專利名稱：電流模式同步整流dc/dc轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種由輸入電壓生成所需的輸出電壓的電流模式同步整流DC/DC轉換器。
背景技術：
一直以來，作為熱損失較少、且在輸入輸出明顯差別較大情況下的效率較佳的穩(wěn)壓電源之一，通常廣泛地使用一種切換型DC/DC轉換器(所謂切換調(diào)節(jié)器(switching regulator))，其通過輸出晶體管的導通/斷開控制(功率(duty)控制)來驅動儲能元件 (電容器或電感器等)，以此由輸入電壓生成所需的輸出電壓。另外，對于要求較高的轉換效率的切換型DC/DC轉換器，為了極力降低整流元件的導通電阻而采用同步整流方式，即，使用同步整流晶體管而非二極管作為整流元件，并與輸出晶體管互補地(排他地)對其進行導通/斷開控制。而且，關于要求對負載變動具有較高應答特性的切換型DC/DC轉換器，采用電流模式控制方式，其中除包含電壓反饋回路外，也包含電流反饋回路。圖8是表示電流模式同步整流DC/DC轉換器的一個先前例的框圖。本先前例中的 DC/DC轉換器成為如下構成，即，包含電壓反饋回路，生成與反饋電壓FB (圖8中，是輸出電壓VO的分壓電壓)與基準電壓REF的差分相對應的誤差電壓ERR;及電流反饋回路，生成與輸出電流1(圖8中，是輸出晶體管201中流動的高端電流)對應的電流檢測電壓IDET ； 且，通過使用有兩個回路的反饋控制而對輸出晶體管201與同步整流晶體管202進行互補的(排他的)導通/斷開控制。更具體地來說，本先前例中的DC/DC轉換器為如下構成，即， 生成功率對應于所述誤差電壓ERR與斜坡電壓SLOPE或電流檢測電壓IDET的比較結果的脈寬調(diào)制信號PWM，根據(jù)該脈寬調(diào)制信號PWM而對輸出晶體管201與同步整流晶體管202進行互補的(排他的)導通/斷開控制。而且，本先前例中的DC/DC轉換器作為防止啟動時的沖擊電流(rush current)的機構，形成具備軟啟動功能的構成。更具體地來說，本先前例中的DC/DC轉換器為了使啟動時所生成的誤差電壓ERR不會過大而成為如下構成，即，在將使能信號EN切換為驅動容許時的邏輯電平(圖8中為高電平)后，使基準電壓REF緩慢地上升(參照圖9)。另外，作為與本發(fā)明有關的先前技術的一例，可舉出專利文獻1(設有掃描反相器電路的驅動頻率的起動電路的用于無電極放電燈的可自由調(diào)光的電子鎮(zhèn)流器)。先行技術文獻專利文獻專利文獻1 國際公開第2007/036995號小冊子

發(fā)明內(nèi)容
[發(fā)明所要解決的問題]確實，如果是所述的先前例中的電流模式同步整流DC/DC轉換器，則因具備軟啟動功能可有效地防止啟動時的沖擊電流。然而，所述先前例中的DC/DC轉換器中存在如下問題在直至基準電壓REF的電壓值到達穩(wěn)定動作區(qū)域(=在將脈寬調(diào)制信號PWM的功率設定為最小值的狀態(tài)下可穩(wěn)定地進行輸出的輸出電壓VO的目標值)的期間，輸出電壓VO會產(chǎn)生起伏(參照圖9)。本發(fā)明是鑒于本案發(fā)明者所發(fā)現(xiàn)的所述問題點而成，其目的在于提供一種能抑制啟動時輸出電壓的起伏的電流模式同步整流DC/DC轉換器。[解決問題的技術手段]為了達成所述目的，本發(fā)明的電流模式同步整流DC/DC轉換器成為如下構成(第1 構成)，即，包含軟啟動功能部，在啟動時將輸出電壓的目標值抑制為低于通常動作時；及輸出穩(wěn)定化功能部，在啟動時執(zhí)行等待切換動作的開始與驅動頻率降低中的至少一方。另外，包含所述第1構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可成為如下構成 (第2構成)，S卩，包含輸出晶體管與同步整流晶體管，根據(jù)彼此互補的導通/斷開控制而由輸入電壓生成所述輸出電壓；基準電壓生成部，生成特定的基準電壓；誤差放大器 (error amplifier)，將與所述輸出電壓對應的反饋電壓與所述基準電壓的差分進行放大并生成誤差電壓；電流檢測部，生成與輸出電流對應的電流檢測電壓；振蕩器，以相同的振蕩頻率生成時脈信號和斜坡電壓；PWM比較器，根據(jù)所述誤差電壓與所述斜坡電壓的比較結果、及所述誤差電壓與所述電流檢測電壓的比較結果，生成脈寬調(diào)制信號；RS觸發(fā)器，生成通過所述時脈信號而設置、且通過所述脈寬調(diào)制信號而重設的鎖存信號；及驅動器，根據(jù)所述鎖存信號而生成所述輸出晶體管與所述同步整流晶體管的柵極電壓。