專(zhuān)利名稱(chēng)：實(shí)現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型涉及電源變換領(lǐng)域，尤其涉及一種實(shí)現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換
O
背景技術(shù)：
多年來(lái)，各種用于恒流恒壓反激式電源的控制IC(集成電路)已經(jīng)得到發(fā)展和應(yīng)用，其應(yīng)用包括離線式AC/DC(交流/直流)電源適配器、充電器和移動(dòng)設(shè)備的備用電源。

圖1為一種現(xiàn)有的典型的通過(guò)變壓器11次級(jí)來(lái)控制的恒流輸出反激式變換器10 的電路圖。變壓器11包含三個(gè)繞組初級(jí)繞組Lp，次級(jí)繞組Ls和輔助繞組La。反激式變換器10包含一個(gè)作為初級(jí)開(kāi)關(guān)的外接MOSFET (金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管)12，一個(gè)表示變壓器11銅線繞組其阻抗損耗的次級(jí)電阻13，第一個(gè)電流感應(yīng)電阻14，次級(jí)整流管15， 輸出電容16，光耦17，第二個(gè)電流感應(yīng)電阻18，偏置電阻19，電流限制三極管20以及采用傳統(tǒng)的峰值電流模式脈沖寬度調(diào)制(PWM)的控制IC21?？刂艻C 21起動(dòng)的初始能量由電阻 22和電容23提供。當(dāng)反激式變換器10穩(wěn)定后，變壓器11的輔助繞組La通過(guò)整流器M為控制IC 21提供能量。第二個(gè)電流感應(yīng)電阻18和三極管20控制輸出電流。三極管20調(diào)節(jié)第二個(gè)電流感應(yīng)電阻18其兩端電壓為預(yù)設(shè)的基極發(fā)射極電壓(VBE)。因此反激式變換器 10的輸出電流等于VBE除以第二個(gè)電流感應(yīng)電阻18其電阻值。反激式變換器10的缺點(diǎn)之一是基極發(fā)射極電壓VBE和輸出電流都隨溫度而變化。而且，VBE會(huì)導(dǎo)致重大的功率損耗。 另外，為了安全所要用到的光耦17會(huì)增加總的材料成本，從而導(dǎo)致反激式變換器10的成本
曰蟲(chóng)印貝。圖2A為現(xiàn)有的第二種典型的通過(guò)變壓器11初級(jí)來(lái)控制的恒流輸出反激式變換器 25的電路圖。它與圖1中的現(xiàn)有技術(shù)相比，反激式變換器25不包含反激式變換器10中的光耦和變壓器次級(jí)電流感應(yīng)元件。但是反激式變換器25具有輸出電流不準(zhǔn)確性，其原因?yàn)?a)變壓器初級(jí)電感的變化，和(b)流過(guò)初級(jí)電感Lp實(shí)際的峰值電流與通過(guò)電流感應(yīng)電阻14感應(yīng)到的峰值電流有微小的差別。變壓器11其初級(jí)電感值的變化會(huì)導(dǎo)致反激式變換器25的輸出電流隨之變化。初級(jí)電感Lp的峰值電流與感應(yīng)電阻14上的壓降Vcs感應(yīng)到的峰值電流有微小的差別，其原因?yàn)榭刂艻C 21其電流感應(yīng)比較器的信號(hào)傳輸具有延遲，并且關(guān)閉外接MOSFET 12也具有延遲。圖2B為圖2A中的反激式變換器25峰值電流的檢測(cè)誤差的示意圖。圖2B中柵極 (GATE)波形為圖2A中作為主開(kāi)關(guān)的MOSFET 12的柵極開(kāi)/關(guān)驅(qū)動(dòng)電壓的波形圖。在Tl 時(shí)間，GATE變?yōu)楦?，MOSFET 12導(dǎo)通。初級(jí)電感電流Ι Ρ以dl/dt = Vp/Lp的斜率線性的斜坡上升，其中Vp為初級(jí)電感兩端的電壓，Lp為初級(jí)電感的電感值。因此感應(yīng)電阻上的壓降 Vcs也會(huì)按比例的斜坡上升。當(dāng)感應(yīng)電壓信號(hào)Vcs在T2時(shí)間達(dá)到Vref (參考電壓)時(shí)，初級(jí)峰值電流Ip即Vref/Rcs，其中Rcs為電流感應(yīng)電阻14的阻值。但由于控制IC 21的電流限制比較器的信號(hào)傳輸延遲和PWM控制邏輯和驅(qū)動(dòng)的延遲，GATE直到T3時(shí)間才變?yōu)榈蛷亩P(guān)斷。(T3-T2)就是GATE關(guān)斷的延遲時(shí)間。MOSFET 12的漏極電壓在開(kāi)關(guān)關(guān)斷的T3時(shí)
3間會(huì)突然變高，但初級(jí)電感電流ILP會(huì)繼續(xù)升高直到T4時(shí)間，此時(shí)MSOFET 12的漏極電壓升高到VIN，初級(jí)電感Lp上的電壓極性反轉(zhuǎn)。結(jié)果，初級(jí)電感的最終峰值電流是Ipf而不是 Ip。不幸的是，初級(jí)電感最終的峰值電流Ipf會(huì)變化，因?yàn)?T3-T2)和(T4-T3)會(huì)隨溫度的變化、輸入電壓的不同、IC工藝變化、外部器件的偏差和PCB板布局的差異而變化。所有的這些變化將產(chǎn)生誤差，從而導(dǎo)致反激式變換器25其輸出電流不精確。綜上所述，要尋求一種通過(guò)初級(jí)來(lái)控制并且成本低的用于校準(zhǔn)反激式變換器輸出電流的方法。這種方法通過(guò)減少使用IC和外部元件的數(shù)目來(lái)消除如上所述現(xiàn)有技術(shù)的缺陷。這種方法不需要次級(jí)電路和光耦。此外，反激式變換器的輸出電流盡可能最大的不受溫度的變化、輸入電壓的不同、IC工藝的變化、外部元件的偏差和PCB布局的差異等的影響。

