專利名稱：級聯(lián)的pfc和諧振模功率變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于級聯(lián)的PFC(功率因子校正)和諧振模功率變換器的控制布置。
背景技術(shù)：
已經(jīng)知道，提供這樣一種級聯(lián)，即一個用于PFC的升壓變換器后跟一 PWM(脈沖寬度調(diào)制)降壓變換器，以產(chǎn)生比PFC變換器的通常較高的輸出電壓更低的電壓，并且利、用單個時鐘基準(zhǔn)以同步方式來操作它們。這種級聯(lián)的變換器例如在1996年10月15日授權(quán)的 Hwang 的題為 “Synchronous Switching Cascade Connected Off-Line PFC-PWMCombination Power Converter Controller”的美國專利 No. 5, 565, 761 和 1998 年 8 月 25日授權(quán)的 Hwang 等人的題為 “One Pin Error Amplifier And Switched Soft-Start ForAn Eight Pin PFC-PWM Combination Integrated Circuit Converter Controller，，的美國專利No. 5，798，635中有所描述。從2004年 8 月 19 日的題為“Power Factor Correction (PFC) BasicsI^FairchildSemiconductor應(yīng)用手冊42047，Rev. 0. 9. 0中知道了另一種包括級聯(lián)的PFC和PWM功率變換器的布置。例如從 2004 年 8 月的 On Semiconductor 文獻 HBD853/D, Rev. 2“Power FactorCorrection(PFC)Handbook，，的題為“Overview of Power Factor Correction Approaches”的第I章中知道了各種PFC布置及其控制。在以上引用的Fairchild和On Semiconductor文獻中，PFC控制單元被提供以表/Jn PFC變換器的輸入電壓、輸入電流和輸出電壓的信號，并且利用平均電流模式控制來產(chǎn)生PWM控制信號，以向PFC變換器提供基本上為電阻性的輸入。在S. Ben-Yaakov 等人的 “The Dynamics of a PWM Boost Converter withResistive Input”(IEEE工業(yè)電子學(xué)報，第46卷，第3期，1999年6月，613-619頁)中，描述了一種間接PFC變換器控制方案，其中在CCM中工作的升壓變換器的輸出電壓和輸入電流被感測，但其輸入電壓不被感測，以控制變換器的關(guān)斷時間占空比Doff，以提供等效電阻性輸入，即，等于I的功率因子。在該控制方案中，根據(jù)式子Vin (av) = Doff. Vo (av)工作(其中Vin(av)是平均輸入電壓，而Vo (av)是平均輸出電壓)，輸出電壓誤差被乘以平均輸入電流，以產(chǎn)生被PWM調(diào)制器所調(diào)制的電壓，從而產(chǎn)生Doff。該間接控制方法具有諸如以下優(yōu)點不易受到通常存在于輸入整流后線路電壓上的開關(guān)噪聲的影響，并且不需要直接監(jiān)視該電壓。對于相對較高的變換器功率，例如大約為200W或更大的功率，希望在連續(xù)電流模式(CCM)中操作PFC變換器，其中PFC變換器的初級開關(guān)在電感器電流下降到零之前被接通，以提供諸如相對較小的電感器電流擺動和峰值電流之類的優(yōu)點。在CCM中操作的PFC功率變換器具有固定的開關(guān)頻率。以上提及的PFC-PWM級聯(lián)變換器使用為兩個變換器確定開關(guān)頻率的振蕩器。2005 年 6 月 I 日授權(quán)的 Ta-yung Yang 的題為 “PFC-PWM Controller HavingInterleaved Switching”的美國專利申請No. 6, 903, 536公開了 PFC和PWM變換器的另一種級聯(lián)，其中帶有交錯的開關(guān)并且振蕩器確定兩個變換器的開關(guān)頻率。在該布置中，在輕負載和零負載狀況下開關(guān)頻率被減小，從而在這些狀況下功率變換器的功率消耗得以降低。除了這些用于降低功率消耗的輕負載和零負載狀況之外，以上論述的級聯(lián)PFC-PWM變換器布置在應(yīng)用于兩個級聯(lián)的變換器的固定開關(guān)頻率下工作。雖然Hwang的美國專利No. 5，565，761在第3欄第37-40行針對PWM記載了“通過在輸入電壓變化時改變開關(guān)被斷開和閉合的頻率，輸出電壓VOUT可根據(jù)需要被維持在固定的電平”，但是對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說很明顯的是，這是一個錯誤，為此目的而改變的是占空比而不是頻率。通常，在臨界導(dǎo)通模式中操作較低功率的PFC變換器，該模式也稱為轉(zhuǎn)變模式，在該模式中，變換器的初級開關(guān)恰好在電感器電流下降到零的那個時刻被接通。在此情況下，開關(guān)頻率是可變的，因為它是由變換器的工作狀況而不是振蕩器來確定的。這是一種非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，其中電感器的電流下降到零。從2003 年 11 月的 STMicroelectronics 應(yīng)用手冊 AN1792 “Design OfFixed-Off-Time-Controlled PFC Pre-Regulators With The L6562，，中已經(jīng)知道另一種工作模式，該模式被稱為固定關(guān)斷時間(FOT)控制，該模式使用具有固定關(guān)斷時間并因此具有可變頻率的開關(guān)波形，但沒有振蕩器。在該模式中，DCM和CCM操作在輸入整流后AC線路電壓的一個周期期間的不同相位處交替發(fā)生。該模式要求開關(guān)頻率受到嚴(yán)格限制，以將失真保持在可接受的限度之類，除非使關(guān)斷時間成為瞬時線路電壓的函數(shù)，但這會更加復(fù)雜并且結(jié)果更加不可預(yù)測。希望變換器開關(guān)頻率相對較高，以便減小電抗元件的尺寸。但是，開關(guān)損耗隨著開關(guān)頻率的增大而增大，從而導(dǎo)致能夠使用的開關(guān)頻率實際上是有上限的。