專利名稱：基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及現(xiàn)代電力電子領(lǐng)域內(nèi)并網(wǎng)型逆變?cè)O(shè)備的電流跟蹤控制方法技術(shù)領(lǐng)域， 特別是基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法。
背景技術(shù)：
對(duì)于諸如APF(電力有源濾波器)、SVG(靜止型無(wú)功發(fā)生器)、光伏及風(fēng)力等新能源發(fā)電逆變并網(wǎng)設(shè)備等類型的逆變裝置來說，其輸出端經(jīng)串聯(lián)電抗器直接接入電網(wǎng)，輸出端電壓通過電網(wǎng)電壓支撐，這類裝置的功能主要通過精確、快速地控制輸出電流跟蹤指令電流來實(shí)現(xiàn)。不同類型的并網(wǎng)型逆變裝置指令電流的產(chǎn)生方法不同，但在指令電流產(chǎn)生后都存在如何有效控制實(shí)際輸出電流跟蹤指令電流的問題，該環(huán)節(jié)從很大程度上直接影響著整套并網(wǎng)逆變裝置的最終性能指標(biāo)。傳統(tǒng)的電流跟蹤控制方法包括典型的電流滯環(huán)控制、 電壓空間矢量控制以及一些變形的方法，這種種傳統(tǒng)方法實(shí)質(zhì)上都需要主控系統(tǒng)對(duì)實(shí)際的輸出電流進(jìn)行實(shí)時(shí)的檢測(cè)并通過與指令電流的比較確定逆變電路開關(guān)狀態(tài)，這就對(duì)逆變裝置主控系統(tǒng)數(shù)據(jù)處理速度提出了很高的要求，以20KHZ的開關(guān)頻率為例，要求主控系統(tǒng)電流比較控制頻率至少為40KHZ，即每隔25us進(jìn)行一次輸出電流調(diào)控，加上裝置需要進(jìn)行的指令電流運(yùn)算及其他必須的數(shù)據(jù)處理，如此快的速度要求即使使用高速DSP芯片也難以滿足，而過低的開關(guān)速度會(huì)導(dǎo)致輸出電流偏差增加、輸出電流波形變壞，輸出電抗器增大、設(shè)備成本增加、輸出電流響應(yīng)速度降低，所以采用傳統(tǒng)電流跟蹤控制方法的設(shè)備從提升電流響應(yīng)速度、改善輸出電流波形質(zhì)量、減小并聯(lián)電抗器體積、重量等方面考慮，大都不得不增加專門電路或芯片來滿足對(duì)電流調(diào)控速度的要求。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明目的是針對(duì)以上不足之處，提供一種基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明的技術(shù)方案是基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法，包括以下步驟1)、采樣直流側(cè)電壓瞬時(shí)值、工頻電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值； 2)、對(duì)逆變電路的不同工作狀態(tài)進(jìn)行分析，得出對(duì)應(yīng)不同逆變電路工作狀態(tài)下的可控電流矢量；3)、對(duì)步驟幻得出的可控電流矢量處理，相應(yīng)地得出瞬時(shí)電流位移因子；4)、根據(jù)步驟3)得出的瞬時(shí)電流位移因子，計(jì)算需要的作用時(shí)間，對(duì)實(shí)際電流進(jìn)行脈寬調(diào)制；5)、啟動(dòng) DSP芯片上自帶的PWM外設(shè)功能，按照預(yù)定的電流調(diào)控周期ts設(shè)置PWM的周期參數(shù)，根據(jù)步驟4)所述的脈寬調(diào)制方法得出的數(shù)值設(shè)置PWM脈沖寬度，這樣在下一個(gè)調(diào)控周期內(nèi)不需要DSP干預(yù)，PWM外設(shè)將根據(jù)設(shè)定參數(shù)通過對(duì)逆變電路開關(guān)狀態(tài)的控制自動(dòng)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出瞬時(shí)電流矢量的轉(zhuǎn)移控制，使輸出電流跟蹤指令電流的變化。作為進(jìn)一步的改進(jìn)，所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法還包括倍頻PWM的控制步驟。所述倍頻PWM的控制步驟是在一個(gè)周期內(nèi)控制兩個(gè)電流位移因子分別交替作用兩次，每次作用時(shí)間是原來的1/2。
