751898SQ20121021644
公開日2012年10月24日 申請日期2007年6月25日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月10日
發(fā)明者M·J·哈里森 申請人:伊頓工業(yè)公司