還已經(jīng)知道,利用零電壓開關(guān)(zero voltage switching, ZVS)和/或零電流開關(guān)(zero current switching, ZCS),通過使用諧振模功率變換器來減小PWM功率變換器的開關(guān)損耗。諧振模變換器的示例包括串聯(lián)諧振、并聯(lián)諧振、串并聯(lián)諧振或LCC、以及LLC變換器，其使用半橋(half bridge)變換器拓撲的示例在2003年9月12日Bo Yang提交給 Virginia Polytechnic Institute and State University 的學(xué)院的論文 “TopologyInvestigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed PowerSystem”的題為“LLC Resonant Converter”的第4章中有所描述。在這些諧振模變換器中，由于該論文中所說明的原因，LLC變換器是優(yōu)選的。例如從2002年8月20日授權(quán)的Blom等人的題為“LLC Converter Includes ACurrent Variation Detector For Correcting A Frequency Adjusting Control SignalOf An Included Difference Detector”的美國專利 No. 6，437，994 中也知道了一種 LLC 功
率變換器。 LLC變換器具有兩個諧振頻率，即一個串聯(lián)諧振頻率和一個并聯(lián)諧振頻率，并且通常被設(shè)計為在這些諧振頻率之間的、電路增益為負的范圍中工作，這意味著頻率的增大會減小傳送到變換器的輸出的能量。例如，對于半橋拓撲，由于此范圍中諧振回路主要為電感性的，因此半橋電流滯后于半橋電壓，從而LLC可以利用ZVS來有利地操作。
這樣，利用一種可變頻率開關(guān)波形來操作LLC變換器，該波形是基本為方形的波形，其具有死區(qū)時間(dead time)，以避免半橋開關(guān)的同時導(dǎo)通。較高的頻率對應(yīng)于較輕的負載，這與以上提及的Ta-yung Yang的PFC-PWM變換器布置相反。雖然特定的LLC變換器可被設(shè)計來用于在相對較窄的頻率范圍上工作，但可能需要用于不同應(yīng)用中的、具有可能不同的輸入電壓的不同LLC變換器來在較寬的頻帶上的很不相同的頻率范圍中工作。2006 年 8 月的 STMicroelectronics 應(yīng)用手冊 AN2321 “Reference design highperformance, L6599_based HB-LLC adapter with PFC for laptop computers，，和 2006年 9 月的 STMicroelectronics 應(yīng)用手冊 AN2393 “Reference design wide range 200WL6599_based HB LLC resonant converter for LCD TV & flat panels” 公開了級聯(lián)的PFC和半橋LLC功率變換器，其各自將一個L6563控制器用于PFC變換器(在AN231中按轉(zhuǎn)變模式，在AN2393中使用FOT控制)，并將一個單獨的L6599諧振控制器用于LLC變換器。在這些方面，還參考了 2006年11月的STMicroelectronics數(shù)據(jù)手冊L6563 “Advancedtransition-mode PFC controller” 和 2006 年 7 月的 STMicroelectronics 數(shù)據(jù)手冊L6599 “High-voltage resonant controller，，。
在這些布置中，PFC變換器的開關(guān)頻率必須完全獨立于LLC變換器的開關(guān)頻率，每個頻率是根據(jù)相應(yīng)功率變換器的工作特性來確定的。因此，在這種布置中，取決于變換器的工作狀況(例如供應(yīng)電壓和電流以及負載電壓和電流)，兩個級聯(lián)的功率變換器的開關(guān)邊緣彼此獨立地發(fā)生，因此有時以相對任意且不可預(yù)測的方式同時發(fā)生。結(jié)果，噪聲和電磁干擾(EMI)可能增大，并且無論如何變得不可預(yù)測。具體而言，這些布置具有兩個開關(guān)頻率，其中每個變換器有一個，并且相應(yīng)地具有兩個諧波譜，這可能造成具有未知交感的EMI。需要提供改進的級聯(lián)功率變換器布置，以及用于它的改進控制布置。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個方面提供了一種控制諧振模變換器和PFC(功率因子校正)變換器的方法，該PFC變換器具有耦合到該諧振模變換器的輸入的輸出，該方法包括以下步驟依據(jù)諧振模變換器的輸出來控制諧振模變換器的開關(guān)頻率，從而控制諧振模變換器的輸出，諧振模變換器的輸出隨著開關(guān)頻率的變化而變化；以及利用具有與諧振模變換器的開關(guān)頻率諧波相關(guān)的開關(guān)頻率的信號來控制PFC變換器。在該方法的其中諧振模變換器可以有利地是LLC變換器的優(yōu)選實施例中，控制諧振模變換器的開關(guān)頻率的步驟隨著開關(guān)頻率的增大而減小諧振模變換器的輸出。優(yōu)選地，控制PFC變換器的步驟包括利用PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號來控制PFC變換器，該PWM信號具有與諧振模變換器的開關(guān)頻率相同或者是諧振模變換器的開關(guān)頻率的整數(shù)分之一(例如，1/2、1/3，等等)的頻率。這避免了 PFC開關(guān)頻率高于諧振模變換器頻率，考慮到在高開關(guān)頻率下PFC變換器的相對較高的開關(guān)損耗，不希望PFC開關(guān)頻率高于諧振模變換器頻率。但是，這使得變換器的控制裝置復(fù)雜化。更具體而言，通過交替地利用依賴于控制信號的恒定電流對電容器充電以產(chǎn)生線性斜坡并且在斜坡結(jié)束時迅速地使電容器放電從而產(chǎn)生鋸齒波形，并且從中得到根據(jù)需要具有相等的接通和關(guān)斷時間的方形波形，以按等于鋸齒頻率的一半的頻率來驅(qū)動LLC變換器的開關(guān)，將會是很便利的。將鋸齒波形用于PFC變換器的PWM控制將會導(dǎo)致PFC變換器開關(guān)頻率為LLC變換器開關(guān)頻率的兩倍，這是不合需要的。從LLC變換器鋸齒信號為PFC變換器得出較低頻率的另一個斜坡或鋸齒信號就斜坡的精確度及其最大幅度而言是很困難的，它難以避免斜坡邊緣處的激振和其他不合需要的異常，并且要求寬帶放大器來應(yīng)對所需的信號擺率。