而且，包含所述第2構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第3 構成)，即，所述基準電壓生成部作為所述軟啟動功能部，在啟動時使所述基準電壓緩慢地上升。而且，包含所述第3構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第4 構成)，即，所述振蕩器作為所述輸出穩(wěn)定化功能部，以與所述基準電壓對應的振蕩頻率而生成所述時脈信號和所述斜坡電壓。而且，包含所述第4構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第5 構成)，即，所述振蕩器包含放大部，生成將所述基準電壓放大而得的第1電壓；偏移設定部，使所述第1電壓產(chǎn)生偏移而生成第2電壓；帶隙電壓生成部，生成帶隙電壓；緩沖器，以與所述第2電壓及所述帶隙電壓中的任一較低的一方一致的方式生成第3電壓；電壓/電流轉換部，將所述第3電壓轉換為電流信號；環(huán)形振蕩器，以與所述電流信號對應的振蕩頻率而生成所述時脈信號；及斜坡電壓生成部，由所述時脈信號而生成所述斜坡電壓。而且，包含所述第5構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第 6構成)，即，所述電壓/電流轉換部包含npn型雙極性晶體管，npn型雙極性晶體管的基極連接于所述緩沖器的輸出端，發(fā)射極經(jīng)由電阻而接地，集電極連接于所述環(huán)形振蕩器。而且，包含所述第3至第6技術方案中任一構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第7構成)，即，包含屏蔽電路，其作為所述輸出穩(wěn)定化功能部，在直至所述基準電壓到達特定的臨界電壓的期間屏蔽所述誤差電壓。而且，包含所述第7構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第 8構成)，即，所述屏蔽電路包含臨界電壓生成部，生成所述臨界電壓；比較器，對所述基準電壓與所述臨界電壓進行比較；及晶體管，根據(jù)所述比較器的輸出而使所述誤差放大器的輸出端與接地端之間導通/切斷。而且，包含所述第1至第8技術方案中任一構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第9構成)，即，所述電流檢測部包含開關，一端連接于所述輸出晶體管與所述同步整流晶體管的連接節(jié)點，另一端連接于所述電流檢測電壓的輸出端；及上拉電阻，一端連接于所述電流檢測電壓的輸出端，另一端連接于電源電壓的施加端。而且，包含所述第1至第9技術方案中任一構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器也可為如下構成(第10構成)，S卩，包含電感器，一端連接于所述輸出晶體管與所述同步整流晶體管的連接節(jié)點，另一端連接于所述輸出電壓的輸出端；及電容器，一端連接于所述輸出電壓的輸出端，另一端連接于接地端；且使所述輸入電壓降壓而生成所述輸出電壓。[發(fā)明的效果]根據(jù)本發(fā)明，可提供一種能抑制啟動時輸出電壓的起伏的電流模式同步整流DC/ DC轉換器。


圖1是表示電流模式同步整流DC/DC轉換器的第1實施方式的框圖。圖2是表示振蕩器IlOA的一構成例的電路圖。圖3是表示第1實施方式的啟動波形的時序圖。圖4是表示電流模式同步整流DC/DC轉換器的第2實施方式的框圖。圖5是表示第2實施方式的啟動波形的時序圖。圖6是表示電流模式同步整流DC/DC轉換器的第3實施方式的框圖。圖7是表示第3實施方式的啟動波形的時序圖。圖8是表示電流模式同步整流DC/DC轉換器的一先前例的框圖。圖9是表示先前的啟動波形的時序圖。[符號的說明]
100半導體裝置
101輸出晶體管(P通道型MOS場效應晶體
102同步整流晶體管(N通道型MOS場效應
103誤差放大器
104基準電壓生成部
105PWM比較器
106RS觸發(fā)器
107驅動器
108開關
109上拉電阻
IlOA振蕩器(頻率可變型)
IlOB振蕩器(頻率固定型)
111比較器
112臨界電壓生成部
6
113N通道型MOS場效.