作為進(jìn)一步的改進(jìn)，步驟幻所述的可控電流矢量的得出方法為逆變電路的工作狀態(tài)1 輸出電流為正向、Tl管導(dǎo)通，El放電時(shí)設(shè)此時(shí)El端電壓為Vel，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us， 輸出電流當(dāng)前數(shù)值為ic，Tl管導(dǎo)通時(shí)間為Trp，可以得出Δ ic_rp = ((Vel-Us)/Lc) *Trp ； 逆變電路的工作狀態(tài)2 輸出電流為正向、Tl管關(guān)斷，設(shè)此時(shí)E2端電壓為Ve2，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us，輸出電流起始數(shù)值為ic，Tl管不導(dǎo)通時(shí)間為Tdp，可以得出Aic_dp = -((Ve2+Us)/ Lc)*Tdp ；逆變電路的工作狀態(tài)3 輸出電流為負(fù)向、T2管導(dǎo)通，E2放電，設(shè)此時(shí)E2端電壓為Ve2，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us，輸出電流起始數(shù)值為ic，T2管導(dǎo)通時(shí)間為Trn，可以得出Δ ic_rn =-((Ve2+Us) /Lc) *Trn ；逆變電路的工作狀態(tài)4 輸出電流為負(fù)向、T2管關(guān)斷，設(shè)此時(shí)El端電壓為Vel，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us，輸出電流起始數(shù)值為ic，T2管不導(dǎo)通時(shí)間為Tdn，可以得出 Δ ic_dn = ((Vel-Us)/Lc)*Tdn。作為進(jìn)一步的改進(jìn)，步驟幻所述的瞬時(shí)電流位移因子的得出方法為定義單位時(shí)間內(nèi)電流矢量的移動(dòng)距離為瞬時(shí)電流位移因子，記為Sic，根據(jù)步驟2)得出的可控電流矢量的表達(dá)式相應(yīng)地得出一組關(guān)于瞬時(shí)電流位移因子的定義式δ ic_rp = (Vel-Us)/Lc 在輸出電流為正、仍需正向增大時(shí)選用；δ ic_dp = -(Ve2+Us)/Lc 在輸出電流為正、需正向減小時(shí)選用；δ ic_rn = -(Ve2+Us)/Lc 在輸出電流為負(fù)、仍需反向增大時(shí)選用；δ ic_dn = (Vel-Us)/Lc 在輸出電流為負(fù)、需反向減小時(shí)選用。作為進(jìn)一步的改進(jìn)，步驟4)所述的脈寬調(diào)制方法為k時(shí)刻實(shí)際電流可通過實(shí)時(shí)采樣獲得，記為i(k)；期望的k+1時(shí)刻電流值記為i(k+l)，根據(jù)步驟3)得出的瞬時(shí)電流位移因子的定義式可知當(dāng)輸出電流為正時(shí)，假設(shè)Tl管的開通時(shí)間為tl，Tl管的關(guān)斷為t2，列得以下一組方程式δ ic_rp*tl+ δ ic_dp*t2 = i (k+l)-i (k)tl+t2 = ts考慮開通驅(qū)動(dòng)延時(shí)t0，實(shí)際Tl管的驅(qū)動(dòng)時(shí)間應(yīng)為Tl_on = tl+tO = (i (k+1)_i (k)- δ ic_dp*ts)/( δ ic_rp- δ ic_dp)+t0 ；當(dāng)輸出電流為負(fù)時(shí)，假設(shè)T2管的開通時(shí)間為tl，T2管的關(guān)斷時(shí)間為t2，列得以下