為了像通常所期望的那樣在集成電路(IC)中提供控制布置，這些困難之處變得十分顯著。在如下所述的本發(fā)明的實施例中減少和避免了這些困難之外。在這個方面，控制諧振模變換器的開關(guān)頻率的步驟可包括按等于諧振模變換器的開關(guān)頻率的兩倍的頻率產(chǎn)生具有線性斜坡的鋸齒波形，并且控制PFC變換器的步驟可包括限定兩個閾值來用于與線性斜坡相比較以便控制鋸齒波形的不同周期中PFC變換器的開 關(guān)時間，從而使得PFC變換器的開關(guān)利用一個閾值在鋸齒波形的一個周期期間被接通，并且利用另一個閾值在鋸齒波形的后一個周期期間被關(guān)斷。從而，在利用等于鋸齒波形頻率的一半并因而等于LLC變換器開關(guān)頻率的開關(guān)頻率來控制PFC變換器的一個示例中，利用一個閾值在鋸齒波形的一個周期期間接通PFC變換器的開關(guān)，并且利用另一個閾值在鋸齒波形的下一個周期期間關(guān)斷該開關(guān)。類似的原理可應(yīng)用在PFC變換器開關(guān)頻率是LLC變換器開關(guān)頻率的子諧波時，例如是其一半時。優(yōu)選地，兩個閾值的總和等于線性斜坡的高度，或者說最大幅度。因此，兩個閾值關(guān)于鋸齒波形的幅度與彼此互補。優(yōu)選地，該方法包括以下步驟避免控制PFC變換器的信號的轉(zhuǎn)變與諧振模變換器的開關(guān)轉(zhuǎn)變同時發(fā)生。為此，在與鋸齒波形的下降邊緣(在該處發(fā)生LLC變換器的開關(guān)轉(zhuǎn)變)相對應(yīng)的0%和100%占空比時間的區(qū)域中，通過排除區(qū)來限制PFC變換器的占空比范圍。在本發(fā)明的特定實施例中，控制PFC變換器的步驟包括利用PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號來控制PFC變換器，該PWM信號具有與諧振模變換器的開關(guān)頻率相同的頻率以及下述的相位該相位使得當(dāng)PFC變換器的初級開關(guān)被關(guān)斷時諧振模變換器從PFC變換器汲取電流，以使波紋電壓最小化。本發(fā)明的另一個方面提供了一種用于PFC(功率因子校正)功率變換器和諧振模變換器的控制布置，該控制布置包括第一控制單元，響應(yīng)于依賴于諧振模變換器的輸出的信號而按受控開關(guān)頻率提供用來控制諧振模變換器的開關(guān)的互補控制信號，從而控制所述輸出；以及第二控制單元，用于按與所述受控開關(guān)頻率諧波相關(guān)的開關(guān)頻率來提供用于控制PFC變換器的開關(guān)的至少一個PFC控制信號。優(yōu)選地，第二控制單元包括用于以PWM(脈沖寬度信號)信號的形式產(chǎn)生PFC控制信號的電路，該PWM信號具有與所述受控開關(guān)頻率相同或者是受控開關(guān)頻率的整數(shù)分之一的頻率。所述電路優(yōu)選響應(yīng)于表示諧振模變換器的受控開關(guān)頻率的信號而產(chǎn)生PWM信號，從而使得PFC控制信號的轉(zhuǎn)變不與諧振模變換器的開關(guān)轉(zhuǎn)變同時發(fā)生。在本發(fā)明的一個實施例中，所述電路包括兩個比較器，其中每一個用于將兩個閾值中相應(yīng)的一個與頻率等于所述受控開關(guān)頻率的兩倍的鋸齒波形的線性斜坡相比較；以及邏輯功能，該邏輯功能響應(yīng)于比較器的輸出而產(chǎn)生PWM信號，PWM信號具有相應(yīng)的轉(zhuǎn)變以在鋸齒波形的不同周期中接通和關(guān)斷PFC變換器的開關(guān)。優(yōu)選地，這兩個閾值的和等于線性斜坡的高度，或者說最大幅度。本發(fā)明還提供了一種級聯(lián)功率變換器布置，其包括PFC變換器和諧振模變換器，該PFC變換器的輸出耦合到該諧振模變換器的輸入；以及如上所述的被布置來控制變換器的控制布置。優(yōu)選地，諧振模變換器包括LLC變換器。


從以下參考附圖以示例方式給出的描述中可以進一步理解本發(fā)明及其技術(shù)方案， 附圖中圖I示意性地示出根據(jù)本發(fā)明實施例的電源布置，其包括級聯(lián)的PFC和LLC功率變換器以及用于這些變換器的控制布置；圖2用框圖示出了圖I的控制布置的PFC和LLC控制單元的一種形式的部件；圖3示意性地示出了圖2的控制單元的延遲定時器的一種形式；圖4示出了圖2的控制單元的LLC輸出級的一種形式的部件；圖5示出了圖2的控制單元的邊緣控制單元的一種形式；圖6示出了在圖2的控制單元的工作中可能存在的信號的示圖和相對時序；并且圖7示出了在一種經(jīng)修改形式的控制單元的工作中可能存在的信號的示圖和相對時序。
具體實施例方式如圖I所示的電源布置包括PFC功率變換器10和LLC功率變換器11，這些變換器在虛線框內(nèi)示出。變換器10和11被級聯(lián)，如圖所示在相對于連接到地的零伏(OV)線路13的線路12上產(chǎn)生的PFC變換器10的正輸出電壓Vp被連接作為LLC變換器11的輸入電壓。級聯(lián)的PFC功率變換器10和LLC功率變換器11被PFC和LLC控制單元14所控制，該PFC和LLC控制單元14具有連接到線路13的地連接Gnd，下文將對此進行進一步描述。提供到電源布置的輸入的AC電源被二極管橋15整流。經(jīng)由線路16將二極管橋15的正整流后AC輸出耦合到PFC變換器10的正電壓輸入，并且經(jīng)由電流感測電阻器17從OV線路13到二極管橋15提供一條返回路徑。例如，取決于AC電源的電壓，線路16可具有在約125V到約360V范圍內(nèi)的峰值電壓，并且線路12上的電壓Vp可以約為385V。圖I所示的PFC變換器10包括傳統(tǒng)的升壓變換器，該升壓變換器包括串聯(lián)耦合在線路16和線路12之間的輸入電感器18和二極管19、耦合在輸入電感器18與二極管19的接點和OV線路13之間的、通常由MOSFET構(gòu)成的受控開關(guān)20、以及耦合在線路12和13之間的輸出電容器21。開關(guān)20被控制，以按照控制單元14的輸出P而斷開和閉合。控制單元14的另一輸出S在圖I中沒有連接，它是提供來用于對在其他形式的PFC變換器中可能提供的次級開關(guān)(未示出)進行互補控制的(帶有死區(qū)時間)。包括串聯(lián)連接在線路12和13之間的電阻器22和23的分壓器向控制單元14的電壓反饋輸入Vfb提供與PFC變換器10的輸出電壓Vp成比例的電壓。在控制單元14內(nèi)，該電壓被提供給一個跨導(dǎo)放大器，該跨導(dǎo)放大器具有耦合到控制單元14的補償點Vcom的輸出，電容器24和與電容器26串聯(lián)的電阻器25從該補償點連接到地或者說0V。在電流感測電阻器17與二極管橋15的接點處產(chǎn)生的、與PFC變換器10的輸入電流成比例的負電壓(相對于地或者說0V)經(jīng)由低通濾波器被耦合到控制單元14的另一輸入Vis，該低通濾波器由串聯(lián)電阻器27和旁路電容器28構(gòu)成。注意，控制單元14不監(jiān)視PFC變換器10的輸入電壓，而只監(jiān)視輸入電流和輸出電壓Vp?？刂茊卧?4在較寬的頻率范圍上根據(jù)下式來控制PFC變換器開關(guān)20的關(guān)斷時間占空比Doff以為該電源布置提供接近單位I的功率因子Doff = Vi/Vp = Re*Is/Vp其中Vi是線路16上的輸入電壓，Is是電流感測電阻器17所感測到的輸入電流，Re是PFC變換器的反映到其輸入的等效負載。