實(shí)用新型內(nèi)容本實(shí)用新型所要解決的技術(shù)問(wèn)題是提供一種實(shí)現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換器， 它可以通過(guò)補(bǔ)償線電阻維持功率變換器的輸出端電壓恒定，它進(jìn)而可以提高反激式變換器的輸出電流的精確度。為了解決以上技術(shù)問(wèn)題，本實(shí)用新型提供了如下技術(shù)方案一種功率變換器，包括一個(gè)電感，該功率變換器為開(kāi)關(guān)變換器，且輸出一個(gè)輸出電壓；一個(gè)電阻分割器，該電阻分割器與該電感耦合，并該電阻分割器用于分割該輸出電壓以產(chǎn)生反饋信號(hào)；一個(gè)充電線，該充電線具有插頭，且該充電線具有一定的電阻，而充電線的插頭的電壓稱(chēng)為插頭電壓；以及一個(gè)集成電路控制器，該集成電路控制器封裝在集成電路組件中，該集成電路控制器接收反饋信號(hào)并產(chǎn)生線修正信號(hào)，且通過(guò)調(diào)整該輸出電壓，來(lái)補(bǔ)償由于充電線具有電阻而引起的插頭電壓的下降。更進(jìn)一步地，該功率變換器輸出一個(gè)輸出電流，并以恒定輸出電流模式工作，且在恒定輸出電流模式下，輸出電流不隨輸出電壓的變化而變化，而是保持恒定。該集成電路控制器通過(guò)將線修正信號(hào)的電壓與參考電壓相加而產(chǎn)生修正的參考電壓，且將修正的參考電壓與反饋信號(hào)的電壓相比較，并使用修正的參考電壓與反饋信號(hào)的電壓的比較結(jié)果來(lái)調(diào)整輸出電壓。該功率變換器輸出一個(gè)輸出電流，且該線修正信號(hào)是由輸出電流的大小決定的。 該集成電路控制器是通過(guò)從反饋信號(hào)的電壓減去線修正信號(hào)的電壓而產(chǎn)生修正的反饋信號(hào)，且將參考電壓與修正的反饋信號(hào)的電壓相比較，并使用參考電壓與修正的反饋信號(hào)的電壓的比較結(jié)果來(lái)調(diào)整輸出電壓。該功率變換器輸出一個(gè)輸出電流，且該線修正信號(hào)是由輸出電流的大小決定的。該集成電路控制器包括一個(gè)具有電流鏡的線修正電路，且該線修正電路產(chǎn)生該線修正信號(hào)。由于本實(shí)用新型通過(guò)線補(bǔ)償電路補(bǔ)償由于充電線具有電阻而引起的充電線末端插頭處的輸出電壓的下降，維持了功率變換器的輸出端電壓恒定。當(dāng)流過(guò)初級(jí)繞組的電流斜坡上升時(shí)，磁場(chǎng)產(chǎn)生，將能量傳遞給輔助繞組，并在輔助繞組兩端產(chǎn)生反饋電壓。在一種實(shí)現(xiàn)電路中，從輔助繞組得到的反饋信號(hào)與線修正信號(hào)的電壓相減。然后前置放大器將參考電壓與修正的反饋電壓相比較。在另一種實(shí)現(xiàn)電路中，線修正信號(hào)的電壓與參考電壓相加，然后前置放大器將反饋電壓與修正的參考電壓相比較。前置放大器正反輸入端的電壓差用于增加反激式變換器在插頭處的輸出電壓，從而補(bǔ)償充電線引起的電壓降。以下結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式
對(duì)本實(shí)用新型作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。圖1為現(xiàn)有的一個(gè)通過(guò)次級(jí)來(lái)控制的傳統(tǒng)的恒流輸出的反激式變換器的簡(jiǎn)單電路圖；圖示2A為現(xiàn)有的另一個(gè)通過(guò)初級(jí)來(lái)控制的恒流輸出的反激式變換器的簡(jiǎn)單電路圖；圖2B為圖2A中恒流輸出反激式變換器峰值電流檢測(cè)誤差的波形圖；圖3為含有本實(shí)用新型中的比較電路和控制環(huán)路的反激式變換器的簡(jiǎn)單電路圖；圖4為本實(shí)用新型控制反激式變換器電感峰值電流方法的流程圖；圖5為本實(shí)用新型通過(guò)初級(jí)來(lái)控制的恒定電流和電壓輸出的反激式變換器的簡(jiǎn)單電路圖，其包含一個(gè)脈寬調(diào)制控制集成電路；圖6為圖5中脈寬調(diào)制控制集成電路的更詳細(xì)的電路圖，其包含一個(gè)振蕩器和一個(gè)自適應(yīng)電流限制器；圖7為圖6中振蕩器更詳細(xì)的電路圖；圖8為不連續(xù)工作模式下(DCM)的輔助繞組電壓、初級(jí)開(kāi)關(guān)電流和次級(jí)整流器電流的理想波形圖；圖9為圖6中振蕩器的理想時(shí)序波形圖；圖10為圖6中自適應(yīng)電流限制器的工作和時(shí)序波形圖；圖11為圖6中自適應(yīng)電流限制器更詳細(xì)的電路圖；圖12為可替代圖6中控制集成電路的另一種更詳細(xì)的電路圖；圖13為圖12中控制集成電路與一個(gè)外接MOSFET和電流感應(yīng)電阻連接使用的電路圖；圖14為圖3中反激式變換器其控制集成電路用封裝圖來(lái)表示的電路圖；圖15為圖5中脈寬調(diào)制集成電路的電路圖，其中包括另一種線修正電路。
具體實(shí)施方式
