專利名稱：一種控制變流器輸出電流的控制方法及其控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉電源電路，特別涉及一種控制變流器輸出電流的控制方法及其控制電路。
背景技術(shù)：
在傳統(tǒng)的在傳統(tǒng)的小功率電源設(shè)備中，尤其是小功率開關(guān)電源，用于便攜式設(shè)備的充電器，如手機充電器、筆記本電腦適配器、移動式設(shè)備的充電器，以及小功率LED照明的驅(qū)動電源，包括LED驅(qū)動器或者LED，其電源電路通常需要控制輸出電流為恒定或者可調(diào)；傳統(tǒng)的控制方式為對輸出電流進行采樣，然后用反饋電路控制電源電路中可控開關(guān)的導通時間或者頻率進行調(diào)節(jié)。在隔離型變流器中，通常使用變壓器實現(xiàn)電氣隔離；由于輸出電流檢測電路在主電路的輸出端，但可控開關(guān)位于變壓器的原邊使得控制電路通常在主電路的輸入端，這造成輸出電流的反饋回路相應需要電氣隔離；現(xiàn)有技術(shù)中一般選用的光耦隔離為將輸出電流反饋的誤差信號經(jīng)光耦輸入原邊上的控制電路，以控制原邊上可控開關(guān)的工作狀態(tài)。如圖1所示的傳統(tǒng)隔離型反激式變流器及其輸出電流的控制電路，包括反饋電路 W和集成電路A，反饋電路W位于反激電路的輸出端，集成電路A位于反激電路的輸入端；所述的反饋電路W采集電流輸出端的電流信號Iload，將電流信號Iload與基準電壓源U提供的基準電壓信號Vref進行比較，產(chǎn)生一誤差信號Vea，誤差信號Vea經(jīng)過光耦隔離傳輸?shù)郊呻娐稟，用來控制原邊上可控開關(guān)Q的工作狀態(tài)，實現(xiàn)反激電路輸出電流的閉環(huán)控制。這種方法不僅線路復雜，因采集輸出端的電流信號Iload導致增加電路損耗，而且光耦的存在對電氣絕緣不利，容易產(chǎn)生漏電流，降低了電源電路的可靠性。在非隔離型變流器中，盡管輸入輸出不需要電氣隔離，但是由于采集輸出端的電流信號與控制電路不共地，導致二者的電壓參考點不一樣，同樣存在信號隔離的問題。如圖 2所示的BUCK-BOOST變流器及其輸出電流的控制電路，BUCK-BOOST變流器即為非隔離型反激式變流器，為了方便驅(qū)動可控開關(guān)Q，一般將可控開關(guān)Q串聯(lián)在輸入端的地線上，這導致控制電路采集的輸出端的電流信號Iload與控制電路的參考電位不一致。為了克服這種缺陷，實際操作中往往使用差分電路或者隔離的采樣電路，如霍爾元件、電流互感器等，將電流信號Iload經(jīng)過上述電路輸入控制電路。但上述差分電路或采樣電路通常價格較高，有不能適用高頻場合等缺點，并且使用后存在與隔離型變流器相同的問題，如輸出電流信號采樣較困難、需要進行隔離等。同樣，如圖3所示的一種非隔離型BUCK類變流器及其輸出電流的控制電路，為了方便驅(qū)動可控開關(guān)Q，通常也將可控開關(guān)Q串聯(lián)在輸入端的地線上。顯然，采集的輸出端電流信號與控制電路的參考電位不一致，與BUCK-BOOST變流器輸出電流的控制電路存在類似的問題。除了上述輸出電流的反饋控制電路外，不直接采樣輸出電流的控制電路也得到一定程度的使用，在隔離型變流器中，基于變壓器輸入端的電流信號進行輸出電流的反饋控制，但這種控制電路一般僅適用于電流斷續(xù)工作模式(DCM)和電流臨界斷續(xù)模式(CRM)，不適用于電流連續(xù)模式(CCM)，電路結(jié)構(gòu)也非常復雜。公開號為CN101242143的中國專利于2008年8月13日公開了一種開關(guān)電路的自適應輸出電流控制，該開關(guān)電路具有彼此電氣絕緣的輸入電路和輸出電路；輸出電流值可以基于輸出電壓，輸出電路和表示相應于輸出電壓的輸入電路中的電壓的反射輸出電壓來確定；輸入電路中的開關(guān)元件被控制來產(chǎn)生輸出電流的確定值；存在下述問題在CCM和 DCM工作模式下的輸出電流計算公式不一致，使得不同電流工作模式下的電路無法統(tǒng)一； DCM工作模式下的計算公式用到了開方計算，使得實現(xiàn)較為復雜。

發(fā)明內(nèi)容
為解決如上所述的，在隔離型變流器中存在的輸出電流控制電路復雜、損耗較大、 絕緣性差和易產(chǎn)生漏電流等問題，在非隔離型變流器如BUCK-BOOST變流器和BUCK類變流器中存在的因輸出電流控制電路與可控開關(guān)的輸出電流參考電位不一致導致的技術(shù)難題， 本發(fā)明提供了一種能夠控制變流器輸出電流的控制方法及其控制電路，在適用于DCM工作模式和CRM工作模式的同時也適用于CCM工作模式。