一組方程式δ ic_rn*tl+ δ ic_dn*t2 = i (k+l)-i (k)tl+t2 = ts為方便實(shí)現(xiàn)PWM控制，考慮在逆變電路中T1、T2采用互補(bǔ)導(dǎo)通的驅(qū)動(dòng)方法，計(jì)入開通延時(shí)to的影響可以得出Tl_on = t2_t0 = (i (k+1) _i (k) - δ ic_rn*ts) / ( δ ic_dn_ δ ic_rn) _t0 ；又因δ ic_rp = δ ic_dn = δ ic_r = (Vel-Us)/Lc使原電流向正軸上方移動(dòng)；δ ic_dp = δ ic_rn = δ ic_d = - (Ve2+Us)/Lc 使原電流向負(fù)軸下方移動(dòng)；可得出tl_on = (i (k+1) _i (k) - δ ic_d*ts) / ( δ ic_r- δ ic_d) + λ *t0其中λ = 1 i (k) > = 0
本發(fā)明的有益效果在于本發(fā)明所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法，在每周期進(jìn)行輸出電流調(diào)控時(shí)，通過采樣直流側(cè)電壓瞬時(shí)值、工頻電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值，利用本發(fā)明給出的瞬時(shí)電流位移因子的控制公式得出該時(shí)刻各有效瞬時(shí)電流位移因子，利用DSP芯片PWM外設(shè)功能，通過脈寬調(diào)制手段在下一調(diào)控周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)對(duì)不同瞬時(shí)電流位移因子作用時(shí)間的控制，完成當(dāng)前瞬時(shí)電流矢量向下一時(shí)刻指令瞬時(shí)電流矢量的轉(zhuǎn)移，從而實(shí)現(xiàn)輸出電流跟蹤指令電流的控制目標(biāo)。在此基礎(chǔ)上，本發(fā)明進(jìn)一步提出倍頻PWM 電流跟蹤控制改進(jìn)算式及工程應(yīng)用方法來提高開關(guān)頻率、改善電流跟蹤精度。兩電平APF仿真實(shí)驗(yàn)的數(shù)據(jù)如下實(shí)驗(yàn)一設(shè)調(diào)控周期ts = IOOus采用傳統(tǒng)電流跟蹤控制方法以10KHZ的開關(guān)頻率為例，要求主控系統(tǒng)電流比較控制頻率至少為20KHZ，即每隔50us進(jìn)行一次輸出電流調(diào)控，實(shí)際可用的脈沖寬度只有(0、 0.5,1)這三個(gè)點(diǎn)；采用本發(fā)明提出的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法以 10KHZ的開關(guān)頻率為例，主控系統(tǒng)只需DSP每IOOus (10KHZ)進(jìn)行一次輸出電流的調(diào)控，借助 DSP的PWM外設(shè)功能即可獲得10KHZ的開關(guān)頻率，脈沖寬度可根據(jù)控制需要在區(qū)間(0，ts) 上取值。實(shí)驗(yàn)二采用傳統(tǒng)電流跟蹤控制方法以20KHZ的開關(guān)頻率為例，要求主控系統(tǒng)電流比較控制頻率至少為40KHZ，即每隔25us進(jìn)行一次輸出電流調(diào)控；采用本發(fā)明提出的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法以 20KHZ的開關(guān)頻率為例，主控系統(tǒng)只需每IOOus(IOKHZ)進(jìn)行一次輸出電流的調(diào)控，采用本發(fā)明提出的倍頻PWM控制方法，借助DSP的PWM外設(shè)功能即可獲得20KHZ的開關(guān)頻率。通過以上的實(shí)驗(yàn)證明，該發(fā)明提出的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法應(yīng)用方便、運(yùn)算簡(jiǎn)單、電流跟蹤響應(yīng)速度快、偏差小，在工程實(shí)現(xiàn)的難易度及控制精度上都比傳統(tǒng)方法有很大的優(yōu)越性。