Ll電感器
Cl、C2 電容器
Rl ‘-R3 電阻
Al運算放大器
A2偏移設定部
A3帶隙電壓生成部
A4運算放大器
A5npn型雙極性晶體
A6環(huán)形振蕩器
A7斜坡電壓生成部
A8 ‘-AlO電阻
具體實施例方式<第1實施方式>圖1是表示本發(fā)明的電流模式同步整流DC/DC轉換器的第1實施方式的框圖。本實施方式的電流模式同步整流DC/DC轉換器是使用半導體裝置100(所謂切換電源IC)、外掛于其上的電感器Li、電容器Cl和C2、及電阻Rl R3而構成，使輸入電壓VI降壓而生成所需的輸出電壓V0。在半導體裝置100中，將輸出晶體管101、同步整流晶體管102、誤差放大器103、基準電壓生成部104、PWM(Pulse Width Modulation，脈寬調(diào)制)比較器105、RS觸發(fā)器106、 驅動器107、開關108、上拉電阻109、及振蕩器IlOA集成化。另外，在半導體裝置100中，除所述的電路要素外，也可適當納入其它保護電路(低輸入誤動作防止電路或溫度保護電路
寸乂 O電感器Ll的一端連接于輸出晶體管101與同步整流晶體管102的連接節(jié)點。電感器Ll的另一端連接于輸出電壓VO的輸出端。電容器Cl的一端連接于輸出電壓VO的輸出端。電容器Cl的另一端連接于接地端。也就是說，由電感器Ll與電容器Cl而形成LC 平滑電路，該LC平滑電路使輸出晶體管101與同步整流晶體管102的連接節(jié)點處出現(xiàn)的開關電壓SW平滑而生成輸出電壓V0。電阻Rl及R2串聯(lián)連接于輸出電壓VO的輸出端與接地端之間，彼此的連接節(jié)點作為反饋電壓FB(輸出電壓VO的分壓電壓)的引出端而連接于誤差放大器103的非反轉輸入端(+)。也就是說，由電阻Rl及R2而形成對輸出電壓VO進行分壓且生成反饋電壓FB的電阻分壓電路。電阻R3與電容器C2串聯(lián)連接于誤差放大器103的輸出端與接地端之間。也就是說，由電阻R3與電容器C2而形成誤差放大器103的相位補償電路。輸出晶體管101與同步整流晶體管102根據(jù)彼此互補的(排他的)導通/斷開控制而由輸入電壓VI生成輸出電壓V0。另外，本說明書中使用的「互補的(排他的)」這一說法，除輸出晶體管101與同步整流晶體管102的導通/斷開狀態(tài)完全反轉的情況外，也包含從防止貫通電流的觀點出發(fā)而在輸出晶體管101與同步整流晶體管102的導通/斷開遷移時序賦予特定的延遲的情況。輸出晶體管101的源極連接于輸入電壓VI的施加端。輸出晶體管101的漏極連接于電感器Ll的一端。輸出晶體管101的柵極連接于驅動器107。同步整流晶體管102的源極連接于接地端。同步整流晶體管102的漏極連接于電感器Ll的一端。同步整流晶體管102的柵極連接于驅動器107。誤差放大器103將與輸出電壓VO對應的反饋電壓FB與基準電壓REF的差分進行放大并生成誤差電壓ERR。誤差放大器103的非反轉輸入端⑴連接于反饋電壓FB的施加端。誤差放大器103的反轉輸入端(_)連接于基準電壓REF的施加端。誤差放大器103的輸出端連接于PWM比較器105的非反轉輸入端(+)，另一方面，經(jīng)由電阻R3及電容器C2也連接于接地端?；鶞孰妷荷刹?04生成與輸出電壓VO的目標值相當?shù)幕鶞孰妷篟EF并將其輸出至誤差放大器103的反轉輸入端(-)。而且，本實施方式的電流模式同步整流DC/DC轉換器中，基準電壓生成部104為如下構成在DC/DC轉換器啟動時(例如使能信號EN的高電平遷移時)，使基準電壓REF由零值緩慢地上升。通過采用這樣的構成，基準電壓生成部 104作為在DC/DC轉換器啟動時將輸出電壓VO的目標值(=基準電壓REF)抑制為低于通常動作時的軟啟動功能部而發(fā)揮功能。PWM[Pulse Width Modulation]比較器105根據(jù)誤差電壓ERR與斜坡電壓SLOPE 的比較結果、及誤差電壓ERR與電流檢測電壓IDET的比較結果，生成脈寬調(diào)制信號PWM。 PWM比較器105的非反轉輸入端(+)連接于誤差電壓ERR的施加端(誤差放大器103的輸出端)。PWM比較器105的第1反轉輸入端(_)連接于斜坡電壓SLOPE的施加端(振蕩器 IlOA的第1輸出端)。PWM比較器105的第2反轉輸入端㈠連接于電流檢測電壓IDET的施加端(開關108與上拉電阻109的連接節(jié)點)。PWM比較器105的輸出端連接于RS觸發(fā)器106的重設輸入端(R)。RS觸發(fā)器106生成通過時脈信號CLK而設置、且通過脈寬調(diào)制信號PWM而重設的鎖存信號FF。RS觸發(fā)器106的設置輸入端(S)連接于時脈信號CLK的施加端(振蕩器IlOA 的第2輸出端)。