一種控制變流器輸出電流的控制方法，包括以下步驟(1)獲取基準電壓信號，并采集變流器中可控開關(guān)的電流信號和上一時刻的控制信號，以及變流器中的一電壓信號；(2)濾除所述的可控開關(guān)電流信號中的開關(guān)頻率分量，得到平均電流信號；(3)對所述的電壓信號進行轉(zhuǎn)換，得到電壓指示信號，然后對所述的電壓指示信號進行檢測，得到二極管導通時間信號；(4)基于可控開關(guān)上一時刻的控制信號，得到可控開關(guān)導通時間信號；(5)基于所述的平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，計算得到輸出電流信號；將所述的輸出電流信號與所述的基準電壓信號進行比較，得到誤差信號；(6)將所述的誤差信號進行調(diào)制得到可控開關(guān)當前時刻的控制信號，以控制變流器中可控開關(guān)的導通或關(guān)斷；所述的調(diào)制以PWM調(diào)制為最佳。所述的步驟(1)中，可以對變流器的交流信號進行切相角控制，并經(jīng)調(diào)制獲取基準電壓信號。所述的步驟(3)中，對電壓指示信號進行檢測的過程為先對所述的電壓指示信號進行過零檢測，得到零電流檢測信號；然后對所述的零電流檢測信號進行脈寬檢測，得到二極管導通時間信號。所述的步驟中，對可控開關(guān)上一時刻的控制信號進行脈寬檢測，得到可控開關(guān)導通時間信號。所述的步驟(5)中，基于平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，計算輸出電流信號的公式為在反激式變流器中為Io = Iavg*Ton_s/Ton_p ；在BUCK類變流器中為
Io = Iavg氺(Ton_s+Ton_p)/Ton_p ；其中，Io為輸出電流信號，Iavg為平均電流信號，Ton_S為二極管導通時間信號， Ton_p為可控開關(guān)導通時間信號。一種控制變流器輸出電流的控制電路，包括低通濾波器，用于接收變流器中可控開關(guān)的電流信號，并輸出平均電流信號；所述的低通濾波器可以為RC濾波器；電壓采樣電路，用于采集變流器中的電壓信號，并輸出電壓指示信號；所述的電壓采樣電路在隔離型變流器，如隔離型反激式變流器中，為變流器中反激變壓器的輔助繞組或微分電路；在非隔離型變流器，如BUCK-BOOST變流器和非隔離型BUCK類變流器中，為變流器中電感的耦合繞組；二極管導通時間檢測電路，用于接收所述的電壓指示信號，并輸出二極管導通時間信號；所述的二極管導通時間檢測電路，包括過零檢測電路，用于接收所述的電壓指示信號，輸出零電流檢測信號；脈寬檢測電路，用于接收所述的零電流檢測信號，輸出二極管導通時間信號；可控開關(guān)導通時間檢測電路，用于接收可控開關(guān)上一時刻的控制信號，并輸出可控開關(guān)導通時間信號；運算電路，用于接收所述的平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，并產(chǎn)生輸出電流信號；所述的運算電路可以為乘法器；基準電壓源，用于提供基準電壓信號；誤差補償電路，用于接收所述的基準電壓信號以及所述的輸出電流信號，并輸出
誤差信號；調(diào)制電路，用于接收所述的誤差信號，并輸出可控開關(guān)當前時刻的控制信號至可控開關(guān)的控制端；所述的調(diào)制電路可以為PWM調(diào)制電路。本發(fā)明通過采集可控開關(guān)的電流信號、變流器中的電壓信號和可控開關(guān)上一時刻的控制信號，并獲取基準電壓源提供的基準電壓信號，經(jīng)計算、比較、檢測和調(diào)制等處理， 得出平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，產(chǎn)生控制可控開關(guān)導通或關(guān)斷的可控開關(guān)當前時刻的控制信號，以達到控制變流器輸出電流的效果，能夠應用于各種控制方式，如變頻率控制(VF，variable frequency)、定頻控制方式(CF，constant frequency)；并且，本發(fā)明基于可控開關(guān)輸出端的信號和變流器中的電壓信號即可得到輸出電流的信息，實現(xiàn)輸出電流的間接控制，減少對變流器的電流采樣，不但簡化了電路結(jié)構(gòu)、降低了電路損耗，也節(jié)約了電路組成的成本費用。


圖1為一種隔離型反激式變流器及現(xiàn)有技術(shù)中一種控制其輸出電流的控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖。圖2為一種BUCK-BOOST變流器及現(xiàn)有技術(shù)中一種控制其輸出電流的控制電路的
結(jié)構(gòu)示意圖。圖3為一種非隔離型BUCK類變流器及現(xiàn)有技術(shù)中一種控制其輸出電流的控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖。
6