圖1是三相電力有源濾波器應(yīng)用示意圖；圖2是三相電力有源濾波器的單相橋臂示意圖；圖3是瞬時(shí)電流矢量圖；圖4是本發(fā)明的PWM電流跟蹤控制方法示意圖；圖5是本發(fā)明的倍頻PWM電流跟蹤控制方法示意圖。
具體實(shí)施例方式在并網(wǎng)型逆變裝置中，逆變器的輸出電流是最直接、最重要的控制目標(biāo)，本發(fā)明提
6出的新型控制方法可直接實(shí)現(xiàn)對(duì)實(shí)時(shí)電流的有效控制，使相應(yīng)的逆變系統(tǒng)具有很快的輸出電流響應(yīng)速度及調(diào)控精度。下面以典型的兩電平3橋臂電力有源濾波裝置為例說明該發(fā)明的技術(shù)思路；本發(fā)明所提出的方法可以很容易推廣應(yīng)用到其它型式的并網(wǎng)型逆變裝置中。如圖1所示，給出三相電力有源濾波器應(yīng)用示意圖，為分析方便，下面給出本文中一些常用符號(hào)的定義us—并網(wǎng)點(diǎn)電壓；is—電源側(cè)電流；if—負(fù)載側(cè)電流；iC—APF輸出補(bǔ)償電流；Vdc-APF直流側(cè)總電壓；Vel-電容器El端電壓；Ve2—電容器E2端電壓；Lc—APF輸出串聯(lián)電抗。APF基本工作原理簡(jiǎn)述設(shè)各端電流均以指向負(fù)載側(cè)為正方向，有is+ic = if成立，即is = if-ic ；由于非線性負(fù)載的原因，在負(fù)載電流中包含諧波及無(wú)功分量，可將負(fù)載電流分解為if = iflp+iflq+ Σ ifh式中iflp為負(fù)載電流中的基波有功分量，iflq為負(fù)載電流中的基波無(wú)功分量，Σ ifh為各次諧波電流的疊加。根據(jù)不同的補(bǔ)償規(guī)則，當(dāng)控制APF輸出電流ic = Σ ifh時(shí)，可以得到is = if-ic = iflp+iflq+ Σ ifh- Σ ifh = iflp+iflq通過上式可以看出，在此控制規(guī)則下，經(jīng)過補(bǔ)償后的電源側(cè)電流只包含基波有功和無(wú)功分量，已無(wú)諧波成份。當(dāng)調(diào)整控制規(guī)則，控制APF輸出電流ic =Σ ifh+iflq時(shí)，可以得到is = if-ic = iflp+iflq+ Σ ifh- Σ ifh-iflq = iflp可以看出，此時(shí)電源側(cè)電流只包含基波有功分量，已無(wú)基波無(wú)功及諧波成份。如圖2所示，采用單相簡(jiǎn)化電路詳細(xì)分析不同狀態(tài)下的電流變化特征?？紤]到電流調(diào)控周期Ts很小，一般為IOOus及以下，設(shè)定在一個(gè)調(diào)控周期內(nèi)電容器端電壓Vel、Ve2 及電源側(cè)工頻電壓瞬時(shí)值保持不變，串聯(lián)電抗器在工作工程中不飽和。實(shí)際上，這種假設(shè)在 E1、E2容量選取合適、電抗器容量選取正確的情況下是完全合理的。下面以單相橋臂為例詳細(xì)分析在逆變電路不同工作狀態(tài)下輸出電流的變化情形。狀態(tài)1 輸出電流為正向、Tl管導(dǎo)通，El放電，輸出電流正向增大，Tl管的開通時(shí)間決定輸出電流的變化，設(shè)此時(shí)El端電壓為Vel (k)，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us (k)，輸出電流當(dāng)前數(shù)值為ic(k)，Tl管導(dǎo)通時(shí)間為Trp，可以得出ic(k+l) = ((Vel(k)-Us(k))/Lc)*Trp+ic(k)即ic(k+l)-ic(k) = ((Vel(k) -Us (k))/Lc) *Trp記為Δic_rp (k+1) = ((Vel (k) -Us (k)) /Lc) *Trp