RS觸發(fā)器106的重設輸入端(R)連接于脈寬調(diào)制信號PWM的施加端(PWM 比較器105的輸出端)。RS觸發(fā)器106的輸出端(Q)連接于驅動器107，另一方面，也連接于開關108的控制端。驅動器107根據(jù)鎖存信號FF而分別生成輸出晶體管101與同步整流晶體管102 的柵極電壓，使輸出晶體管101與同步整流晶體管102互補的(排他的)導通/斷開。開關108的一端連接于開關電壓SW的施加端(輸出晶體管101與同步整流晶體管 102的連接節(jié)點)。開關108的另一端作為電流檢測電壓IDET的輸出端而連接于PWM比較器105的第2反轉輸入端㈠。開關108的控制端連接于鎖存信號FF的施加端(RS觸發(fā)器 106的輸出端)。即，開關108是與輸出晶體管101同步地受到切換控制。更具體地來說， 開關108是在輸出晶體管101導通時被導通，且在輸出晶體管101斷開時被斷開。上拉電阻109的一端作為電流檢測電壓IDET的輸出端而連接于PWM比較器105的第2反轉輸入端㈠。上拉電阻109的另一端連接于電源電壓VCC的施加端。因此，電流檢測電壓IDET 在輸出晶體管101導通時與開關電壓SW —致，在輸出晶體管101斷開時與電源電壓VCC — 致。這樣，通過開關108與上拉電阻109而形成電流檢測部，該電流檢測部生成與流動于輸出晶體管101中之輸出電流I對應的電流檢測電壓IDET (相當于輸出晶體管101導通時獲得的開關電壓SW)。另外，在本實施方式中，例舉了對流動于輸出晶體管101中之輸出電流 I進行監(jiān)控的構成，但本發(fā)明的構成并不限定于此，也可形成為對流動于電感器Ll中的電感電流、或流動于負載中的負載電流進行監(jiān)控的構成。振蕩器IlOA以相同的振蕩頻率fa生成矩形波狀的時脈信號CLK與鋸齒狀的斜坡電壓SLOPE。而且，本實施方式的電流模式同步整流DC/DC轉換器中，振蕩器IlOA設為以與基準電壓REF對應的振蕩頻率fa而生成時脈信號CLK與斜坡電壓SLOPE的頻率可變型。 通過采用這樣的構成，振蕩器IlOA作為在DC/DC轉換器啟動時執(zhí)行切換動作的驅動頻率降低的輸出穩(wěn)定化功能部而發(fā)揮作用。另外，關于振蕩器IlOA的電路構成及具體的動作，將在以下詳細描述。首先，對包含所述構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器的基本動作(DC/DC轉換動作)進行說明。誤差放大器103將反饋電壓FB與基準電壓REF的差分進行放大而生成誤差電壓 ERR。PWM比較器105對誤差電壓ERR與斜坡電壓SLOPE進行比較，生成脈寬調(diào)制信號PWM。 此時，如果誤差電壓ERR為高于斜坡電壓SLOPE的高電位，則脈寬調(diào)制信號PWM的邏輯電平成為高電平，如果相反，則成為低電平。即，誤差電壓ERR越為高電位，則脈寬調(diào)制信號PWM 的一周期中所占的高電平期間越長，相反，誤差電壓ERR越為低電位，則脈寬調(diào)制信號PWM 的一周期中所占的高電平期間越短。而且，PWM比較器105中，輸入有與輸出電流I對應的電流檢測電壓IDET，形成將電壓反饋回路與電流反饋回路組合而成的多重反饋回路。輸出晶體管101導通后，伴隨輸出電流I的增大，輸出晶體管101中的電壓降(=輸出電流IX輸出晶體管101的導通電阻 Ron)也增大，電流檢測電壓IDET降低。此處，如果電流檢測電壓IDET低于誤差電壓ERR， 則脈寬調(diào)制信號PWM立即成為低電平，輸出晶體管101斷開。其后，如果通過時脈信號CLK 而再次設置鎖存信號FF，則脈寬調(diào)制信號PWM成為高電平，輸出晶體管101導通。驅動器107根據(jù)鎖存信號FF而分別生成輸出晶體管101與同步整流晶體管102 的柵極電壓，使輸出晶體管101與同步整流晶體管102互補的(排他的)導通/斷開。這樣，在電流模式同步整流DC/DC轉換器中，根據(jù)輸出電壓VO與輸出電流I的監(jiān)控結果，進行輸出晶體管101與同步整流晶體管102的導通/斷開控制。因此，即便在誤差電壓ERR無法追隨于陡峭的負載變動的情況下，也可根據(jù)流動于晶體管101中的輸出電流 I的監(jiān)控結果，對輸出晶體管101及同步整流晶體管102進行導通/斷開控制，因此能有效地抑制輸出電壓VO的變動。即，如果是電流模式同步整流DC/DC轉換器，則無需使電容器 Cl大容量化，所以也能避免不必要的成本上漲或電容器Cl的大型化。其次，對包含所述構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器的軟啟動控制進行說明。在DC/DC轉換器剛啟動后輸出電壓VO為零，因此誤差電壓ERR變得極大，脈寬調(diào)制信號PWM的功率過大，電感器Ll或電容器Cl中流動有過大的沖擊電流。