LLC變換器11具有半橋拓撲，該半橋拓撲包括變換器輸入電壓線路12和接點30之間的初級開關(guān)29，以及接點30和該變換器的線路32之間的次級開關(guān)31。開關(guān)29和31通常包括M0SFET，它們分別被控制單元14的輸出A和B以互補的方式進行控制，并帶有死區(qū)時間，從而使得它們不會同時導(dǎo)通。線路32經(jīng)由提供LLC變換器11的返回路徑的電流感測電阻器33耦合到OV線路13，并且連接到控制單元14的輸入OvL，線路32向該輸入OvL提供與LLC變換器11的輸入電流成比例的電壓。接點30經(jīng)由電容器34和串聯(lián)電感器35耦合到LLC變換器11的輸出接點36，接點36經(jīng)由另一電感器37耦合到線路32。電感器35和37以及電容器34構(gòu)成了變換器11的LLC元件。LLC變換器11的輸出是從變壓器38的次級繞組取得的，該變壓器38具有連接在接點36和線路32之間的初級繞組。在圖I中，變壓器38被表示為一個與電感器35和37相分離的“理想”變壓器。在實踐中，電感器35和37的電感的一部分或全部可能由變壓器38的泄漏和磁化電感構(gòu)成，從而使得這些電感器和變壓器的功能被組合起來。變壓器38可具有任意期望數(shù)目的次級繞組；這些次級繞組39、40和41在圖I中以示例方式示出。繞組39具有連接到次級側(cè)的地的中央抽頭，以及經(jīng)由全波整流二極管42連接到輸出43的末端。平滑電容器44連接在輸出43和次級側(cè)的地之間，從而使得輸出43為由該電源布置供電的設(shè)備(未示出)提供DC電壓輸出。包括串聯(lián)連接在輸出43和次級側(cè)的地之間的電阻器45和46的分壓器為LLC變換器11提供電壓反饋，下文中將對此進行進一步描述。次級繞組40耦合到二極管橋47，該二極管橋的負輸出連接到初級側(cè)的地或者說0V，該二極管橋的正輸出被連接在該正輸出和OV線路13之間的電容器48所平滑，該正輸出向控制單元14的輸入Vcc提供了供應(yīng)電壓以便以自舉方式為控制單元供電。為此，高阻抗電阻器49也被連接在PFC變換器10的輸出線路12和輸入Vcc之間。在AC電源與圖I的電源布置相連接時，某一較小的電流經(jīng)由電感器18、二極管19和電阻器49流動，以為電容器48充電，并且控制單元14的輸入Ncc處的供應(yīng)電壓上升。當(dāng)其到達例如約13V的起動電壓時,其被控制單元14檢測到,控制單元14于是相應(yīng)地起動以驅(qū)動LLC變換器11，從而經(jīng)由次級繞組40和二極管橋47產(chǎn)生輸出電壓，以將電容器48的電荷維持到控制單元14的期望工作電壓，例如約12V?？刂茊卧?4的初始工作減少了電容器48的電荷，但并不足以下降到例如約8. 5V的停工閾值電壓以下。在圖I中沒有示出與其的連接的次級繞組41代表了變壓器38的任意數(shù)目的其他次級繞組，這些其他次級繞組可用于根據(jù)需要提供高電壓或低電壓的其他期望AC和/或DC輸出?？梢砸庾R到，次級繞組的功能可被組合起來，從而使得變壓器38可具有一個或多個次級繞組?？刂茊卧?4的輸入Vcc處的供應(yīng)電壓可被控制單元14用來提供足夠高的電壓以驅(qū)動變換器10和11的開關(guān)20、29和31。此外，控制單元14使用該供應(yīng)電壓來在輸出Vref處產(chǎn)生穩(wěn)定的供應(yīng)電壓(regulated supply voltage);該供應(yīng)電壓也被用在控制單元14內(nèi)，用于為其大多數(shù)電路供電。此外，利用非穩(wěn)定供應(yīng)電壓和/或穩(wěn)定供應(yīng)電壓，控制單元14為帶隙電壓基準(zhǔn)(未示出)供電，并且得出用于控制單元的工作中的各種閾值電壓。例如，該穩(wěn)定供應(yīng)電壓如圖I所示被假定為3. 3V，而以下提及的其他電壓和電壓范圍是在該供應(yīng)電壓的上下文中給出的。電阻器50連接在控制單元14的輸出Vref和控制單元的輸入Fmax之間，該電阻器向該輸入Fmax提供一個電流，該電流確定了 LLC變換器11的期望最大開關(guān)頻率。另一 電阻器51連接在控制單元14的輸出Vref和控制單元的輸入Fdbk之間，該電阻器向該輸入Fdbk提供一個電流，該電流確定了 LLC變換器11的期望最小開關(guān)頻率。電隔離電壓到電流(V-I)變換器52在其輸出處產(chǎn)生一個誤差電流，該誤差電流經(jīng)由串聯(lián)電阻器53和二極管54被提供到控制單元14的輸入Fdbk，以用于對LLC變換器11的處于由電阻器50和51確定的范圍內(nèi)的頻率進行反饋控制。該反饋誤差電流與電阻器45和46之間的接點處的、被提供到變換器52并且表不DC輸出43處的電壓的電壓與基準(zhǔn)電壓(未不出)之間的差異成比例，并且可以例如沿著以上引用的應(yīng)用手冊AN2321的圖I所示的線路通過頻率補償方式來產(chǎn)生。一個如下所述的附加電路提供了在無負載或輕負載狀況下LLC變換器11的軟起動，從而使得開關(guān)頻率從其最大值逐漸減小到正常工作值該附加電路包括在控制單元14的輸入Fdbk和輸出Vref之間串聯(lián)的電阻器55和電容器56，并且可選地具有與電阻器55并聯(lián)的二極管57，如圖I所示。圖2示出了圖I的電源控制布置的PFC和LLC控制單元14的一種形式的部件的框圖。這些部件包括PFC控制單元60、LLC控制單元61、邊緣控制單元62、延遲定時器63、PFC輸出級64、以及LLC輸出級65。為了簡單起見，沒有示出控制單元14的其他部件，例如用于穩(wěn)壓、產(chǎn)生期望閾值電壓、編制期望設(shè)置以及測試目的的部件。