圖4為本發(fā)明一種控制變流器輸出電流的方法的流程示意圖。圖5為圖1所示的隔離型反激式變流器及本發(fā)明控制其輸出電流的一種控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖。圖6為圖5中控制電路A的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖。圖7為圖6中RC濾波器Al的電路結(jié)構(gòu)示意圖。圖8為圖5電路的工作波形圖。圖9為圖6中二極管導通時間檢測電路A2的一種結(jié)構(gòu)示意圖。圖10為圖9中二極管導通時間檢測電路A2去掉RS觸發(fā)器F的結(jié)構(gòu)示意圖。圖11為圖6中可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的一種結(jié)構(gòu)示意圖。圖12為圖6中誤差補償電路A5的一種結(jié)構(gòu)示意圖。圖13為圖6中脈寬調(diào)制電路A6的一種結(jié)構(gòu)示意圖。圖14為圖6中以數(shù)字化方式實現(xiàn)二極管導通時間檢測電路A2的一種結(jié)構(gòu)示意圖。圖15為圖14中二極管導通時間檢測電路A2去掉RS觸發(fā)器F的結(jié)構(gòu)示意圖。圖16為圖6中以數(shù)字化方式實現(xiàn)可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的一種結(jié)構(gòu)示意圖。圖17為圖1所示的隔離型反激式變流器及本發(fā)明控制其輸出電流的一種帶微分電路的控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖。圖18為圖17所示電路的工作波形圖。圖19為圖2所示的BUCK-BOOST變流器及本發(fā)明控制其輸出電流的一種控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖。圖20為圖3所示的非隔離型BUCK類變流器及本發(fā)明控制其輸出電流的一種控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖。圖21為圖20中控制電路A的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖。圖22為圖20所示電路的工作波形圖。圖23為一種含TRIAC調(diào)光電路的隔離型變流器及本發(fā)明控制其輸出電流的一種控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖。圖M為基準電壓源U的一種結(jié)構(gòu)示意圖。圖25為TRIAC調(diào)光電路的輸入電壓波形圖。圖沈為PWM調(diào)制的一種電路實施示意圖。
具體實施例方式下面結(jié)合附圖詳細介紹本發(fā)明的具體實施方式
，然而，應當清楚，本發(fā)明的原理對任何可控開關(guān)電流與輸出電流有對應關(guān)系的電源電路均適用。如圖4所示的一種控制變流器輸出電流的控制方法，包括以下步驟Sl采集變流器中可控開關(guān)的電流信號、變流器中的電壓信號、可控開關(guān)上一時刻的控制信號，并獲取基準電壓信號；S2濾除可控開關(guān)電流信號中的開關(guān)頻率分量，得到平均電流信號；S3對電壓信號進行轉(zhuǎn)換，得到電壓指示信號；對電壓指示信號進行檢測，得到二極管導通時間信號；S3中，對電壓指示信號進行檢測包括如下步驟S31對電壓指示信號進行過零檢測，得到零電流檢測信號；S32對零電流檢測信號進行脈寬檢測，得到二極管導通時間信號；S4對可控開關(guān)上一時刻的控制信號進行脈寬檢測，得到可控開關(guān)導通時間信號；S5中，S51基于平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，計算得到輸出電流信號；其中，計算輸出電流信號的公式為S511在反激式變流器中為Io = Iavg氺Ton_s/Ton_p ；S512在BUCK類變流器中為Io = Iavg氺(Ton_s+Ton_p)/Ton_p ；其中，Io為輸出電流信號，Iavg為平均電流信號，Ton_S為二極管導通時間信號， Ton_p為可控開關(guān)導通時間信號；S52將輸出電流信號與基準電壓信號進行比較，得到誤差信號；S6對誤差信號進行PWM調(diào)制，得到可控開關(guān)當前時刻的控制信號，以可控開關(guān)當前時刻的控制信號控制變流器中可控開關(guān)的導通或關(guān)斷，從而控制產(chǎn)生變流器輸出電流為一確定值。實施例1 如圖5所示的一種控制隔離型反激式變流器輸出電流的控制電路，包括集成電路Α、基準電壓源U、反激式變流器中的反激變壓器Τ、接入反激變壓器T原邊的可控開關(guān)Q 和反激變壓器T的輔助繞組Na ；輔助繞組Na采集反激式變流器中變壓器上的電壓信號，輸出電壓指示信號Va ；集成電路A的第一輸入端與可控開關(guān)Q的輸出端相連，并接收可控開關(guān)Q的電流信號Isw ；集成電路A的第二輸入端與輔助繞組Na的正端相連，并接收電壓指示信號Va ；集成電路A的第三輸入端接收基準電壓源U提供的基準電壓信號Vref ；基準電壓信號Vref也可以選擇在集成電路A的內(nèi)部實現(xiàn)；集成電路A的輸出端與可控開關(guān)Q的控制端相連，輸出可控開關(guān)當前時刻的控制信號Vgs。