如沒(méi)有特別聲明，在以下本實(shí)施例中，電感開(kāi)關(guān)是指主功率開(kāi)關(guān)管44，開(kāi)關(guān)管腳是指SW端或SW管腳(也就是附圖中的99)。本實(shí)用新型為了表述和行文方便，對(duì)同一技術(shù)特征采用了不同技術(shù)術(shù)語(yǔ)，但其實(shí)質(zhì)含義或代表的或指向的對(duì)象一樣，比如所稱(chēng)的初級(jí)電感(是指初級(jí)繞組或初級(jí)線圈上的電感)、初級(jí)繞組、初級(jí)線圈均為附圖中的39 ；又比如次級(jí)電感(是指次級(jí)繞組或次級(jí)線圈上的電感)、次級(jí)繞組、次級(jí)線圈也是一樣，均為附圖中 40 ；還有輔助級(jí)電感(是指輔助繞組、輔助級(jí)繞組或輔助級(jí)線圈上的電感)、輔助繞組、輔助級(jí)繞組、輔助級(jí)線圈也是一樣，均為附圖中的41 ；還有有些概念上有所不同，但為上下位概念或等同概念或?qū)嵸|(zhì)相同概念，比如反激轉(zhuǎn)換器、電源轉(zhuǎn)換器就是下文中的反激式變換器； 調(diào)制器、調(diào)整器、變壓器均是指附圖中的72。圖3為本實(shí)用新型用一個(gè)比較電路和一個(gè)控制環(huán)路來(lái)調(diào)節(jié)電感電流的反激式變換器30。圖4為圖3中反激式變換器30工作方法的流程圖，其包括步驟31到35。此方法通過(guò)調(diào)節(jié)反激式變換器30電感的峰值電流來(lái)控制輸出的電流。反激式變換器包含一個(gè)變壓器36，一個(gè)外接NPN三極管37和一個(gè)控制器集成電路(簡(jiǎn)稱(chēng)“控制IC”)38。變壓器36
5包括一個(gè)初級(jí)繞組(又稱(chēng)為“初級(jí)電感”)39，一個(gè)次級(jí)繞組40和一個(gè)輔助繞組41?？刂艻C 38包括一個(gè)振蕩器42，一個(gè)自適應(yīng)電流限制器43，一個(gè)內(nèi)部的主功率開(kāi)關(guān)管44，脈寬調(diào)制邏輯控制電路(簡(jiǎn)稱(chēng)“PWM邏輯電路”)45和一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)電路46。自適應(yīng)電流限制器43 包括一個(gè)比較電路47，一個(gè)控制環(huán)路48和一個(gè)脈沖寬度發(fā)生器(簡(jiǎn)稱(chēng)“脈寬發(fā)生器”)49。當(dāng)主功率開(kāi)關(guān)管44導(dǎo)通時(shí)，電感電流50開(kāi)始流過(guò)初級(jí)電感39。由于流過(guò)初級(jí)電感39的電感電流50斜坡上升，產(chǎn)生了一個(gè)電磁場(chǎng)，并在主功率開(kāi)關(guān)管44關(guān)斷時(shí)把能量傳輸?shù)酱渭?jí)繞組40。傳輸?shù)酱渭?jí)繞組40的能量就以輸出電流(Iqut)的形式輸出。在某些應(yīng)用中，希望反激式變換器30能提供恒定的輸出電流(Iqut)。輸出電流(Iqut)至少與三個(gè)因素有關(guān)⑴電感電流50的峰值，(ii)初級(jí)電感39的電感值(U和(iii)主功率開(kāi)關(guān)管44 導(dǎo)通從而流過(guò)初級(jí)電感39的電流斜坡上升的頻率(fQSC)。就初級(jí)電感39的電感值(Lp)而言，由于變壓器36制作工藝的變化導(dǎo)致它的電感值偏離其標(biāo)稱(chēng)的額定值，因此個(gè)別的反激式變換器的輸出電流(Iout)會(huì)產(chǎn)生變化。例如，電感繞組導(dǎo)線的直徑不相同，或者纏繞的方式不一致都會(huì)導(dǎo)致個(gè)別初級(jí)電感的實(shí)際電感值變化。另外，信號(hào)傳輸?shù)难舆t以及應(yīng)用主功率開(kāi)關(guān)管44來(lái)控制電感電流從而產(chǎn)生的寄生效應(yīng)會(huì)導(dǎo)致流過(guò)初級(jí)電感39的峰值電流(Ip) 變化。并且傳輸延遲與工藝，溫度和電壓有關(guān)。圖4描述了調(diào)節(jié)流過(guò)初級(jí)電感39的峰值電流(Ip)的一種方法，盡管信號(hào)傳輸延遲和寄生效應(yīng)與工藝，溫度和電壓的變化有關(guān)，但是此辦法仍可維持反激式變換器30的輸出電流恒定。此外，還可以通過(guò)調(diào)節(jié)峰值電流(Ip)來(lái)補(bǔ)償由于工藝變化而引起的初級(jí)電感39 電感值(Lp)的不一致性。而且，描述了通過(guò)調(diào)節(jié)振蕩頻率(fas。)來(lái)補(bǔ)償電感值(Lp)不一致性的一種方法，主功率開(kāi)關(guān)管44以此振蕩頻率(fQse)導(dǎo)通，使流過(guò)初級(jí)電感39的電感電流 50斜坡上升。因此，通過(guò)調(diào)整電感峰值電流(Ip)和開(kāi)關(guān)頻率(fosc)或只調(diào)整其一都可以維持輸出的電流(Iout)為恒定的值。第一步(步驟31)，自適應(yīng)電流限制器43接收反饋信號(hào)51，此信號(hào)反映流過(guò)初級(jí)電感39的電流停止增長(zhǎng)的時(shí)間。自適應(yīng)電流限制器43中的比較電路47和控制環(huán)路48都接收振蕩器42輸出的反饋信號(hào)51。流過(guò)初級(jí)電感39的電感電流50在第一次停止上升的時(shí)間停止斜坡上升。振蕩器42使用輔助反饋信號(hào)52產(chǎn)生反饋信號(hào)51和開(kāi)關(guān)頻率信號(hào)53。 