因此，在本實施方式的電流模式同步整流DC/DC轉換器中，基準電壓生成部104為如下構成在DC/DC轉換器啟動時，使基準電壓REF由零值緩慢地上升。通過采用這樣的構成，可防止誤差電壓ERR變得過大，從而可逐漸提高脈寬調(diào)制信號PWM的功率，因此能防止流向電感器Ll或電容器Cl的沖擊電流于未然。接下來，對包含所述構成的電流模式同步整流DC/DC轉換器啟動時的輸出穩(wěn)定化控制進行說明。圖2是表示振蕩器IlOA的一構成例的電路圖。如圖2所示，本構成例中的振蕩器 IlOA包含運算放大器Al、偏移設定部A2、帶隙電壓生成部A3、運算放大器A4、npn型雙極性晶體管A5、環(huán)形振蕩器A6、斜坡電壓生成部A7、電阻A8 (電阻值Ra)、電阻A9 (電阻值 Rb)、及電阻AlO (電阻值Rc)。運算放大器Al的非反轉輸入端(+)連接于基準電壓REF的施加端。運算放大器 Al的反轉輸入端㈠連接于電阻A8與電阻A9的連接節(jié)點。運算放大器Al的輸出端連接于偏移設定部A2的輸入端。即，通過運算放大器Al與電阻A8、A9而形成了放大部，該放大部生成將基準電壓REF放大而得的第1電壓Va( = {(Ra+Rb)/Rb} XREF)。偏移設定部A2使第1電壓Va產(chǎn)生負的偏移Voffset而生成第2電壓Vb(= Va-Voffset，其中Vb彡0)。另外，偏移Voffset也可根據(jù)欲將時脈信號CLK及斜坡電壓 SLOPE的振蕩頻率fa維持于最低值的期間而適當設定。帶隙電壓生成部A3生成不依賴于電源變動或周圍溫度的固定的帶隙電壓VBG。運算放大器A4的第1非反轉輸入端⑴連接于帶隙電壓VBG的施加端。運算放大器A4的第2非反轉輸入端(+)連接于第2電壓Vb的施加端。運算放大器A4的反轉輸入端(_)連接于運算放大器A4的輸出端(第3電壓Vc的輸出端)。即，通過運算放大器 A4而形成緩沖器，該緩沖器以與第2電壓Vb和帶隙電壓VBG中的任一較低的一方一致的方式生成3電壓Vc。晶體管A5的基極連接于運算放大器A4的輸出端。晶體管A5的發(fā)射極經(jīng)由電阻 AlO而連接于接地端。晶體管A5的集電極連接于環(huán)形振蕩器A6，且流動有用以設定振蕩頻率fa的電流信號Ia (= {Vc-Vth (A5)}/Re)。即，通過晶體管A5與電阻AlO而形成電壓/ 電流轉換部，該電壓/電流轉換部將第3電壓Vc轉換為電流信號la。另外，使用雙極性晶體管而非MOS場效應晶體管來作為形成電壓/電流轉換部的晶體管，由此可減少元件不均， 進行更高精度的電壓/電流轉換。環(huán)形振蕩器A6以與電流信號Ia成正比的振蕩頻率fa而生成時脈信號CLK。另外，在直至第3電壓Vc超過晶體管A5的導通臨界電壓Vth (A5)的期間，晶體管A5斷開，因此供給到環(huán)形振蕩器A6的電流信號Ia成為零值。此期間，環(huán)形振蕩器A6以特定的最低頻率進行振蕩。斜坡生成部A7由時脈信號CLK而生成斜坡電壓SLOPE。由此，能以相同的振蕩頻率fa而生成時脈信號CLK與斜坡電壓SLOPE。圖3是表示第1實施方式的啟動波形的時序圖，自上方起，依次示意性表示使能信號EN、基準電壓REF、第1電壓Va、第2電壓Vb、第3電壓Vc、振蕩頻率fa、開關電壓SW、及輸出電壓VO的動作。在時刻tll，如果使能信號EN遷移至高電平(動作容許時的邏輯電平)，則基準電壓生成部104中基準電壓REF開始上升，振蕩器Al中第1電壓Va開始上升。另一方面，第 2電壓Vb是自第1電壓Va僅降低負的偏移Voffset，因此維持為零值。在此時間點，第2 電壓Vb低于帶隙電壓VBG，因此輸出第2電壓Vb ( = 0V)作為第3電壓Vc。因此，晶體管A5斷開，環(huán)形振蕩器A6中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa(進而是開關電壓SW的振蕩頻率)被設定為特定的最低值。在時刻tll，第1電壓Va開始上升后，在時刻tl2，如果第1電壓Va的絕對值大于偏移電壓Voffset的絕對值，則第2電壓Vb開始上升。但是，在直至第3電壓Vc (=第2電壓Vb)超過晶體管A5的導通臨界電壓Vth(A5)的期間，晶體管A5斷開，環(huán)形振蕩器A6中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa繼續(xù)被設定為特定的最低值。在時刻tl2，第2電壓Vb開始上升后，在時刻tl3，如果第3電壓Vc (=第2電壓 Vb)超過晶體管A5的導通臨界電壓Vth(A5)，則晶體管A5的導通度逐漸變大。