如圖6所示，集成電路A包括RC濾波器Al、二極管導通時間檢測電路Α2、可控開關(guān)導通時間檢測電路A3、乘法器Α4、誤差補償電路Α5和脈寬調(diào)制電路Α6 RC濾波器Al的輸入端11為集成電路A的第一輸入端，接收可控開關(guān)的電流信號 Isw ；RC濾波器Al的輸出端1與乘法器Α4的第一輸入端41相連并輸出平均電流信號Iavg ；二極管導通時間檢測電路Α2輸入端21為集成電路A的第二輸入端，接收電壓指示信號Va ；二極管導通時間檢測電路Α2的輸出端2與乘法器Α4的第二輸入端42相連并輸出二極管導通時間信號Ton_s ；可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸入端31接收可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs，可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸出端3與乘法器A4的第三輸入端43相連并輸出可控開關(guān)導通時間信號Ton_p ；乘法器Α4的第一輸入端41接收平均電流信號Iavg，第二輸入端42接收二極管導通時間信號Ton_S，第三輸入端43接收輸出端可控開關(guān)導通時間信號Ton_p ；乘法器Α4的輸出端4與誤差補償電路Α5的第一輸入端51相連并輸出輸出電流信號Io ；乘法器Α4內(nèi)部實現(xiàn)的計算公式為Io = Iavg*Ton_s/Ton_p ；誤差補償電路A5的第一輸入端51接收輸出電流信號Io，第二輸入端52為集成電路A的第三輸入端，并接收基準電壓信號Vref ；誤差補償電路A5的輸出端5與脈寬調(diào)制電路A6的輸入端61相連并輸出誤差信號Vea ；脈寬調(diào)制電路A6的輸入端61接收誤差信號Vea，輸出端6為集成電路A的輸出端，輸出可控開關(guān)當前時刻控制信號Vgs。如圖7所示的RC濾波器Al，電阻R與電容C的串聯(lián)端為RC濾波器Al的輸出端 1，電阻R的另一端為RC濾波器Al的輸入端11。如圖9所示的二極管導通時間檢測電路A2，包括過零檢測電路A21和脈寬檢測電路A22 ；過零檢測電路A21中的比較器B的正端為二極管導通時間檢測電路A2的輸入端21， 接收電壓指示信號Va，比較器B的輸出端輸出零電流信號Z⑶1，零電流信號Z⑶1經(jīng)過RS 觸發(fā)器F，在與門G的輸出端輸出零電流檢測信號ZCD ；脈寬檢測電路A22的輸出端為二極管導通時間檢測電路A2的輸出端2，脈寬檢測電路A22的輸入端接收零電流檢測信號ZCD， 在輸出端輸出二極管導通時間信號Ton_s ；結(jié)合圖8可知，在電流工作模式為DCM模式下，如果電流斷續(xù)時間比較長，比較器 B的輸出端輸出的零電流信號ZCDl在二極管電流為零期間會輸出一個窄脈沖It，這可能影響二極管導通時間檢測電路A2正常檢測二極管導通時間信號Ton_s ；在本實施例中，如圖9 所示，二極管導通時間檢測電路A2中的過零檢測電路A21包括的RS觸發(fā)器F實現(xiàn)了本控制電路可以同時適用于CRM、DCM和CCM三種電流工作模式；在DCM模式下，RS觸發(fā)器F的S端接收可控開關(guān)內(nèi)部提供的可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs，實現(xiàn)在可控開關(guān)Q關(guān)斷時，可控開關(guān)控制信號Vgs為下降沿，只有第一個下降沿觸發(fā)有效，以屏蔽后面的脈沖；而在CRM 和CCM模式下，不存在上述問題，可以選擇去掉RS觸發(fā)器F，如圖10所示的去掉RS觸發(fā)器 F的二極管導通時間檢測電路A2，過零檢測電路A21中的比較器B的正端為二極管導通時間檢測電路A2的輸入端21，接收電壓指示信號Va，比較器B的輸出端輸出的為零電流檢測信號ZCD ；脈寬檢測電路A22的輸出端為二極管導通時間檢測電路A2的輸出端2，脈寬檢測電路A22的輸入端接收零電流檢測信號ZCD，并在輸出端輸出二極管導通時間信號Ton_S。如圖11所示的一種可控開關(guān)導通時間檢測電路A3，為一種脈寬檢測電路，脈寬檢測電路的輸入端為可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸入端31，脈寬調(diào)制電路的輸出端為可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸出端3。如圖12所示的一種誤差補償電路A5，包括比較器Bi，其中比較器Bl的負端為誤差補償電路A5的第一輸入端51，比較器Bl的正端為誤差補償電路A5的第二輸入端52，比較器Bl的輸出端為為誤差補償電路A5的輸出端5。如圖13所示的一種脈寬調(diào)制電路A6，包括比較器B2和RS觸發(fā)器Fl，比較器B2的負端為脈寬調(diào)制電路A6的輸入端61 ；RS觸發(fā)器Fl的R端連接比較器B2的輸出端，RS觸發(fā)器Fl的Q端為脈寬調(diào)制電路A6的輸出端6。