輔助反饋信號(hào)52通過(guò)輔助繞組41端電壓產(chǎn)生。當(dāng)流過(guò)初級(jí)電感39的電流斜坡上升時(shí)，磁場(chǎng)產(chǎn)生，將能量傳遞給輔助繞組41并在輔助繞組41端產(chǎn)生電壓。第二步(步驟3 ，比較電路47接收開(kāi)關(guān)信號(hào)M，此信號(hào)反映流過(guò)初級(jí)電感39的電感電流50斜坡上升的速率。開(kāi)關(guān)信號(hào)討通過(guò)控制IC 38的開(kāi)關(guān)端(SW)從外接的NPN三極管發(fā)射極得到。初級(jí)電感39中斜坡上升的電感電流50流過(guò)NPN三極管37和控制IC 38 的開(kāi)關(guān)端(SW)。雖然在圖3中，開(kāi)關(guān)信號(hào)M由流過(guò)主功率開(kāi)關(guān)管44的NPN三極管發(fā)射極電流得到，但是可以使用其它的實(shí)現(xiàn)方法來(lái)產(chǎn)生開(kāi)關(guān)信號(hào)M，例如通過(guò)在主功率開(kāi)關(guān)管44 的源端連接感應(yīng)電阻或在與主功率開(kāi)關(guān)管44并聯(lián)的感應(yīng)MOSFET的源端連接電阻來(lái)產(chǎn)生。第三步(步驟33)，比較電路47產(chǎn)生計(jì)時(shí)信號(hào)55，此信號(hào)反映目標(biāo)時(shí)間，此時(shí)間為電感電流50以某速率斜坡上升達(dá)到預(yù)先設(shè)定的限制電流的時(shí)間。第四步(步驟34)，控制IC 38產(chǎn)生電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56，此信號(hào)具有一定的脈寬。電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56控制電感電流50流過(guò)的主功率開(kāi)關(guān)管44的柵極。柵極驅(qū)動(dòng)電路46使用“N-charmel on”信號(hào)(“N溝道導(dǎo)通”信號(hào)，以下簡(jiǎn)稱(chēng)為“Nchon信號(hào)”)57產(chǎn)生電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56。PWM邏輯電路45使用振蕩器42輸出的開(kāi)關(guān)頻率信號(hào)53和脈寬發(fā)生器49輸出的脈沖寬度信號(hào)(以下簡(jiǎn)稱(chēng)“脈寬信號(hào)”)58產(chǎn)生Nchon信號(hào)57。開(kāi)關(guān)頻率信號(hào)53為電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56其產(chǎn)生的脈沖提供頻率，而脈寬信號(hào)58提供電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56的脈沖持續(xù)時(shí)間。脈寬發(fā)生器49使用控制環(huán)路48產(chǎn)生的時(shí)間誤差信號(hào)59產(chǎn)生脈寬信號(hào)58。第五步(步驟3 ，自適應(yīng)電流限制器43控制電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56的脈寬，使得第一次停止上升的時(shí)間(流過(guò)初級(jí)電感39的電感電流50停止增長(zhǎng)的時(shí)間)和目標(biāo)時(shí)間 (電感電流50達(dá)到預(yù)先設(shè)定的限制電流的時(shí)間)同時(shí)發(fā)生。在具體實(shí)現(xiàn)電路中，自適應(yīng)電流限制器43控制電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56的脈沖寬度，但是在另一種實(shí)現(xiàn)電路中，自適應(yīng)電流限制器43控制脈寬信號(hào)58的脈寬或Nchon信號(hào)57。通過(guò)控制脈寬信號(hào)58，Nchon信號(hào)57 和電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56三者中任意一個(gè)信號(hào)的脈沖寬度，第一次停止上升的時(shí)間和目標(biāo)時(shí)間可被調(diào)整到同時(shí)發(fā)生。通過(guò)自適應(yīng)的控制脈沖寬度，電感的峰值電流(Ip)將被調(diào)整， 從而維持反激式變換器30的輸出電流(Iout)恒定。圖5為圖3中反激式變換器30高一級(jí)的框圖。反激式變換器30是精確的但是低成本的功率電源變換器，其通過(guò)初級(jí)控制，并且輸出電流經(jīng)過(guò)調(diào)整。如圖5所示，反激式變換器30不包含現(xiàn)有技術(shù)中所包含的次級(jí)控制電路和光耦。反激式變換器30使用唯一的來(lái)自次級(jí)的反饋來(lái)控制輸出電流和電壓，此反饋來(lái)自輔助繞組41和次級(jí)繞組40的磁場(chǎng)耦合。 除了節(jié)省成本，由于不包含次級(jí)控制電路和光耦，外圍的元件數(shù)得以減少，從而增加反激式變換器30的穩(wěn)定性。有兩個(gè)影響反激式變換器30輸出電流精度的因素(a)變壓器36其初級(jí)電感39 的電感值的變化，和(b)初級(jí)電感39其峰值電流(Ip)檢測(cè)的不精確性。