除了圖2中未示出的連接GncUVcc和Vref之外，圖2利用與圖I相同的標(biāo)號示出了控制單元14的與圖I相同的外部連接。這些標(biāo)號也用于指代各連接處的信號。圖2還示出了在工作中在控制單元的各種部件之內(nèi)產(chǎn)生的以及在其間交換的各種信號，下文中將對此進行進一步描述。下面簡要描述圖2所示的塊的功能以及相關(guān)信號。PFC控制單元60被提供以PFC電流感測電壓Vis和PFC反饋電壓Vfb，并且還具有與補償點Vcom的連接,如上所述,元件24至26連接到該補償點。這些元件是針對點Vcom處通常為0. 5V到2. 5V的電壓而選擇的，其中PFC控制環(huán)帶寬在約IOHz到20Hz的量級上。PFC控制單元60將反饋值Vis和Vfb分別與過電流和過電壓閾值相比較，并且響應(yīng)于通過這些比較而確定的PFC變換器10的過電流或過電壓狀況，它產(chǎn)生PFC故障信號Pflt，該PFC故障信號被提供給邊緣控制單元62。PFC控制單元60還將反饋電壓Vfb與禁止閾值電壓相比較，并且響應(yīng)于通過該比較確定的欠電壓狀況(例如，在AC減弱(brown-out)或故障的情況下)，產(chǎn)生禁止信號Inhib，該禁止信號被提供給LLC控制單元61、邊緣控制單元62和PFC輸出級64。在正常工作狀況下，PFC控制單元60對反饋信號Vis和Vfb進行處理以產(chǎn)生信號Pmul，該信號Pmul被提供給邊緣控制單元62，并且與根據(jù)以上Doff的式子在任何時刻PFC變換器10提供期望的功率因子校正所需的關(guān)斷時間占空比Doff成正比。因此，在圖I中的線路16上的PFC輸入電壓的每個經(jīng)整流的AC周期中，由信號Pmul表示的關(guān)斷時間占空比Doff始終被PFC控制單元60所改變以向AC電源提供基本為電阻性的等效負載。例如，信號Pmul可具有從OV到2. OV的值，用于表示從0到100%的關(guān)斷時間占空比。PFC控制單元60可以可選地使用斜坡信號Lrmp，該斜坡信號如下所述是由LLC控制單元61產(chǎn)生的，并且可被提供給PFC控制單元60，如圖2中的虛線所示。LLC控制單元61被提供以信號Fdbk (如上所述，它是表示LLC變換器的誤差電壓的電流)，并且使用它來產(chǎn)生受控頻率方形波時鐘信號Lclk，該時鐘信號被提供給LLC輸出級65，并且還提供給邊緣控制單元62。LLC控制單元61還產(chǎn)生鋸齒或斜坡信號Lrmp，該鋸 齒或斜坡信號被提供給邊緣控制單元62，并且如上所述可選地提供給PFC控制單元60。例如，斜坡信號Lrmp具有從OV到2. OV的幅度以及是時鐘信號Lclk的頻率的兩倍的頻率。如上所述，LLC時鐘信號Lclk的最小頻率是由經(jīng)由電阻器51提供到輸入Fdbk的最小電流來設(shè)置的，并且LLC時鐘信號Lclk的最大頻率是由經(jīng)由輸入Fmax向LLC控制單元61中的電流鏡布置提供電流的電阻器50來設(shè)置的。例如，最大頻率可以被設(shè)置到等于特定應(yīng)用的正常LLC工作頻率的約2倍或3倍的值，而最小頻率則低于該正常工作頻率。該正常工作頻率通常處于較窄的頻率范圍內(nèi)，但是可以針對LLC變換器的任何特定應(yīng)用從一個較寬的頻帶中選擇，該頻帶例如在約50kHz到約IMHz的量級上。LLC控制單元61還為延遲定時器63產(chǎn)生信號DTi，該信號是由LLC控制單元61中的電流鏡布置依據(jù)提供到其輸入Fmax的電流來產(chǎn)生的。延遲定時器63依據(jù)電流信號DTi來確定死區(qū)時間，從而針對較寬范圍的可能LLC頻率來調(diào)節(jié)死區(qū)時間。此外，LLC控制單元61被提供以禁止信號Inhib，以在信號Inhib被斷言時禁止信號Lrmp和Lclk的生成。LLC控制單元61還經(jīng)由輸入OvL被提供以跨電阻器33兩端降落并且代表LLC變換器11的輸入電流的電壓，并將其與至少一個閾值相比較，以確定LLC變換器的可能的過載狀況，響應(yīng)于此，它產(chǎn)生被提供給LLC輸出級65的LLC故障信號。LLC控制單元61還被提供以PFC反饋電壓信號Vfb，它將該信號與閾值相比較，以僅在PFC變換器輸出電壓Vp高于所選電平例如360V時才使能LLC變換器的起動。LLC控制單元61中的軟起動功能如上所述結(jié)合圖I中的元件55至57工作，以在LLC變換器被使能時以及任何過載故障之后提供軟起動。邊緣控制單元62將占空比信號Pmul與LLC斜坡信號Lrmp相比較，以產(chǎn)生具有期望的占空比的PFC PWM信號Ppwm，該信號被提供到PFC輸出級64。信號Ppwm很便利地按I I或相同頻率的關(guān)系與LLC時鐘信號Lclk諧波相關(guān)，該LLC時鐘信號Lclk也被提供給邊緣控制單元62。邊緣控制單元62產(chǎn)生這樣的信號Ppwm，該信號具有被設(shè)定時間以避免與信號Lclk的邊緣相吻合以便實現(xiàn)最小干擾的邊緣或轉(zhuǎn)變，并且具有用于實現(xiàn)電源布置的最大效率的相位。為此，邊緣控制單元62還被提供以如下所述由LLC輸出級65產(chǎn)生的信號Ldtr，該信號在LLC輸出級的死區(qū)時間期間為高。邊緣控制單元62還被提供以信號Pflt和Inhib，響應(yīng)于其中的任何一個它禁止信號Ppwm。
延遲定時器63響應(yīng)于從PFC輸出級64提供給它的PFC延遲時間請求信號Pdtr或者從LLC輸出級65提供給它的LLC延遲時間請求信號Ldtr，以在如上所述由信號DTi確定的延遲時間之后產(chǎn)生延遲時間完成信號DTd，該延遲時間完成信號被提供到這些輸出級64和65中的每一個，從而延遲時間被調(diào)節(jié)以適應(yīng)于LLC變換器11的正常工作頻率(以及在這里被假設(shè)為相同的PFC變換器10的開關(guān)頻率)。PFC輸出級64包括電平移動器和門驅(qū)動器,用于根據(jù)信號Ppwm產(chǎn)生用來驅(qū)動PFC變換器10的初級開關(guān)20的輸出P，并且除非它被信號Inhib所禁止，其具有在帶死區(qū)時間的情況下以互補方式驅(qū)動輸出S的類似布置，該死區(qū)時間如上所述是由延遲定時器63提供的，用于避免PFC變換器開關(guān)的不合需要的同時導(dǎo)通。PFC輸出級64可包括更復(fù)雜的布置，用于產(chǎn)生其輸出信號P和S的各種相對時序，以適應(yīng)于不同類型的PFC變換器可能需要的不同開關(guān)布置。