本實施例控制變流器輸出電流的控制方法，包括以下步驟(1)采集變流器中可控開關(guān)Q的電流信號Isw、變流器中變壓器的電壓信號、可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs，并獲取基準電壓信號Vref ；(2)濾除可控開關(guān)電流信號Isw中的開關(guān)頻率分量，得到平均電流信號Iavg ；(3)對電壓信號進行轉(zhuǎn)換，得到電壓指示信號Va ；對電壓指示信號Va進行檢測，得到二極管導通時間信號Ton_s ；對電壓指示信號Va進行檢測包括如下步驟(a)對電壓指示信號Va進行過零檢測，得到零電流檢測信號Z⑶；(b)對零電流檢測信號ZCD進行脈寬檢測，得到二極管導通時間信號Ton_S ；在二極管導通時間檢測中，可采用模擬的方法實現(xiàn)，在本實施例中，利用零電流檢測信號ZCD控制一恒流源，恒流源在零電流檢測信號ZCD有效期間持續(xù)對一電容充電，電容的電壓與脈沖寬度成正比，利用此電壓值，得到二極管導通時間信號Ton_s ；更為簡單的方式是將Z⑶信號經(jīng)過一個低通濾波器(可以采用同圖7所述的RC 濾波器的電路結(jié)構(gòu)形式)，得到其平均值，該平均值與ZCD信號的脈寬成正比，也體現(xiàn)了二極管的導通時間。(4)對可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs進行脈寬檢測，得到可控開關(guān)導通時間信號 iTorup ；在可控開關(guān)導通時間檢測中，可采用模擬的方法實現(xiàn)，在本實施例中，利用可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs控制一恒流源，恒流源在可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs有效期間持續(xù)對一電容充電，電容的電壓與脈沖寬度成正比，利用此電壓值，得到可控開關(guān)導通時間信號iTorup ；更為簡單的方式是將Vgs信號經(jīng)過一個低通濾波器(可以采用同圖7所述的RC 濾波器的電路結(jié)構(gòu)形式)，得到其平均值，該平均值與Vgs信號的脈寬成正比，也體現(xiàn)了開關(guān)管的導通時間。(5)基于平均電流信號Iavg、二極管導通時間信號Ton_S和可控開關(guān)導通時間信號Ton_p，計算得到輸出電流信號Io ；其中，計算公式為Io = Iavg氺Ton_s/Ton_p ；將輸出電流信號Io與基準電壓信號Vref進行比較，得到誤差信號Vea ；(6)將誤差信號Vea進行PWM調(diào)制得到可控開關(guān)Q當前時刻的控制信號Vgs，以控制變流器中可控開關(guān)Q的導通或關(guān)斷，從而控制產(chǎn)生變流器輸出電流的確定值。實施例2:本實施例中的一種控制隔離型反激式變流器輸出電流的控制電路的其他結(jié)構(gòu)與實施例1相同，與實施例1不同的是，實現(xiàn)脈寬檢測采用了數(shù)字化的方式集成電路A中的二極管導通時間檢測電路A2包括過零檢測電路A21與計數(shù)器 A22，如圖14所示的一種二極管導通時間檢測電路A2，過零檢測電路A21中的比較器B的正端為二極管導通時間檢測電路A2的輸入端21，接收電壓指示信號Va，比較器B的輸出端輸出零電流信號ZCD1，零電流信號ZCDl經(jīng)過RS觸發(fā)器F，在與門G的輸出端輸出零電流檢測信號ZCD ；計數(shù)器A22的輸出端為二極管導通時間檢測電路A2的輸出端2，計數(shù)器A22的輸入端接收零電流檢測信號ZCD，在輸出端輸出二極管導通時間信號Ton_S ；與實施例1相同，二極管導通時間檢測電路A2中的過零檢測電路A21包括的RS觸發(fā)器F實現(xiàn)了本控制電路可以同時適用于CRM、DCM和CCM三種電流工作模式；而在CRM和 CCM的工作模式下，過零檢測電路A21可以選擇去掉RS觸發(fā)器F，二極管導通時間檢測電路 A2此時的電路結(jié)構(gòu)則如圖15所示；集成電路A中的可控開關(guān)導通時間檢測電路A3，如圖16所示，為一計數(shù)器，計數(shù)器的輸入端為可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸入端31，接收可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs ；計數(shù)器的輸出端為可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸出端3，輸出可控開關(guān)導通時間信號iTorup。本實施例控制變流器輸出電流的控制方法，包括以下步驟(1)獲取基準電壓信號Vref，并采集變流器中可控開關(guān)Q的電流信號Isw、變流器中變壓器的電壓信號、可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs ；(2)濾除可控開關(guān)電流信號Isw中的開關(guān)頻率分量，得到平均電流信號Iavg ；(3)對電壓信號進行轉(zhuǎn)換，得到電壓指示信號Va ；對電壓指示信號Va進行檢測，得到二極管導通時間信號Ton_s ；對電壓指示信號Va進行檢測包括如下步驟(a)對電壓指示信號Va進行過零檢測，得到零電流檢測信號Z⑶；(b)對零電流檢測信號Z⑶進行脈寬檢測，得到二極管導通時間信號Ton_S ；在本實施例中，利用計數(shù)測試零電流檢測信號ZCD的脈沖寬度，得到二極管導通時間信號Ton_