初級(jí)電感39其實(shí)際的電感值(Lp) —般會(huì)變化士20%。初級(jí)電感39的峰值電流(Ip) —般并不能精確檢測(cè)， 因?yàn)榭刂艻C38中的電流感應(yīng)比較器，PWM邏輯電路和柵極驅(qū)動(dòng)電路具有傳輸信號(hào)延遲，初級(jí)功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷具有延遲和作為初級(jí)功率開(kāi)關(guān)的MOSFET的漏極的寄生效應(yīng)或作為初級(jí)功率開(kāi)關(guān)的NPN三極管集電極的寄生效應(yīng)。此外，峰值電流其檢測(cè)精度隨著溫度，電壓，IC工藝，PCB布線和與外圍元件值相關(guān)的寄生源的變化而降低。反激式變換器30通過(guò)使主功率開(kāi)關(guān)管44的工作頻率(&。)的變化與電感值(U的變化成反比來(lái)補(bǔ)償初級(jí)電感的實(shí)際值與其標(biāo)稱(chēng)的額定值的偏差。反激式變換器30使用自適應(yīng)電流限制器43和控制環(huán)路48探測(cè)和控制初級(jí)電感39的峰值電流來(lái)補(bǔ)償信號(hào)傳輸延遲和寄生效應(yīng)，使峰值電流探測(cè)變得簡(jiǎn)單。此外，反激式變換器30為降低成本，使用初級(jí)控制的發(fā)射極開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)。圖5中的反激式變換器30通過(guò)兩種工作模式輸出恒定的電流和電壓，分別為恒定 (峰值)電流模式和恒定電壓模式。變壓器36其初級(jí)繞組39具有Np匝數(shù)，次級(jí)繞組40具有Ns匝數(shù)，輔助繞組41具有Na匝數(shù)。在圖5中的次級(jí)電阻60代表變壓器36其銅線繞組的阻性損耗。反激式變換器30具有次級(jí)整流器61，輸出電容62和控制IC 38?？刂艻C 38 為峰值電流模式脈寬調(diào)制控制器。控制IC 38啟動(dòng)的初始能量由電阻63和電容64提供。 當(dāng)反激式變換器30穩(wěn)定后，變壓器36其輔助繞組41通過(guò)整流器65為控制IC 38提供能量。變壓器36初級(jí)的控制IC 38的反饋端FB其打線焊盤(pán)66接收反映次級(jí)繞組40輸出電壓(Vqut)的信號(hào)。輔助繞組41的端電壓(Vaux)67經(jīng)過(guò)電阻分壓網(wǎng)絡(luò)得到反饋端FB其打線焊盤(pán)66端的輔助反饋信號(hào)52，此電阻分壓網(wǎng)絡(luò)包括第一個(gè)反饋電阻(RFB1)68和第二個(gè)反饋電阻(RFB2)69。輔助反饋信號(hào)52也用于計(jì)算初級(jí)電感的導(dǎo)通時(shí)間和實(shí)際的斜坡上升時(shí)間。圖5中的反激式變換器的具體實(shí)現(xiàn)電路中包含外接的功率控制元件例如NPN三極管37，其應(yīng)用在需要較高的輸出功率或較高的開(kāi)關(guān)頻率的情況。NPN三極管37的基極耦合到一個(gè)二極管70和一個(gè)電阻71。在低功率應(yīng)用中反激式變換器30的具體實(shí)現(xiàn)電路中并不包含外接的三極管，MOSFET功率開(kāi)關(guān)管或電流感應(yīng)電路，這些都集成在控制IC 38中。圖5中，NPN三極管37與采用發(fā)射極開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)的控制IC 38協(xié)同工作。外接的NPN 三極管37作為初級(jí)繞組39的開(kāi)關(guān)。在這種結(jié)構(gòu)中，控制IC 38中集成的電路驅(qū)動(dòng)外接NPN 三極管37的發(fā)射極。在其它的實(shí)現(xiàn)電路中，為了進(jìn)一步增加功率控制能力和開(kāi)關(guān)頻率，使用外接的MOSFET替代NPN三極管37作為主開(kāi)關(guān)。通常，三極管的頻率特性受到基極充電 /放電時(shí)間的限制，其高功率特性受到基極驅(qū)動(dòng)電阻的限制。因此，NPN三極管37對(duì)于不需要非常高的功率和開(kāi)關(guān)頻率的應(yīng)用非常適合?，F(xiàn)有的技術(shù)中，采用感應(yīng)電阻來(lái)檢測(cè)初級(jí)電感峰值電流，此方法不切合實(shí)際，因?yàn)榱鬟^(guò)感應(yīng)電阻的電流等于NPN發(fā)射結(jié)的電流，此電流由流過(guò)集電極的實(shí)際的電感電流和 NPN三極管37的基極電流組成。盡管使用三極管增加了復(fù)雜程度，并且三極管由于其自身特點(diǎn)具有電流增益(Beta)和飽和等效應(yīng)，此效應(yīng)會(huì)產(chǎn)生額外的誤差項(xiàng)，但在應(yīng)用中仍想使用NPN三極管替代M0SFET，這是因?yàn)槿龢O管的成本遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于高壓M0SFET。電流增益和飽和等效應(yīng)難于控制，并隨著工藝，溫度，電壓和外圍元件值的變化而有相當(dāng)大的變化。圖6為控制IC 38詳細(xì)的電路圖。控制IC 38包含自適應(yīng)電流限制器43，其用于補(bǔ)償探測(cè)初級(jí)電感39峰值電流(Ip)時(shí)產(chǎn)生的控制誤差。