LLC輸出級65也包括電平移動器和門驅(qū)動器，用于按信號Lclk的頻率在帶有死區(qū)時間的情況下產(chǎn)生其分別用來驅(qū)動LLC變換器11的開關(guān)29和31的輸出信號A和B，除非 它們被信號Lflt所禁止，其中所述死區(qū)時間如上所述是由延遲定時器63提供的，用于避免開關(guān)29和31的同時導(dǎo)通。下面以示例方式更詳細地描述PFC控制單元60和LLC控制單元61的特定形式。在以上引用的相關(guān)申請中以示例方式更詳細地描述了 PFC和LLC控制單元14的其他部件的特定形式。圖3示出了延遲定時器63的特定形式，其中電流DTi被由P溝道晶體管構(gòu)成并且?guī)в斜豢删幊涕_關(guān)172選擇性地并聯(lián)連接的多個輸出的電流鏡171所鏡像，以產(chǎn)生用于對電容器173充電的經(jīng)校準(zhǔn)的電流Di。開關(guān)172被編程以針對制造工藝變化、尤其是針對電容器173進行補償。N溝道晶體管174的漏極-源極路徑與電容器173并聯(lián)，并且其柵極連接到或非門175的輸出，該或非門的輸入被提供以信號Pdtr和Ldtr，從而電容器173兩端的電壓被保持在零，直到信號Pdtr和Ldtr之一在所請求的死區(qū)時間開始時變高為止。然后，電容器173被充電,該電容器173的電壓被提供到比較器176的同相輸入,該比較器的反相輸入被提供以如圖所示的2. OV的閾值電壓，并且該電容器173的電壓線性上升，直到它在死區(qū)時間結(jié)束時達到該閾值為止，然后比較器狀態(tài)發(fā)生改變，以在其構(gòu)成信號DTd的輸出處產(chǎn)生高值。響應(yīng)于信號DTd的高值，信號Ldtr的高值例如如上所述在LLC輸出級65中被結(jié)束；信號Pdtr的高值類似地在PFC輸出級64中被結(jié)束。已觀察到，信號Pdtr和Ldtr不能同時為高。圖4不出了 LLC輸出級65的用于產(chǎn)生信號Ldtr以及信號Ga和Gb的部件,信號Ga和Gb在LLC輸出級65的后續(xù)部件中被進行電平移動和緩沖，以分別產(chǎn)生門驅(qū)動信號A和B。圖4中的電路包括觸發(fā)器180至184，其中每一個具有被提供以邏輯I或者說高電平的數(shù)據(jù)輸入D、以傳統(tǒng)方式不出的時鐘輸入、復(fù)位輸入R、以及輸出Q ;反相器185 ；以及門187 至 191。信號Lflt被反相器185反相，以便在故障情況下異步復(fù)位觸發(fā)器180，從而經(jīng)由觸發(fā)器180的Q輸出、門188和190以及觸發(fā)器182和184的復(fù)位輸入來異步地使信號Ga和Gb為零。在沒有故障信號Lflt的情況下，觸發(fā)器180被LLC時鐘信號Lclk同步地置位。
信號Lclk的上升緣置位觸發(fā)器181，以使得它產(chǎn)生邏輯I輸出，從而經(jīng)由或門191引起信號Ldtr的高電平并且使能門187。響應(yīng)于延遲定時器63如上所述在死區(qū)時間延遲之后產(chǎn)生高電平的信號DTd，觸發(fā)器181經(jīng)由門187被復(fù)位，從而結(jié)束信號Ldtr的高電平并且置位觸發(fā)器182，從而引起其輸出信號Ga的高電平。隨著信號Lclk的下一個緣(下降緣)，觸發(fā)器182經(jīng)由門188被復(fù)位以結(jié)束輸出Ga的高電平，并且觸發(fā)器183被置位以經(jīng)由門191引起信號Ldtr的另一高電平。信號Gb是以類似但互補的方式產(chǎn)生的，其中另一死區(qū)時間結(jié)束時的信號DTd經(jīng)由門189復(fù)位觸發(fā)器183，從而結(jié)束信號Ldtr的高電平并且置位觸發(fā)器184，該觸發(fā)器184產(chǎn)生高電平的信號Gb，直到LLC時鐘信號Lclk的下一個緣(上升緣)為止。根據(jù)LLC變換器11的工作所需，信號Ga和Gb具有相等的高電平時段，因為它們是從將相同的延遲定時器63用于死區(qū)時間的方形波形時鐘信號Lclk得到的。圖5示出了一種特定形式的邊緣控制單元62，其包括脈沖展寬器200 ;觸發(fā)器201和202，其中每一個具有被提供以邏輯I或者說高電平的數(shù)據(jù)輸入D、以傳統(tǒng)方式示出的時鐘輸入、復(fù)位輸入R、以及輸出Q ;反相器203 ;包括差分放大器204以及電阻器205和206的電路；比較器207至209 ;以及門210至216。 或非門213和216被交叉耦合，以形成輸出鎖存器，該輸出鎖存器在門216的輸出處產(chǎn)生信號Ppwm。響應(yīng)于信號Inhib和Pflt中的任一個具有高電平，或門210復(fù)位該鎖存器，以使得信號Ppwm為邏輯0或者說低電平。被觸發(fā)器202的輸出處的置位使能信號Sen的高電平所使能的與門212提供用于置位輸出鎖存器的信號，被觸發(fā)器201的輸出處的復(fù)位使能信號Ren的高電平所使能的與門215提供用于復(fù)位輸出鎖存器的信號。觸發(fā)器201和202被脈沖展寬器200的輸出處的信號Lstr的下降緣所鐘控；這些下降緣相對于信號Ldtr的下降緣有延遲，延遲量例如在30ns的量級。觸發(fā)器202被LLC時鐘信號Lclk的高電平所復(fù)位，并且觸發(fā)器201經(jīng)由反相器203被信號Lclk的低電平所復(fù)位。LLC斜坡信號Lrmp被提供到比較器207至209中每一個的反相輸入。來自PFC控制單元60的表示關(guān)斷時間占空比Doff的信號Pmul被提供到比較器207的同相輸入，并且經(jīng)由電阻器205被提供到放大器204的反相輸入。放大器204的輸出經(jīng)由電阻器206連接到該放大器的反相輸入并且連接到比較器208的同相輸入，該輸出產(chǎn)生電壓Vtp，該電壓表示PFC變換器10的接通時間占空比，下文中將對此進行進一步描述。電壓Hrmp被提供到放大器204的同相輸入。比較電壓Vrmx略小于斜坡信號Lrmp的2. OV最大電壓并且其精確值可通過編程來選擇，并且被提供到比較器209的同相輸入。比較器207和209的輸出連接到與非門211的輸入，該與非門211的輸出連接到與門212的輸入，并且比較器208和209的輸出連接到與非門214的輸入，該與非門214的輸出連接到與門215的輸入。便利地，電壓Hrmp被選擇為LLC斜坡信號Lrmp的最大電壓的一半,從而在此情況下，對于2. OV的斜坡，Hrmp被選擇為I. 0V,并且電阻器205和206具有相等的電阻。結(jié)果，電壓Vtp = Vrmp-Pmul,其中Vrmp是最大斜坡電壓,并且Vtp表示如上所述的PFC變換器的接通時間占空比，或者說1-DofT。從以下還參考圖6的描述中將進一步理解邊緣控制電路的工作，圖6示出了(未按比例)在變換器控制布置的工作中可能存在的信號的示圖和相對時序。