So(4)對可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs進行脈寬檢測，得到可控開關(guān)導通時間信號Τοη_ρ ；在本實施例中，利用計數(shù)測試可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs的脈沖寬度， 得到可控開關(guān)導通時間信號Τοη_Ρ ；(5)基于平均電流信號Iavg、二極管導通時間信號Ton_S和可控開關(guān)導通時間信號Ton_p，計算得到輸出電流信號Ιο，其中，計算公式為Io = Iavg*Ton_s/Ton_p ；將輸出電流信號Io與基準電壓信號Vref進行比較，得到誤差信號Vea ；(6)將誤差信號Vea進行PWM調(diào)制得到可控開關(guān)Q當前時刻的控制信號Vgs，以控制變流器中可控開關(guān)Q的導通或關(guān)斷，從而控制產(chǎn)生變流器輸出電流的確定值。實施例3:如圖17所示的一種帶微分電路的控制隔離型反激式變流器輸出電流的控制電路，包括與實施例1結(jié)構(gòu)相同的主電路、集成電路A和基準電壓源U，本實施例還包括一微分電路Lco ；所述的微分電路Lco的輸入端采集反激式變流器中變壓器原邊繞組一端上的電壓信號，輸出端輸出電壓指示信號Va;如圖18所示為本實施例中電路在CRM、DCM和CCM三種工作模式下的工作波形，同樣，采用微分電路Ico作為電壓采樣電路，在DCM工作模式下，如果電流斷續(xù)時間比較長，集成電路A中的二極管導通時間檢測電路A2中的比較器B的輸出端輸出的零電流信號ZCDl在二極管電流為零期間也會輸出一個窄脈沖It，這同樣會影響二極管導通時間檢測電路 A2正常檢測二極管導通時間信號Ton_S ；據(jù)此，本實施例中二極管導通時間檢測電路A2的實施方式與實施例1中所述一致。本實施例控制變流器輸出電流的方法同實施例1。實施例4:如圖19所示的一種控制BUCK-BOOST變流器輸出電流的控制電路，包括集成電路 A、基準電壓源U、BUCK_B00ST變流器中的激磁電感Lo、可控開關(guān)Q和激磁電感Lo的耦合繞組Na ；耦合繞組Na采集反激式變流器中激磁電感Lo上的電壓信號，輸出電壓指示信號 Va ；集成電路A的第一輸入端與可控開關(guān)Q的輸出端相連，并接收可控開關(guān)Q的電流信號Isw ；集成電路A的第二輸入端接入激磁電感Lo的端電壓，接收所述的電壓指示信號 Va ；集成電路A的第三輸入端接收基準電壓源U提供的基準電壓信號Vref ；集成電路A的輸出端與可控開關(guān)Q的控制端相連，輸出可控開關(guān)當前時刻的控制信號Vgs。實施例4中的集成電路A結(jié)構(gòu)及相關(guān)原理同實施例1。本實施例控制變流器輸出電流的方法同實施例1。實施例5:如圖20所示的一種控制非隔離型BUCK類變流器輸出電流的控制電路，包括集成電路A、基準電壓源U、變流器的輸出電感Lo、可控開關(guān)Q和輸出電感Lo的耦合繞組Na ；耦合繞組Na采集BUCK類變流器中激磁電感Lo上的電壓信號，輸出電壓指示信號 Va ；集成電路A的第一輸入端與可控開關(guān)Q的輸出端相連，并接收可控開關(guān)Q的電流信號Isw ；集成電路A的第二輸入端接入輸出激磁電感Lo的耦合繞組的一端電壓，接收所述的電壓指示信號Va;集成電路A的第三輸入端接收基準電壓源U提供的基準電壓信號Vref ；基準電壓信號Vref也可以選擇在在集成電路A的內(nèi)部實現(xiàn)；集成電路A的輸出端與可控開關(guān)Q的控制端相連，輸出可控開關(guān)當前時刻的控制信號Vgs。如圖21所示，集成電路A包括RC濾波器Al、二極管導通時間檢測電路A2、可控開關(guān)導通時間檢測電路A3、乘法器A4、誤差補償電路A5和脈寬調(diào)制電路A6 RC濾波器Al的輸入端11為集成電路A的第一輸入端，接收可控開關(guān)的電流信號 Isw ；RC濾波器A2的輸出端1與乘法器A4的第一輸入端41相連并輸出平均電流信號Iavg ；二極管導通時間檢測電路A2輸入端21為集成電路A的第二輸入端，接收電壓指示信號Va ；二極管導通時間檢測電路A2的輸出端2與乘法器A4的第二輸入端42相連并輸出二極管導通時間信號Ton_s ；可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸入端31接收可控開關(guān)上一時刻的控制信號 Vgs，可控開關(guān)導通時間檢測電路A3的輸出端3與乘法器A4的第三輸入端43相連并輸出可控開關(guān)導通時間信號Ton_p ；乘法器Α4的第一輸入端41接收平均電流信號Iavg，第二輸入端42接收二極管導通時間信號Ton_S，第三輸入端43接收輸出端可控開關(guān)導通時間信號Ton_p，乘法器Α4的輸出端4與誤差補償電路Α5的第一輸入端51相連并輸出輸出電流信號Io ；乘法器Α4內(nèi)部實現(xiàn)的計算公式為Io = Iavg*(Ton_s+Ton_p)/Ton_p ；誤差補償電路Α5的第一輸入端51接收輸出電流信號Ιο，第二輸入端52為集成電路A的第三輸入端并接收一基準電壓信號Vref ；誤差補償電路Α5的輸出端5與脈寬調(diào)制電路Α6的輸入端61相連并輸出誤差信號Vea ；脈寬調(diào)制電路Α6的輸出端61接收誤差信號Vea，輸出端6為集成電路A的輸出端，輸出可控開關(guān)當前時刻控制信號Vgs。如圖22所示為本實施例電路的在CRM、DCM和CCM三種工作模式下的工作波形，其波形特征同實施例1。在本實施例中，所述的RC濾波器Al、二極管導通時間檢測電路A2、可控開關(guān)導通時間檢測電路A3、誤差補償電路A5和脈寬調(diào)制電路A6的具體電路結(jié)構(gòu)與實施例1相同。本實施例控制變流器輸出電流的控制方法，包括以下步驟(1)采集變流器中可控開關(guān)Q的電流信號Isw、變流器中與輸出電感Lo相耦合的耦合繞組Na的電壓信號、可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs，并獲取基準電壓信號Vref ；(2)濾除可控開關(guān)電流信號Isw中的開關(guān)頻率分量，得到平均電流信號Iavg ；(3)對電壓信號進行轉(zhuǎn)換，得到電壓指示信號Va ；對電壓指示信號Va進行檢測，得到二極管導通時間信號Ton_s ；對電壓指示信號Va進行檢測包括如下步驟(a)對電壓指示信號Va進行過零檢測，得到零電流檢測信號Z⑶；(b)對零電流檢測信號ZCD進行脈寬檢測，得到二極管導通時間信號Ton_S ；(4)對可控開關(guān)上一時刻的控制信號Vgs進行脈寬檢測，得到可控開關(guān)導通時間信號 iTorup ；(5)基于平均電流信號Iavg、二極管導通時間信號Ton_S和可控開關(guān)導通時間信號Ton_p，計算得到輸出電流信號Ιο，其中，計算公式為Io = Iavg氺(Ton_s+Ton_p)/Τοη_ρ ；將輸出電流信號Io與基準電壓信號Vref進行比較，得到誤差信號Vea ；(6)將誤差信號Vea進行調(diào)制得到可控開關(guān)Q當前時刻的控制信號Vgs，以控制變流器中可控開關(guān)Q的導通或關(guān)斷，從而控制產(chǎn)生變流器輸出電流值。實施例6:如圖23所示是本發(fā)明應用于一種基于Triac調(diào)節(jié)輸出電流的隔離型反激式電源的一個具體實施例；Triac調(diào)光電路用于實現(xiàn)輸出電流的可調(diào)。Triac調(diào)光電路Ul包括依次串聯(lián)的相控調(diào)光器Tr、EMI濾波器Em和整流橋ζ ；
13Triac調(diào)光電路Ul用于接收變流器交流輸入信號，并輸出一具有切相角的交流信號；基準電壓調(diào)制電路U2，用于藕接至所述具有切相角的交流信號，基于所述切相角信號，輸出所述的基準電壓信號Vref ；在本實施例中，以交流輸入電源(如通常的市電)經(jīng)過Triac調(diào)光電路U1，利用整流橋，輸出一直流電壓，施加到所述反激式變流器。圖23所示實施例中，EMI濾波器等是為防止電源對電網(wǎng)的干擾而施加，對本發(fā)明的具體實施沒有影響。Triac調(diào)光電路通過對交流信號的導通角進行控制，控制施加到電源的輸入電壓， 如圖25所示。切相角越大，希望輸出電流越小。由于輸入電壓為直流脈動電壓，通常，反激變流器的輸入電流也跟蹤輸入電壓的波形信號(實現(xiàn)所謂的PFC控制)，在一個工頻(line frequency)周期內(nèi)實現(xiàn)輸出電流的平均值與基準電壓相等。因此，為了調(diào)節(jié)輸出電流的大小，可以通過改變基準電壓信號Vref來實現(xiàn)。圖M所示，其輸出電流基準Vref與導通角成正比，最大值是全導通時的設(shè)定值VrefO，這對本領(lǐng)域技術(shù)人員而言是顯而易見的。其余實現(xiàn)方式，與實施例1等相同，這里不再詳細描述。其PWM調(diào)制方式，為實現(xiàn) PFC功能，因此，其PWM調(diào)制可基于圖沈所示CRM PFC控制方式(帶輸入電壓前饋)或者恒導通時間控制等方法。以上雖然結(jié)合附圖描述了本發(fā)明的實施方式，但是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)作出各種變更或修改。
權(quán)利要求