在不影響性能的基礎(chǔ)上，自適應(yīng)電流限制器43為糾正峰值電流探測(cè)具有的誤差提供低成本解決方案。盡管系統(tǒng)中具有各方面的變化，但是自適應(yīng)電流限制器43使得初級(jí)電感39的峰值電流(Ip)恒定?？刂骗h(huán)路48調(diào)節(jié)內(nèi)部功率MOSFET 44的關(guān)斷時(shí)間，使初級(jí)電感39其電流總的斜坡上升時(shí)間(Tkamp)精確的對(duì)應(yīng)于初級(jí)電感電流斜坡上升到預(yù)先設(shè)定的峰值限制電流(Ium)的時(shí)間。總的斜坡上升時(shí)間(Teamp)包括(a)內(nèi)部集成的主功率開(kāi)關(guān)管44的導(dǎo)通時(shí)間，(b)NPN三極管37的基極放電時(shí)間，和(C)NPN三極管37集電極電壓上升時(shí)間。總的斜坡上升時(shí)間被調(diào)整為流過(guò)初級(jí)繞組39的電流斜坡上升到所限制的峰值電流的一半所需時(shí)間的兩倍。在此例中使用2 1的比例，但是在其它的實(shí)現(xiàn)電路中可以使用其它的比例。在許多實(shí)際的應(yīng)用中，考慮到精度性和具體的實(shí)現(xiàn)方法(例如器件布局的匹配)，2 1 的比例其效果很好。其它合適的比例，例如3 1可以在需要特殊應(yīng)用的場(chǎng)合中使用?？刂骗h(huán)路48自動(dòng)地促使初級(jí)電感39其實(shí)際的電流斜坡上升時(shí)間等于參考時(shí)間。雖然系統(tǒng)的不一致性會(huì)使電感的峰值電流不同，但是有很多其他的應(yīng)用并不需要維持非常恒定的電感峰值電流。AC/DC電源轉(zhuǎn)換器和適配器中，不需要維持非常恒定的電感峰值電流的一種應(yīng)用是通過(guò)限制輸出電流或輸出功率來(lái)保護(hù)其不進(jìn)入誤狀態(tài)。這種應(yīng)用并不需要像AC/DC離線充電器一樣將輸出電流調(diào)整的非常精確。內(nèi)部集成的調(diào)制器72為控制IC 38提供電源電壓和參考電壓VKEF。在具體實(shí)現(xiàn)電路中，當(dāng)電路啟動(dòng)時(shí)會(huì)通過(guò)電阻63和電容64產(chǎn)生15伏的電壓VDD，電路啟動(dòng)后輔助繞組41 和整流器65會(huì)維持電壓VDD，此電壓輸入調(diào)制器72，然后輸出5伏電源電壓為自適應(yīng)電流限制器43供電。欠壓鎖定電路73監(jiān)控為控制IC 38供電的電壓VDD，當(dāng)電壓Vdd超過(guò)欠壓鎖定電路73開(kāi)啟閾值電壓時(shí)，控制IC 38正常工作。此例中，欠壓鎖定電路73開(kāi)啟閾值電壓為19伏，欠壓鎖定電路73關(guān)斷閾值電壓為8伏。如果電壓Vdd降低到欠壓鎖定電路73關(guān)斷閾值電壓，控制IC 38將停止工作。變壓器36其次級(jí)繞組40的輸出電壓的反映信號(hào)，通過(guò)輔助繞組41和反饋端FB其打線焊盤(pán)66，反饋到控制IC 38。輔助反饋信號(hào)52與調(diào)制器 72產(chǎn)生的參考電壓Vkef相比較，輸出誤差信號(hào)，此誤差信號(hào)通過(guò)前置放大器74放大，經(jīng)取樣器75取樣，反饋到PWM誤差放大器76，此放大器對(duì)誤差信號(hào)進(jìn)一步放大，輸出經(jīng)過(guò)兩次放大的輸出信號(hào)77。電阻78，電容79和80組成PWM誤差放大器76的內(nèi)部補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。PWM誤差放大器76的輸出信號(hào)77輸入到誤差比較器81，此誤差比較器81作為反激式變換器30恒壓模式的脈寬調(diào)制比較器。除了前置放大器74，輔助反饋信號(hào)52通過(guò)反饋端FB其打線焊盤(pán)66輸入到振蕩器 42和頻率調(diào)制器(簡(jiǎn)稱(chēng)“FM0D”)82。FMOD 82感應(yīng)輔助反饋信號(hào)52的電壓值，輸出振蕩器 42所需的偏置電流。FMOD 82輸出的偏置電流隨輔助反饋信號(hào)52電壓值的變化而變化，因此當(dāng)反激式變換器30其輸出電壓變化時(shí)，振蕩器的頻率會(huì)隨著調(diào)整，從而維持輸出電流恒定。振蕩器42包含一個(gè)用于檢測(cè)實(shí)際的初級(jí)繞組39中電流斜坡上升時(shí)間(Tkamp)的Teamp探測(cè)電路。Teamp探測(cè)電路通過(guò)輔助繞組41的端電壓(Vaux)67經(jīng)過(guò)分壓電阻68和69得到的電壓來(lái)決定總的斜坡上升時(shí)間。振蕩器42輸出脈寬調(diào)制電路所需的頻率，用于驅(qū)動(dòng)主功率開(kāi)關(guān)管44。輔助反饋信號(hào)52的電壓由輔助繞組41其電感值與初級(jí)電感39和次級(jí)電感40的電感值的比例決定，用于作為振蕩器42的參考電壓。因此，除了峰值電流(Ip)，振蕩頻率 (fosc)還補(bǔ)償初級(jí)電感39其電感值的變化。除了圖6的具體電路外，還可以使用其它可替換的結(jié)構(gòu)優(yōu)化振蕩器42的特性，來(lái)補(bǔ)償變壓器36其初級(jí)電感值的變化。PWM邏輯電路45利用兩種模式產(chǎn)生所需的脈沖寬度調(diào)制波形(a)當(dāng)調(diào)整輸出電壓時(shí)，采用電流模式PWM控制，和(b)當(dāng)調(diào)整輸出電流時(shí)，采用每周期自適應(yīng)電流限制模式。 