從上到下，圖6不出了信號 Lclk、Ldtr、Ga、Gb、Lstr> Sen、Ren、Lrmp 和 Ppwm。如圖6所示，信號Lclk具有方形波形(相等的高持續(xù)時間和低持續(xù)時間)，該方形波形的頻率為變換器10和11的通行開關(guān)頻率。信號Ldtr的窄脈沖對應(yīng)于LLC變換器的死區(qū)時間，在該死區(qū)時間期間，在其他情況下互補的信號Ga和Gb均為低，這些信號是按上文中參考圖4所述的方式產(chǎn)生的。信號Lstr具有與信號Ldtr的脈沖相吻合的脈沖，但是由于脈沖展寬器200而具有延遲的下降緣，從而信號Sen和Ren的上升緣出現(xiàn)在信號Ga和Gb的切換時間之后。在圖6中為清晰起見而以比其他信號更大的垂直尺寸示出的LLC斜坡信號Lrmp具有按兩倍于信號Lclk的頻率從OV到2. OV變換的幅度。與信號Lrmp相交的水平虛線指示信號Pmul的示例值，隨之產(chǎn)生的電壓Vtp的值，以及閾值電壓Vrmx的示例值，其中電壓Vtp的值如上所述等于2. OV的最大斜坡電壓減去信號Pmul的電壓，閾值電壓Vrmx的示例值略小于2. OV的最大斜坡電壓并且可以在I. 9V或更大的量級上。如圖6所示，信號Pmul表示30%的關(guān)斷時間占空比，電壓Vtp因此表示70%的接通時間占空比。信號Pmul基本上可以在從OV到2. OV的斜坡電壓的整個范圍中變化，隨之而來的是電壓Vtp從2. OV到OV的相反變化。這樣，電壓Vtp可以大于、等于或者小于信號 Pmul的電壓。當(dāng)置位使能信號Sen為高并且LLC斜坡信號Lrmp上升到信號電壓Pmul以上時或者如果它較小則上升到電壓Vrmx以上時，邊緣控制單元62的輸出鎖存器(門213和216)被置位，從而引起輸出信號Ppwm的上升緣。因此，該上升緣發(fā)生在圖6中由雙頭箭頭220示出的時段內(nèi)。當(dāng)復(fù)位使能信號Ren為高并且LLC斜坡信號Lrmp上升到電壓Vtp以上時或者如果它較小則上升到電壓Vrmx以上時輸出鎖存器被復(fù)位，從而引起信號Ppwm的下降緣。因此，該下降緣發(fā)生在圖6中由雙頭箭頭221示出的時段內(nèi)。箭頭220和221所示出的時段不包括如信號Ga和Gb所示的LLC變換器11的開關(guān)時間處以及緊挨該開關(guān)時間之前和之后的短時段，或者說排除區(qū)，從而PFC變換器10的開關(guān)時間不能與LLC變換器11的開關(guān)時間同時發(fā)生，而不論LLC變換器的頻率如何。排除區(qū)只會略微減小PFC變換器10的占空比范圍。如圖6所示，在與LLC斜坡信號Lrmp的下降緣等距離或者說以其為中心的時間處，信號Lrmp跨過電壓Pmul和Vtp,從而產(chǎn)生信號Ppwm的轉(zhuǎn)變或邊緣。根據(jù)針對電壓Pmul和Vtp等于2. OV的最大斜坡電壓的30%和70%而示出的示例性電壓值，信號Ppwm的接通時間占空比是信號Lclk的周期的70%，并且關(guān)斷時間占空比是信號Lclk的周期的30%，如圖6所示。如圖6所示，在LLC時鐘信號Lclk為低并且受也為低的信號Ga控制的LLC變換器11的初級開關(guān)29關(guān)斷的時段期間，置位使能信號Sen為高。因此，PFC變換器(初級)開關(guān)20的接通時間占空比Don以信號Lclk的上升緣為中心，緊接其后(在死區(qū)時間延遲之后)，LLC變換器的初級開關(guān)29被接通。相反，PFC變換器(初級)開關(guān)20的關(guān)斷時間占空比Doff以信號Lclk的下降緣和LLC變換器的初級開關(guān)29的關(guān)斷時間為中心。信號Ppwm的這種相位對齊確保了在每個時鐘周期中，當(dāng)PFC變換器(初級)開關(guān)20被禁用或者關(guān)斷時，即當(dāng)電感18將電流源發(fā)到該電容器21中時，LLC變換器11從PFC變換器的輸出電容器21汲取電流。這減小了 LLC變換器11的波紋電壓。也可以使用PFC變換器10和LLC變換器11的開關(guān)之間的相反相位關(guān)系(相差180° )，但這不那么有利，因為PFC輸出電壓Vp的波紋相對較大。
雖然如上所述電壓Vtp被產(chǎn)生并與LLC斜坡信號Lrmp相比較，但將會意識到，取而代之，電壓Pmul可以與一個三角波形相比較，該三角波形替換信號Lrmp并且在LLC時鐘信號Lclk的相反相位期間具有正斜坡和負斜坡。但是，在CMOS IS中以足夠的精確度產(chǎn)生這樣的三角波形是有難度的。此外，雖然如上所述信號Ppwm被產(chǎn)生為具有與信號Lclk相同的頻率，以使得PFC變換器10按與LLC變換器11相同的開關(guān)頻率工作，但是這并非必需的，在變換器10和11的開關(guān)頻率之間可以提供任何其他期望的諧波關(guān)系。例如，圖7示出了說明一種控制布置的工作的信號，其中PFC變換器開關(guān)頻率是LLC變換器頻率的一半。從上到下，圖7示出了 LLC變換器時鐘信號Lclk ;頻率為信號Lclk的一半并且在信號Lclk的上升緣轉(zhuǎn)變的時鐘信號Lclk/2 ;頻率為信號Lclk的兩倍的LLC斜坡信號Lrmp，以及比較閾值電壓Vtl和Vt2 ；以及表示用于PFC變換器的PWM信號的信號Pa和Pb，其頻率是信號Lclk的一半。如果信號電壓Pmul小于斜坡信號Lrmp的最大幅度的一半，即表不小于50%的關(guān)斷時間占空比，那么閾值電壓Vtl被設(shè)置為電壓Pmul的兩倍，并且閾值電壓Vt2被設(shè)置為斜坡的最大幅度減去閾值電壓Vtl。在此情況下，當(dāng)在時鐘信號Lclk為高并且半頻時鐘信號Lclk/2為低的同時斜坡電壓Lrmp跨過閾值電壓Vtl時，引起PWM信號的上升緣，并且當(dāng)在時鐘信號Lclk為低并且半頻時鐘信號Lclk/2為高的同時斜坡電壓Lrmp跨過閾值電壓Vt2時，引起PWM信號的下降緣，從而產(chǎn)生圖7中的信號Pa形式的PWM信號。這樣，對于小于50%的關(guān)斷時間占空比，PWM信號的上升緣和下降緣分別出現(xiàn)在半頻時鐘信號Lclk/2的周期的第一個四分之一和第四個四分之一期間，如信號Pa所示。相反，如果信號電壓Pmul大于斜坡信號Lrmp的最大幅度的一半，即表不大于50%的關(guān)斷時間占空比，那么閾值電壓Vtl被設(shè)置為電壓Pmul的兩倍減去斜坡的最大幅值，并且閾值電壓Vt2仍被設(shè)置為斜坡的最大幅度減去閾值電壓Vtl。