1.一種控制變流器輸出電流的控制方法，包括以下步驟(1)獲取基準電壓信號，并采集變流器中可控開關(guān)的電流信號和上一時刻的控制信號， 以及變流器中的一電壓信號；(2)濾除所述的可控開關(guān)電流信號中的開關(guān)頻率分量，得到平均電流信號；(3)對所述的電壓信號進行轉(zhuǎn)換，得到電壓指示信號，然后對所述的電壓指示信號進行檢測，得到二極管導通時間信號；(4)基于可控開關(guān)上一時刻的控制信號，得到可控開關(guān)導通時間信號；(5)基于所述的平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，計算得到輸出電流信號；將所述的輸出電流信號與所述的基準電壓信號進行比較，得到誤差信號；(6)將所述的誤差信號進行調(diào)制得到可控開關(guān)當前時刻的控制信號，以控制變流器中可控開關(guān)的導通或關(guān)斷。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制變流器輸出電流的控制方法，其特征在于所述的步驟 (3)中，對所述的電壓指示信號進行檢測的過程為先對所述的電壓指示信號進行過零檢測，得到零電流檢測信號；然后對所述的零電流檢測信號進行脈寬檢測，得到二極管導通時間信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制變流器輸出電流的控制方法，其特征在于所述的步驟(5)中，計算輸出電流信號的公式 在反激式變流器中為Io = Iavg氺Ton—s/Ton—ρ ；在BUCK類變流器中為Io = Iavg氺(Ton_s+Ton_p)/Ton_p ；其中，Io為輸出電流信號，Iavg為平均電流信號，Ton_s為二極管導通時間信號，Ton_ P為可控開關(guān)導通時間信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制變流器輸出電流的控制方法，其特征在于所述的步驟(6)中，將所述的誤差信號進行PWM調(diào)制得到可控開關(guān)當前時刻的控制信號。
5.一種控制變流器輸出電流的控制電路，其特征在于，包括低通濾波器，用于接收變流器中可控開關(guān)的電流信號，并輸出平均電流信號； 電壓采樣電路，用于采集變流器中的電壓信號，并輸出電壓指示信號； 二極管導通時間檢測電路，用于接收所述的電壓指示信號，并輸出二極管導通時間信號；可控開關(guān)導通時間檢測電路，用于接收可控開關(guān)上一時刻的控制信號，并輸出可控開關(guān)導通時間信號；運算電路，用于接收所述的平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，并產(chǎn)生輸出電流信號；基準電壓源，用于提供基準電壓信號；誤差補償電路，用于接收所述的基準電壓信號以及所述的輸出電流信號，并輸出誤差信號；調(diào)制電路，用于接收所述的誤差信號，并輸出可控開關(guān)當前時刻的控制信號至可控開關(guān)的控制端。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的控制變流器輸出電流的控制電路，其特征在于所述的低通濾波器為RC濾波器。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的控制變流器輸出電流的控制電路，其特征在于所述的電壓采樣電路在隔離型變流器中，為變流器中反激變壓器的輔助繞組或微分電路； 在非隔離型變流器中，為變流器中電感的耦合繞組。
8.根據(jù)權(quán)利要求5所述的控制變流器輸出電流的控制電路，其特征在于所述的二極管導通時間檢測電路，包括過零檢測電路，用于接收所述的電壓指示信號，輸出零電流檢測信號； 脈寬檢測電路，用于接收所述的零電流檢測信號，輸出二極管導通時間信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求5所述的控制變流器輸出電流的控制電路，其特征在于所述的調(diào)制電路為PWM調(diào)制電路。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種控制變流器輸出電流的控制電路及方法，適用于各類隔離型或非隔離型變流器；通過采集可控開關(guān)的電流信號、變流器中的電壓信號和可控開關(guān)上一時刻的控制信號，并獲取基準電壓信號，經(jīng)計算、比較、檢測和調(diào)制等處理，得出平均電流信號、二極管導通時間信號和可控開關(guān)導通時間信號，產(chǎn)生控制可控開關(guān)導通或關(guān)斷的控制信號，以達到控制變流器輸出電流的效果，能夠應用于各種控制方式；并且，本發(fā)明基于可控開關(guān)輸出端的信號和變流器中的電壓信號即可得到輸出電流的信息，實現(xiàn)輸出電流的間接控制，減少對變流器的電流采樣，不但簡化了電路結(jié)構(gòu)、降低了電路損耗，也節(jié)約了電路組成的成本費用。
文檔編號H02M3/335GK102355136SQ20111029548
公開日2012年2月15日 申請日期2011年9月30日 優(yōu)先權(quán)日2011年9月30日
發(fā)明者張軍明, 曾鵠龍 申請人:浙江大學