Nchon信號(hào)57由PWM邏輯電路45輸出，輸入到柵極驅(qū)動(dòng)電路46。柵極驅(qū)動(dòng)電路46為相對(duì)高速的MOSFET柵驅(qū)動(dòng)電路。柵極驅(qū)動(dòng)電路46輸出電感開(kāi)關(guān)控制信號(hào)56，此信號(hào)輸入到主功率開(kāi)關(guān)管44和更小比例的內(nèi)部MOSFET 83。更小比例的內(nèi)部MOSFET 83和電阻84組成電流感應(yīng)電路。被感應(yīng)的電流信號(hào)經(jīng)過(guò)電流感應(yīng)放大器85放大，然后轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)。此電壓信號(hào)通過(guò)誤差比較器81與PWM誤差放大器76的輸出信號(hào)77相比較。誤差比較器81 輸出調(diào)整信號(hào)86，其用于設(shè)定主功率開(kāi)關(guān)管44的導(dǎo)通時(shí)間。在恒壓工作模式下，當(dāng)反激式變換器30的輸出電流低于最大的輸出限制電流，調(diào)整信號(hào)86用于恒壓輸出調(diào)整。在恒流工作模式下，輸出電流的調(diào)整功能由自適應(yīng)電流限制器43實(shí)現(xiàn)，當(dāng)輸出電流(Iott)達(dá)到預(yù)先設(shè)定的峰值限制電流(Ium)時(shí)，自適應(yīng)電流限制器43限制初級(jí)電感39的峰值電流(Ip)。 自適應(yīng)電流限制器43使峰值電流值與溫度，輸入線電壓，IC和外圍元件值的變化和PCB布局的不一致性無(wú)關(guān)。PWM誤差放大器76的輸出信號(hào)77輸入到線修正電路87，產(chǎn)生線修正信號(hào)88，其值與輸出信號(hào)77成比例。線修正信號(hào)88用于調(diào)整輔助反饋信號(hào)52的電壓，來(lái)補(bǔ)償反激式變換器30充電器線串聯(lián)電阻引起的輸出電壓的損失。線電阻補(bǔ)償技術(shù)在線的末端提供合理精確的固定電壓，線末端為反激式變換器30與被充電和被供電的設(shè)備例如手機(jī)或便攜式多媒體播放器相連端。輸出電壓的損失是由于負(fù)載端的電壓會(huì)有一個(gè)I 電壓降，此電壓降為線上有限的串聯(lián)電阻與電源的輸出電流的乘積。初級(jí)控制反激式功率變換器30通過(guò)由次級(jí)繞組40的電壓反映到輔助繞組41而得到的反饋電壓來(lái)調(diào)整輸出電壓(Vqut)，但是這個(gè)反映電壓并不包括由于有限的線電阻而引起的I · R電壓誤差。在恒壓工作模式，PWM誤差放大器76的輸出與反激式變換器30的輸出電流成比例。因此輸出信號(hào)77可以用于產(chǎn)生線修正信號(hào)88，此線修正信號(hào)88可以被應(yīng)用到反饋輸入端或前置放大器74的參考電壓輸入端來(lái)補(bǔ)償線電阻。在圖6的具體實(shí)現(xiàn)電路中，修正信號(hào)被應(yīng)用到前置放大器74的反饋輸入端，但是在其它可替換的實(shí)現(xiàn)電路中，修正信號(hào)還可以簡(jiǎn)單的應(yīng)用到參考電壓輸入端。圖7更詳細(xì)的描述控制IC 38中的振蕩器42。振蕩器42包含電壓比較器89，延遲元件90，Teamp探測(cè)電路91，三個(gè)電流源92，93和94，和振蕩器計(jì)時(shí)電容(Cqsc) 95。Tkamp探測(cè)電路91通過(guò)輔助反饋信號(hào)52決定總的斜坡上升時(shí)間，此反饋信號(hào)為輔助繞組41其端電壓 (Vaux) 67經(jīng)過(guò)分壓電阻68和69得到的電壓信號(hào)。Tkamp探測(cè)電路91輸出反饋信號(hào)(Tkamp) 51。 反饋信號(hào)51輸入到延遲元件90，產(chǎn)生延遲信號(hào)TKAMPD。延遲信號(hào)Tkampd在反饋信號(hào)51產(chǎn)生后，經(jīng)過(guò)Td2延遲時(shí)間后產(chǎn)生。Teamp探測(cè)電路91包含一個(gè)由P溝道FET 97和98組成的電流鏡96。當(dāng)主功率開(kāi)關(guān)管44導(dǎo)通并且初級(jí)電感39的電感電流50斜坡上升時(shí)，振蕩器42 通過(guò)電流鏡96產(chǎn)生壓控振蕩電流Ivro。壓控振蕩電流Ivro的值可表示為
v生Ivco= M9Iau^ = M.⑴其中M為電流鏡96的增益。在一種實(shí)現(xiàn)電路中，增益M為1，Ivco等于從反饋端FB 其打線焊盤(pán)66流回的反饋電流IFB。振蕩器計(jì)時(shí)電容95由電流源92產(chǎn)生的充電電流Iqsc充電。在此具體實(shí)現(xiàn)電路中， 振蕩器計(jì)時(shí)電容95由電流源93放電，其放電電流的值為充電電流值的四倍。因?yàn)槌潆婋娏髟?2在放電電流電流源93打開(kāi)時(shí)并沒(méi)有關(guān)閉，所以放電電流就變?yōu)槌潆婋娏鞯娜?，如圖9。當(dāng)主功率開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，F(xiàn)MOD使用與輔助反饋信號(hào)52的電壓成比例的電壓信號(hào)產(chǎn)生偏置電流。