狀態(tài)2 輸出電流為正向、Tl管關(guān)斷，輸出電流正向幅值減小，通過續(xù)流管D2向E2 充電；此狀態(tài)下，T2管開通與否對(duì)輸出電流的變化無(wú)影響，設(shè)此時(shí)E2端電壓為Ve2(k)，電網(wǎng)側(cè)電壓為，輸出電流起始數(shù)值為ic(k)，Tl管不導(dǎo)通時(shí)間為Tdp，可以得出ic (k+1) = - ((Ve2 (k) +Us (k)) /Lc) *Tdp+ic (k)即ic (k+1) -ic (k) =-( (Ve2 (k) +Us (k)) /Lc) *Tdp記為Δic_dp (k+1) = - ((Ve2 (k) +Us (k)) /Lc) *Tdp狀態(tài)3 :輸出電流為負(fù)向、T2管導(dǎo)通，E2放電，輸出電流反向幅值增大，T2管的導(dǎo)通時(shí)間決定輸出電流的變化。設(shè)此時(shí)E2端電壓為Ve2 (k)，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us (k)，輸出電流起始數(shù)值為ic(k)，T2管導(dǎo)通時(shí)間為Trn，可以得出 ic (k+1) = - ((Ve2 (k) +Us (k)) /Lc) *Trn+ic (k)即ic (k+1) -ic (k) =-( (Ve2 (k) +Us (k)) /Lc) *Trn記為Δic_rn (k+1) = - ((Ve2 (k) +Us (k)) /Lc) *Trn狀態(tài)4 輸出電流為負(fù)向、T2管關(guān)斷，輸出電流反向幅值減小，經(jīng)Tl的并聯(lián)續(xù)流管 Dl給El充電，此時(shí)，Tl管是否導(dǎo)通對(duì)輸出電流并無(wú)影響。設(shè)此時(shí)El端電壓為Vel (k)，電網(wǎng)側(cè)電壓為化00，輸出電流起始數(shù)值為ic(k)，T2管不導(dǎo)通時(shí)間為Tdn，可以得出ic(k+l) = ((Vel(k)-Us(k))/Lc)*Tdn+ic(k)即ic(k+l)-ic(k) = ((Vel(k) -Us (k))/Lc) *Tdn記為Δic_dn (k+1) = ((Ve 1 (k) -Us (k)) /Lc) *Tdn如圖3所示，i(k+l)為k+1時(shí)刻瞬時(shí)電流矢量，i(k)為k時(shí)刻瞬時(shí)電流矢量， Δ i (k+1)即為控制瞬時(shí)電流矢量i(k)到達(dá)i (k+1)的附加電流矢量。通過以上分析得出對(duì)應(yīng)不同逆變電路工作狀態(tài)下的可控電流矢量組合算式Δ ic_rp = ((Vel-Us) /Lc) *Trp 輸出電流為正時(shí)Tl管導(dǎo)通有效，輸出電流正向增大；Δ ic_dp = -((Ve2+Us)/Lc)*Tdp 輸出電流為正時(shí)Tl管關(guān)閉有效，輸出電流正向減??；Δ ic_rn = -((Ve2+Us) /Lc) *Trn 輸出電流為負(fù)時(shí)T2管導(dǎo)通有效，輸出電流反
輸出電流為負(fù)時(shí)Τ2管關(guān)閉有效，輸出電流反
向增大；Δ ic_dn = ((Vel-Us) /Lc) *Tdn 向減??；在調(diào)控周期Ts足夠短、直流側(cè)電容器El、E2容量合理及輸出電抗器Lc不發(fā)生飽和的情況下，以上四個(gè)瞬時(shí)電流矢量的作用完全決定了輸出電流的變化。實(shí)際上在以上四個(gè)瞬時(shí)電流矢量中，當(dāng)輸出電流處于不同極性時(shí)只有其中的兩個(gè)電流矢量是有效的，而每一個(gè)瞬時(shí)電流矢量又與逆變器的開關(guān)狀態(tài)相對(duì)應(yīng)，這充分表明了以上瞬時(shí)電流矢量的可控性。為方便工程應(yīng)用，將四個(gè)可用于瞬時(shí)電流矢量控制的可控電流矢量表達(dá)式Δ ic_rp = ((Vel-Us)/Lc)氺TrpΔ ic_dp = - ((Ve2+Us) /Lc) *TdpΔic_rn = - ((Ve2+Us)/Lc)*TrnΔ ic_dn = ((Vel-Us) /Lc) *Tdn