因此，在時刻tl3以后，供給到環(huán)形振蕩器A6的電流信號Ia逐漸增大，因此時脈信號CLK及斜坡電壓 SLOPE的振蕩頻率fa逐漸變高。在時刻tl3，振蕩頻率fa開始上升后，在時刻tl4，如果第2電壓Vb超過帶隙電壓 VBG，則輸出帶隙電壓VBG作為第3電壓Vc。因此，在時刻tl4以后，供給到環(huán)形振蕩器A6 的電流信號Ia被固定為與帶隙電壓VBG對應的電流值(={VBG-Vth (A5)}/Re)，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa被固定為與帶隙電壓VBG對應的振蕩頻率(即， 通常動作時的振蕩頻率)。這樣，在第1實施方式中，采用如下構成在電流模式同步整流DC/DC轉換器的軟啟動期間中，以低于通常動作時的振蕩頻率fa啟動之后，逐漸提高該振蕩頻率fa。根據(jù)這樣的構成，可有效地抑制在基準電壓REF較低時所產(chǎn)生的輸出電壓VO的起伏，使輸出電壓 VO更快地轉移至穩(wěn)定狀態(tài)?！吹?實施方式〉圖4是表示電流模式同步整流DC/DC轉換器的第2實施方式的框圖。第2實施方式的基本構成與上述第1實施方式相同，因此對于與第1實施方式相同的電路要素，標注與圖1相同的符號且省略重復的說明，以下，對第2實施方式中特有的電路要素進行重點的說明。首先，第2實施方式的電流模式同步整流DC/DC轉換器具有頻率固定型的振蕩器 IlOB來代替頻率可變型的振蕩器110A。振蕩器IlOB只要為將形成圖2的振蕩器IlOA的電路要素中的運算放大器Al、偏移設定部A2、電阻A8及A9去除而得的電路構成即可。而且，第2實施方式的電流模式同步整流DC/DC轉換器具有屏蔽電路(比較器 111、臨界電壓生成部112、N通道型MOS場效應晶體管113)作為啟動時執(zhí)行等待切換動作的開始的輸出穩(wěn)定化功能部，該屏蔽電路在直至基準電壓REF到達特定的臨界電壓VTH的期間，屏蔽誤差電壓ERR。比較器111對施加到反轉輸入端㈠的基準電壓REF、與施加到非反轉輸入端⑴ 的臨界電壓VTH進行比較，生成屏蔽信號MSK。屏蔽信號MSK在基準電壓REF低于臨界電壓 VTH時成為高電平，在基準電壓REF高于臨界電壓VTH時成為低電平。臨界電壓生成部112生成臨界電壓VTH并將其施加到比較器111的非反轉輸入端 ⑴。另外，臨界電壓VTH根據(jù)等待輸出晶體管101與同步整流晶體管102的切換動作開始的期間而適當設定即可。晶體管113的漏極連接于誤差放大器103的輸出端。晶體管113的源極連接于接地端。晶體管113的柵極連接于屏蔽信號MSK的施加端(比較器111的輸出端)。因此， 晶體管113在屏蔽信號MSK為低電平時斷開，在屏蔽信號MSK為高電平時導通。即，晶體管 113作為根據(jù)屏蔽信號MSK而使誤差放大器103的輸出端與接地端之間導通/切斷的開關元件而發(fā)揮功能。圖5是表示第2實施方式的啟動波形的時序圖，自上方起，依次示意性表示使能信號EN、基準電壓REF、屏蔽信號MSK、開關電壓SW、及輸出電壓VO的動作。在時刻t21，如果使能信號EN遷移至高電平(動作容許時的邏輯電平)，則基準電壓生成部104中基準電壓REF開始上升。在此時間點，基準電壓REF低于臨界電壓VTH，因此屏蔽信號MSK成為高電平。因此，晶體管113導通，誤差電壓ERR降低至零值，因此脈寬調(diào)制信號PWM始終成為低電平，輸出晶體管101及同步整流晶體管102的切換動作維持停止狀態(tài)。在時刻t21，基準電壓REF開始上升后，在時刻t22，如果基準電壓REF超過臨界電壓VTH，則屏蔽信號MSK遷移至低電平。結果，晶體管113斷開，將誤差電壓ERR輸入至PWM 比較器105中，因此輸出晶體管101及同步整流晶體管102的切換動作開始。這樣，在第2實施方式中，采用如下構成在電流模式同步整流DC/DC轉換器的軟啟動期間中，在直至基準電壓REF的電壓值到達穩(wěn)定動作區(qū)域(=在將脈寬調(diào)制信號PWM 的功率設定為最小值的狀態(tài)下可穩(wěn)定輸出的輸出電壓VO的目標值)的期間，屏蔽誤差電壓 ERR而等待輸出晶體管101與同步整流晶體管102的切換動作開始。根據(jù)這樣的構成，可避免在基準電壓REF較低時所產(chǎn)生的輸出電壓VO的起伏，從而可順利地逐步提升輸出電壓 VO。〈第3實施方式〉圖6是表示電流模式同步整流DC/DC轉換器的第3實施方式的框圖。第3實施方式是將上述第1實施方式與第2實施方式組合而成的構成。即，第3實施方式的電流模式同步整流DC/DC轉換器包含圖1的頻率可變型的振蕩器110A，并且包含圖4的屏蔽電路(比較器111、臨界電壓生成部112、N通道型MOS場效應晶體管113)。