此偏置電流偏置電流源92。振蕩器42由調(diào)制器72輸出的5伏電源信號(hào)供電。振蕩器42為一個(gè)內(nèi)部集成的RC振蕩器，輸出開(kāi)關(guān)頻率信號(hào)53，其頻率fQSC由振蕩器計(jì)時(shí)電容95的電容值和振蕩器電阻Rrec的電阻值確定。振蕩器的電阻可以表示為Rffic =VFB/IQSC，其中Vfb = Vout · Na/Ns。振蕩器42輸出的開(kāi)關(guān)頻率信號(hào)53輸入到PWM邏輯電路45。PWM邏輯電路45通過(guò)輸入的開(kāi)關(guān)頻率信號(hào)53和脈寬發(fā)生器49輸出的脈寬信號(hào)58 輸出Nchon信號(hào)57。開(kāi)關(guān)頻率信號(hào)53的頻率fQSC決定Nchon信號(hào)57脈沖出現(xiàn)的頻率。圖8為輔助繞組41端電壓(Vaux) 67，流過(guò)初級(jí)繞組39的電流(Ij和流過(guò)次級(jí)繞組的電流(Is)的理想波形圖，其中流過(guò)次級(jí)繞組的電流(Is)為流過(guò)工作在不連續(xù)導(dǎo)通模式的次級(jí)整流器61的電流。主功率開(kāi)關(guān)管44在Tl時(shí)間導(dǎo)通，在T2時(shí)間關(guān)斷，在T4時(shí)間再次導(dǎo)通。因此，Tl和T4之間的時(shí)間為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。Tl和T2之間的時(shí)間為主功率開(kāi)關(guān)管 44導(dǎo)通時(shí)的斜坡上升時(shí)間(Teamp)。T2和T4之間的時(shí)間為主功率開(kāi)關(guān)管44關(guān)斷的時(shí)間。電流波形(Is)所示，在T3時(shí)間，流過(guò)變壓器36其次級(jí)繞組40的電流降低為零。反饋信號(hào)51 (即電壓波形Teamp)反映初級(jí)電感39實(shí)際的斜坡上升時(shí)間，此時(shí)間通過(guò)輔助繞組41的端電壓(Vaux)67由振蕩器42檢測(cè)出。反饋端FB其打線焊盤(pán)66的輔助反饋信號(hào)52為振蕩器42提供輔助繞組41的端電壓(VaJ 67的反映信號(hào)。如圖8所示，當(dāng)端電壓(VAUX)67變?yōu)樨?fù)值并且反饋信號(hào)51(Τ·電壓)升高時(shí)，初級(jí)電感電流(Ilp)開(kāi)始上升。 當(dāng)初級(jí)電感電流(IuO到達(dá)其峰值(Ip)時(shí)，振蕩器42檢測(cè)到斜坡上升時(shí)間Tkamp結(jié)束，輔助繞組兩端的電壓(Vaux)會(huì)迅速的升高。反激式變換器30的輸出功率只由在不連續(xù)導(dǎo)通模式時(shí)初級(jí)電感39中儲(chǔ)存的能量確定，由公式(2)所示，此式忽略效率帶來(lái)的損耗Pout = (V0UT+VD) · Iout = 1/2 · Ip2 · Lp · fosc (2)其中Vd為次級(jí)整流器61兩端的電壓降，Lp為初級(jí)繞組39的電感值，Ip為初級(jí)繞組39的峰值電流，fosc為控制IC 38中振蕩器42設(shè)定的振蕩頻率。忽略效率的損耗，反激式變換器30的輸出電流可表示為
權(quán)利要求1. 一種功率變換器，其特征在于，其包括 一個(gè)電感，所述功率變換器為開(kāi)關(guān)變換器，且輸出一個(gè)輸出電壓； 一個(gè)電阻分割器，所述電阻分割器與所述電感耦合，并所述電阻分割器用于分割所述輸出電壓以產(chǎn)生反饋信號(hào)；一個(gè)充電線，所述充電線具有插頭，且所述充電線具有一定的電阻，而充電線的插頭的電壓稱(chēng)為插頭電壓；以及一個(gè)集成電路控制器，所述集成電路控制器封裝在集成電路組件中，所述集成電路控制器接收反饋信號(hào)并產(chǎn)生線修正信號(hào)，且通過(guò)調(diào)整所述輸出電壓，來(lái)補(bǔ)償由于充電線具有電阻而引起的插頭電壓的下降。
專(zhuān)利摘要本實(shí)用新型公開(kāi)了一種實(shí)現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換器，它可以通過(guò)補(bǔ)償線電阻維持功率變換器的輸出端電壓恒定。初級(jí)控制的反激式變換器中的線修正電路補(bǔ)償由于充電線電阻引起的輸出電壓的降低。在一種實(shí)現(xiàn)電路中，修正電壓從初級(jí)輔助繞組得到的反饋電壓中減去。然后，前置放大器將參考電壓和修正的反饋電壓相比較。在另一種實(shí)現(xiàn)電路中，矯正電壓與參考電壓相加，前置放大器將反饋電壓與修正的參考電壓相比較。前置放大器兩個(gè)輸入端電壓的差值用于增加輸出電壓來(lái)補(bǔ)償充電線的電壓降。反激式變換器還具有比較電路和控制電路從而維持流過(guò)變換器初級(jí)電感的電流的峰值維持恒定。調(diào)整開(kāi)關(guān)控制信號(hào)的頻率和脈沖寬度從而控制變換器的輸出電流。
文檔編號(hào)H02J7/02GK202183733SQ20112008913
公開(kāi)日2012年4月4日 申請(qǐng)日期2011年3月28日 優(yōu)先權(quán)日2010年11月29日
發(fā)明者邁特·格鑲, 陶志波, 黃樹(shù)良, 龔大偉 申請(qǐng)人:技領(lǐng)半導(dǎo)體(上海)有限公司, 技領(lǐng)半導(dǎo)體股份有限公司