進(jìn)一步處理，定義單位時(shí)間內(nèi)電流矢量的移動(dòng)距離為瞬時(shí)電流位移因子，記為 Sic，相應(yīng)地得出一組關(guān)于瞬時(shí)電流位移因子的定義式，下面分別對(duì)各瞬時(shí)電流位移因子的作用進(jìn)行說明。δ ic_rp = (Vel-Us)/Lc 在輸出電流為正、仍需正向增大時(shí)選用，Tl管導(dǎo)通后即有效，電流正向增大量取決于該矢量作用時(shí)間，記為tpr ；δ ic_dp = "(Ve2+Us)/Lc 在輸出電流為正、需正向減小時(shí)選用，Tl管關(guān)閉后即有效，電流正向減小量取決于該矢量作用時(shí)間，記為tpd ；δ ic_rn = -(Ve2+Us)/Lc 在輸出電流為負(fù)、仍需反向增大時(shí)選用，T2管導(dǎo)通后即有效，電流反向增大量取決于該矢量作用時(shí)間，記為tnr ；δ ic_dn = (Vel-Us)/Lc 在輸出電流為負(fù)、需反向減小時(shí)選用，T2管關(guān)閉后即有效，電流反向減小量取決于該矢量作用時(shí)間，記為tnd ；以上四式標(biāo)記為2-2-1組合算式從以上四個(gè)公式來看出δ ic_rp = δ ic_dn, δ ic_dp = δ ic_rn2-2-1組合算式可以簡(jiǎn)記為δ ic_r = (Vel-Us)/Lc 使原電流向正軸上方移動(dòng)；δ ic_d = -(Ve2+Us)/Lc 使原電流向負(fù)軸下方移動(dòng)；以上兩式標(biāo)記為2-2-2組合算式實(shí)際上在對(duì)逆變電路采用互補(bǔ)導(dǎo)通控制方法時(shí)，只有兩個(gè)獨(dú)立的瞬時(shí)電流位移因子，此處分開是考慮在互補(bǔ)導(dǎo)通控制時(shí)為防止上、下管直通為每個(gè)管子增加了開通驅(qū)動(dòng)延時(shí)to，而to的影響在不同的狀態(tài)下是不同的。從后面的分析可以看出，此處按四個(gè)位移因子做分析可以使對(duì)to的補(bǔ)償處理更容易理解。從2-2-1組合算式來看，Vel、Ve2、Us的瞬時(shí)值及Lc四個(gè)參數(shù)唯一地決定了瞬時(shí)電流位移因子，在任一特定的調(diào)制周期內(nèi)電流變化量完全取決于位移因子的作用時(shí)間，可記為Aic= δ ic*t t e (0，ts)。在實(shí)際應(yīng)用中總是通過有效手段控制Vel及Ve2為穩(wěn)定的直流電壓，并且幅值高于Us的峰值，Lc可視為常數(shù)，因此上面列式中Vel-Us及Ve2+Us 的瞬時(shí)值總是為正，數(shù)值大小跟隨Us的變化而呈周期性變化。在并網(wǎng)型逆變電路中，只要調(diào)制周期足夠短、儲(chǔ)能電容容量足夠大、輸出電抗器不飽和，可以近似認(rèn)為該周期內(nèi)不同開關(guān)狀態(tài)下的電流位移因子在一個(gè)調(diào)控周期內(nèi)保持不變，瞬時(shí)電流的變化量完全取決于電流位移因子的作用時(shí)間；在某一特定的調(diào)制周期內(nèi)，當(dāng)輸出電流為正時(shí)，有且僅有兩種電流位移因子有效。當(dāng)控制Tl管導(dǎo)通時(shí)，輸出電流正向增大，電流位移因子ic_rp表征了電流上升速度；當(dāng)控制Tl管關(guān)斷后，不管T2管是否開通，輸出電流都將呈正向減小趨勢(shì)，電流位移因子ic_dp表征了電流下降速度；在某一特定的調(diào)制周期內(nèi)，當(dāng)輸出電流為負(fù)時(shí)，有且僅有兩種電流位移因子有效。當(dāng)控制T2管導(dǎo)通時(shí)，輸出電流反向增大，電流位移因子ic_rn表征了輸出電流反向上升速度；當(dāng)控制T2管關(guān)斷后，不管Tl管是否開通，輸出電流都將呈反向減小趨勢(shì)，電流位移因子ic_dn表征了電流下降速度。如右圖4所示，在k時(shí)刻，通過指令電流運(yùn)算程序獲得期望的k+Ι時(shí)刻電流值記為 i (k+Ι)，k時(shí)刻實(shí)際電流可通過實(shí)時(shí)采樣獲得，記為i (k)；電流跟蹤控制的目標(biāo)就是在下一個(gè)調(diào)制周期內(nèi)通過對(duì)逆變電路開關(guān)狀態(tài)的有效控制使i (k)轉(zhuǎn)移至i (k+1)。