在此情況下，當(dāng)在信號Lclk和Lclk/2都為低的同時斜坡電壓Lrmp跨過閾值電壓Vtl時，引起PWM信號的上升緣，并且當(dāng)在信號Lclk和Lclk/2都為高的同時斜坡電壓Lrmp跨過閾值電壓Vt2時，引起PWM信號的下降緣，從而產(chǎn)生圖7中的信號Pb形式的PWM信號。這樣，對于大于50%的關(guān)斷時間占空比，PWM信號的上升緣和下降緣分別出現(xiàn)在半頻時鐘信號Lclk/2的周期的第二個四分之一和第三個四分之一期間，如信號Pb所示。利用圖7的信號時序，可以通過與上述類似的方式在接近0%和100%的PWM占空比處提供排除區(qū)。為了防止PFC變換器開關(guān)和LLC變換器開關(guān)的全部同時切換，在此情況下在接近50%占空比點處也需要排除區(qū)。這可以通過類似的方式來實現(xiàn)。可以看出，類似的原理可以應(yīng)用到LLC功率變換器10和PFC功率變換器11的開關(guān)頻率的其他分?jǐn)?shù)或諧波關(guān)系。具體而言，這使得PFC變換器可以在比LLC變換器更低的頻率下工作，從而減小損耗。雖然以上描述涉及使用半橋拓撲的LLC變換器，但是本發(fā)明也可以以類似的方式應(yīng)用到其他諧振模變換器以及其他功率變換器拓撲，例如應(yīng)用到全橋拓撲。它還可以以類似的方式被應(yīng)用來控制除了 PFC和LLC變換器之外也可提供的其他功率變換器(未示出)的開關(guān)，例如可以應(yīng)用到一個或多個反激(flyback)變換器或其他PWM變換器，這些變換器可能是提供附加的供應(yīng)電壓而所需要的，例如可能是為由電源布置所供電的設(shè)備提供備用和/或工作電源所需要的。雖然以上通過示例方式描述了電源布置和控制單元的特定形式，但是在不脫離權(quán) 利要求所限定的本發(fā)明的范圍的情況下，可以對其進行許多修改、變化和適應(yīng)性修改。
權(quán)利要求
1.一種電源,包括 功率因子校正變換器，該功率因子校正變換器包括輸入和輸出，并且功率因子校正變換器輸入耦合到所述電源的輸入； 諧振模變換器，該諧振模變換器包括輸入和輸出，并且諧振模變換器輸入耦合到功率因子校正變換器輸出，諧振模變換器輸出耦合到所述電源的輸出；以及 控制單元，該控制單元耦合以接收表示所述電源的輸出的反饋信號，并且耦合以按照受控開關(guān)頻率來提供耦合來控制所述諧振模變換器的開關(guān)的控制信號從而控制所述電源的輸出，該控制單元還耦合以按與所述受控開關(guān)頻率諧波相關(guān)的開關(guān)頻率來提供耦合來控制所述功率因子校正變換器的開關(guān)功率因子校正控制信號。
2.如權(quán)利要求I所述的電源，其中，由所述控制單元耦合以提供的功率因子校正變換器控制信號包括具有與所述受控開關(guān)頻率相同或者是其整數(shù)分之一的頻率的脈沖寬度調(diào)制信號。
3.如權(quán)利要求2所述的電源，其中，所述控制單元耦合以生成所述脈沖寬度調(diào)制信號以使得所述脈沖寬度調(diào)制信號的開關(guān)轉(zhuǎn)變不與所述諧振模變換器的開關(guān)轉(zhuǎn)變同時發(fā)生。
4.如權(quán)利要求3所述的電源，其中，所述控制單元包括第一比較器和第二比較器，其中所述第一比較器和所述第二比較器中的每個都耦合以將兩個閾值中的相應(yīng)一個與所述受控開關(guān)頻率兩倍頻率的鋸齒波的線性斜坡相比較。
5.如權(quán)利要求4所述的電源，其中，所述控制單元還包括邏輯電路，該邏輯電路耦合以響應(yīng)于所述第一比較器和所述第二比較器的輸出來產(chǎn)生所述脈沖寬度調(diào)制信號，所述脈沖寬度調(diào)制信號具有相應(yīng)的轉(zhuǎn)變以在所述鋸齒波形的不同周期中接通和關(guān)斷所述功率因子校正變換器的開關(guān)。
6.如權(quán)利要求4所述的電源，其中，所述兩個閾值的總和等于所述線性斜坡的最大幅度。
7.如權(quán)利要求I所述的電源，其中所述諧振模變換器包括耦合在所述諧振模變換器的輸入和輸出之間的LLC變換器。
8.如權(quán)利要求I所述的電源，其中所述功率因子校正變換器包括耦合在所述功率因子變換器的輸入和輸出之間的升壓變換器。
9.一種級聯(lián)功率變換器布置，包括 功率因子校正變換器； 諧振模變換器，其中所述功率因子校正變換器的輸出耦合到所述諧振模變換器的輸入；以及 控制布置，該控制布置包括 第一控制單元，響應(yīng)于依賴于所述諧振模變換器的輸出的信號而按受控開關(guān)頻率提供用來控制所述諧振模變換器的開關(guān)的互補控制信號，從而控制所述輸出；以及 第二控制單元，用于按與所述受控開關(guān)頻率子諧波相關(guān)的開關(guān)頻率來提供用于控制所述功率因子校正變換器的開關(guān)的至少一個功率因子校正控制信號。
10.如權(quán)利要求9所述的級聯(lián)功率變換器布置，其中，所述第二控制單元包括用于以脈沖寬度調(diào)制信號的形式產(chǎn)生所述功率因子校正控制信號的電路，該脈沖寬度調(diào)制信號具有與所述受控開關(guān)頻率相同或者是其整數(shù)分之一的頻率。
11.如權(quán)利要求9所述的級聯(lián)功率變換器布置，其中所述諧振模變換器包括LLC變換器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種級聯(lián)的PFC和諧振模功率變換器?？刂茊卧?14)控制級聯(lián)的PFC和LLC變換器(10，11)，該LLC變換器具有耦合到PFC變換器的輸出(12，Vp)的輸入，并且提供隨著開關(guān)頻率的增大而減小的輸出電壓?？刂茊卧罁?jù)反饋信號(Fdbk)產(chǎn)生用于控制LLC變換器開關(guān)頻率并因而控制其輸出電壓的、具有線性斜坡的鋸齒波形(Lrmp)。它還通過在鋸齒波形的各個不同周期中將兩個閾值(Puml，Vtp)與線性斜坡相比較來在這些不同周期期間接通和關(guān)斷PFC變換器的開關(guān)(21)，從而為PFC變換器產(chǎn)生一個PWM信號(P)，該PWM信號具有與LLC變換器開關(guān)頻率相同或者是其整數(shù)分之一的頻率。邏輯電路(211-216)防止了PFC變換器開關(guān)轉(zhuǎn)變與LLC變換器的開關(guān)轉(zhuǎn)變同時發(fā)生。
文檔編號H02M3/335GK102664531SQ20121012936
公開日2012年9月12日 申請日期2008年1月22日 優(yōu)先權(quán)日2007年1月22日
發(fā)明者哈特利·浩威姿, 米爾克·克瑞斯緹安·保羅斯, 羅杰·寇貝克, 菲利普·克埃恩, 雷蒙德·肯尼思·奧爾 申請人:電力集成公司