圖3是表示第3實施方式的啟動波形的時序圖，自上方起，依次示意性表示使能信號EN、基準電壓REF、第1電壓Va、第2電壓Vb、第3電壓Vc、振蕩頻率fa、屏蔽信號MSK、開關電壓SW、及輸出電壓VO的動作。在時刻t31，如果使能信號EN遷移至高電平(動作容許時的邏輯電平)，則基準電壓生成部104中基準電壓REF開始上升，振蕩器Al中第1電壓Va開始上升。另一方面，第 2電壓Vb自第1電壓Va僅降低負的偏移Voffset，因此維持為零值。在此時間點，第2電壓Vb低于帶隙電壓VBG，因此輸出第2電壓Vb ( = 0V)作為第3電壓Vc。因此，晶體管A5 斷開，環(huán)形振蕩器A6中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa(進而是開關電壓SW的振蕩頻率)被設定為特定的最低值。而且，在此時間點，基準電壓REF低于臨界電壓VTH，因此屏蔽信號MSK成為高電平。因此，晶體管113導通，誤差電壓ERR降低至零值，因此脈寬調(diào)制信號PWM始終成為低電平，輸出晶體管101及同步整流晶體管102的切換動作維持停止狀態(tài)。在時刻t31，當?shù)?電壓Va開始上升后，在時刻t32，如果第1電壓Va的絕對值大于偏移電壓Voffset的絕對值，則第2電壓Vb開始上升。但是，在直至第3電壓Vc (=第2電壓Vb)超過晶體管A5的導通臨界電壓Vth (A5)的期間，晶體管A5斷開，環(huán)形振蕩器A6 中未流動電流信號Ia，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa繼續(xù)被設定為特定的最低值。而且，在此時間點，基準電壓REF也低于臨界電壓VTH，因此輸出晶體管101 及同步整流晶體管102的切換動作也維持停止狀態(tài)。在時刻t32，當?shù)?電壓Vb開始上升后，在時刻t33，如果第3電壓Vc (=第2電壓 Vb)超過晶體管A5的導通臨界電壓Vth(A5)，則晶體管A5的導通度逐漸變大。因此，在時刻t33以后，供給到環(huán)形振蕩器A6中的電流信號Ia逐漸增大，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa逐漸變高。但是，在此時間點，基準電壓REF也低于臨界電壓VTH， 因此輸出晶體管101及同步整流晶體管102的切換動作也維持停止狀態(tài)。在時刻t31，當基準電壓REF開始上升后，在時刻t34，如果基準電壓REF超過臨界電壓VTH，則屏蔽信號MSK遷移至低電平。結果，晶體管113斷開，將誤差電壓ERR輸入至 PWM比較器105，因此輸出晶體管101及同步整流晶體管102的切換動作開始。在此時間點， 第2電壓Vb低于帶隙電壓VBG，因此，以后，時脈信號CLK與斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa 會對應于伴隨第2電壓Vb的上升所引起的電流信號Ia的增大而逐漸變高。在時刻t34，當輸出晶體管101及同步整流晶體管102的切換動作開始后，在時刻 t35，如果第2電壓Vb超過帶隙電壓VBG，則輸出帶隙電壓VBG作為第3電壓Vc。因此，在時刻t35以后，供給到環(huán)形振蕩器A6的電流信號Ia被固定為與帶隙電壓VBG對應的電流值(={VBG-Vth (A5)} /Re)，因此時脈信號CLK及斜坡電壓SLOPE的振蕩頻率fa被固定為與帶隙電壓VBG對應的振蕩頻率(即，通常動作時的振蕩頻率)。這樣，在第3實施方式中，是將第1實施方式的構成與第2實施方式的構成加以組合而實施，因此當然具有上述的作用、效果(抑制輸出電壓VO的起伏)，而且可極力縮短等待切換動作的開始期間或驅動頻率降低期間，使輸出電壓VO更快地轉移至穩(wěn)定狀態(tài)?！雌渌冃卫盗硗?，在所述實施方式中，例舉說明了將本發(fā)明應用于降低輸入電壓而生成所需的輸出電壓的降壓型DC/DC轉換器的構成，但本發(fā)明的應用對象并不限定于此，本發(fā)明也可應用于升壓型或升降壓型DC/DC轉換器。而且，除所述實施方式外，本發(fā)明的構成可在不脫離發(fā)明主旨的范圍內(nèi)進行種種變更。即，應了解，所述實施方式的所有方面均為例示而并無限制性，而且本發(fā)明的技術范圍是通過權利要求書而非所述實施方式的說明所表示，其包含與權利要求書均等的含義及范圍內(nèi)的所有變更。本發(fā)明是一項可較佳地利用于實現(xiàn)電流模式同步整流DC/DC轉換器的穩(wěn)定啟動的技術。
權利要求
1.一種電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于包含軟啟動功能部，在啟動時將輸出電壓的目標值抑制為低于通常動作時；及輸出穩(wěn)定化功能部，在啟動時執(zhí)行等待切換動作的開始與驅動頻率降低中的至少一方。
2.根據(jù)權利要求1所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于包含輸出晶體管與同步整流晶體管，根據(jù)彼此互補的導通/斷開控制而由輸入電壓生成所述輸出電壓；基準電壓生成部，生成特定的基準電壓；誤差放大器，將與所述輸出電壓對應的反饋電壓與所述基準電壓的差分進行放大并生成誤差電壓；電流檢測部，生成與輸出電流對應的電流檢測電壓； 振蕩器，以相同的振蕩頻率生成時脈信號和斜坡電壓；PWM比較器，根據(jù)所述誤差電壓與所述斜坡電壓的比較結果、及所述誤差電壓與所述電流檢測電壓的比較結果，生成脈寬調(diào)制信號；RS觸發(fā)器，生成通過所述時脈信號而設置、且通過所述脈寬調(diào)制信號而重設的鎖存信號；及驅動器，根據(jù)所述鎖存信號而生成所述輸出晶體管與所述同步整流晶體管的柵極電壓。
3.根據(jù)權利要求2所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于所述基準電壓生成部作為所述軟啟動功能部，在啟動時使所述基準電壓緩慢地上升。
4.根據(jù)權利要求3所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于所述振蕩器作為所述輸出穩(wěn)定化功能部，以與所述基準電壓對應的振蕩頻率生成所述時脈信號和所述斜坡電壓。
5.根據(jù)權利要求4所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于 所述振蕩器包含放大部，生成將所述基準電壓放大而得的第1電壓； 偏移設定部，使所述第1電壓產(chǎn)生偏移而生成第2電壓； 帶隙電壓生成部，生成帶隙電壓；緩沖器，以與所述第2電壓及所述帶隙電壓中的任一較低的一方一致的方式生成第3 電壓；電壓/電流轉換部，將所述第3電壓轉換為電流信號；環(huán)形振蕩器，以與所述電流信號對應的振蕩頻率生成所述時脈信號；及斜坡電壓生成部，由所述時脈信號生成所述斜坡電壓。
6.根據(jù)權利要求5所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于所述電壓/電流轉換部包含npn型雙極性晶體管，該npn型雙極性晶體管的基極連接于所述緩沖器的輸出端，發(fā)射極經(jīng)由電阻而接地，集電極連接于所述環(huán)形振蕩器。
7.根據(jù)權利要求3至6中任一項所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于包含屏蔽電路，該屏蔽電路作為所述輸出穩(wěn)定化功能部，在直至所述基準電壓到達特定的臨界電壓的期間屏蔽所述誤差電壓。
8.根據(jù)權利要求7所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于 所述屏蔽電路包含臨界電壓生成部，生成所述臨界電壓； 比較器，對所述基準電壓與所述臨界電壓進行比較；及晶體管，根據(jù)所述比較器的輸出而使所述誤差放大器的輸出端與接地端之間導通/切斷。
9.根據(jù)權利要求1至6中任一項所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于 所述電流檢測部包含開關，一端連接于所述輸出晶體管與所述同步整流晶體管的連接節(jié)點，另一端連接于所述電流檢測電壓的輸出端；及上拉電阻，一端連接于所述電流檢測電壓的輸出端，另一端連接于電源電壓的施加端。
10.根據(jù)權利要求1至6中任一項所述的電流模式同步整流DC/DC轉換器，其特征在于包含電感器，一端連接于所述輸出晶體管與所述同步整流晶體管的連接節(jié)點，另一端連接于所述輸出電壓的輸出端；及電容器，一端連接于所述輸出電壓的輸出端，另一端連接于接地端；且使所述輸入電壓降壓而生成所述輸出電壓。
全文摘要
本發(fā)明的電流模式同步整流DC/DC轉換器包含軟啟動功能部(圖1中，是在啟動時使基準電壓REF緩慢地上升的基準電壓生成部(104))，在啟動時將輸出電壓VO的目標值抑制為低于通常動作時；及輸出穩(wěn)定化功能部(圖1中，是以與基準電壓REF對應的振蕩頻率生成時脈信號CLK與斜坡電壓SLOPE的頻率可變型的振蕩器(110A))，在啟動時執(zhí)行等待切換動作的開始與驅動頻率降低中的至少一方。
文檔編號H02M1/32GK102570807SQ201110382060
公開日2012年7月11日 申請日期2011年11月22日 優(yōu)先權日2010年11月22日
發(fā)明者中林裕貴, 山越陽夫 申請人:羅姆股份有限公司