根據(jù)上述2-2-1組合算式可得出當(dāng)輸出電流為正時(shí)，只有Sic_rp及δ ic_dp兩個(gè)電流位移因子起作用，假設(shè) δ ic_rp的作用時(shí)間即Tl管的開通時(shí)間為tl，δ ic_dp的作用時(shí)間即Tl管的關(guān)斷為t2，列得以下一組方程式δ ic_rp*tl+ δ ic_dp*t2 = i(k+l)_i(k)tl+t2 = ts可以求得tl= (i (k+1) -i (k) - δ ic_dp*ts) / ( δ ic_rp- δ ic_dp)考慮開通驅(qū)動(dòng)延時(shí)t0，實(shí)際Tl管的驅(qū)動(dòng)時(shí)間應(yīng)為Tl_on = tl+tO = (i(k+1) -i(k) - δ ic_dp*ts)/(δ ic_rp-δ ic_dp)+t0 (式 3-1-1)當(dāng)輸出電流為負(fù)時(shí)，只有Sic_rn及δ ic_dn兩個(gè)電流位移因子起作用，假設(shè) δ ic_rn的作用時(shí)間及T2管的開通時(shí)間為tl，δ ic_dn的作用時(shí)間及T2管的關(guān)斷時(shí)間為 t2，列得以下一組方程式δ ic_rn*tl+ δ ic_dn*t2 = i (k+l)_i (k)tl+t2 = ts可以求得:t2= (i(k+l)-i(k)-5 ic_rn*ts)/( δ ic_dn_ δ ic_rn)為方便實(shí)現(xiàn)PWM控制，考慮在逆變電路中T1、T2采用互補(bǔ)導(dǎo)通的驅(qū)動(dòng)方法，計(jì)入開通延時(shí)to的影響可以推出Tl_on = t2~t0 = (i(k+1)-i(k)- δ ic_rn*ts)/(δ ic_dn-δ ic_rn)-t0 ( ζ 3-1-2)又因δ ic_rp = δ ic_dn = δ ic_r = (Vel-Us)/Lc使原電流向正軸上方移動(dòng)；δ ic_dp = δ ic_rn = δ ic_d = -(Ve2+Us)/Lc 使原電流向負(fù)軸下方移動(dòng)；以上3-1-1及3-1-2算式可合并為tl_on = (i (k+1) -i (k) - δ ic_d*ts) / ( δ ic_r- δ ic_d) + λ *t0(式3-1-3)其中λ = 1 i (k) > = 0λ = -1 i (k) < 0δ ic_r = (Vel-Us)/Lcδ ic_d = - (Ve2+Us) /Lc式3-1-3給出完整的一組用于實(shí)時(shí)電流跟蹤控制的脈寬調(diào)制算式。進(jìn)行實(shí)際工程應(yīng)用時(shí)，選用DSP為中央處理單元，啟動(dòng)DSP芯片上自帶的PWM外設(shè)功能，按照預(yù)定的電流調(diào)控周期ts設(shè)置PWM的周期參數(shù)，按3-1-3式計(jì)算出的數(shù)值設(shè)置PWM脈沖寬度，這樣在下一個(gè)調(diào)控周期內(nèi)不需要DSP干預(yù)，PWM外設(shè)將根據(jù)設(shè)定參數(shù)通過對(duì)逆變電路開關(guān)狀態(tài)的控制自動(dòng)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出瞬時(shí)電流矢量的轉(zhuǎn)移控制，使輸出電流跟蹤指令電流的變化。如圖5所示，采用式3-1-3的算法，可以實(shí)現(xiàn)k時(shí)刻電流矢量i(k)經(jīng)A-D-F的路徑在k+Ι時(shí)刻向i (k+Ι)的轉(zhuǎn)移。圖中AF為跟蹤過程偏差最小的轉(zhuǎn)移路徑，也是最理想的轉(zhuǎn)移路徑。三角形AADF的面積可用來表征轉(zhuǎn)移過程偏差，當(dāng)然為更好地改善跟隨效果、減
10小偏差，應(yīng)盡量減小三角形AADF的面積。通過前幾節(jié)的理論闡述可以看出，在調(diào)制周期ts 固定后，三角形AADF的面積即電流跟蹤過程偏差是由直流側(cè)電壓(Vel、Ve2)、電源側(cè)電壓 Us及輸出串聯(lián)電抗器Lc來決定的，在某些情況下適當(dāng)降低直流側(cè)電壓或增大電抗器Lc會(huì)從一定程度上改善電流跟蹤誤差，但由此會(huì)導(dǎo)致電流跟隨能力的降低。本發(fā)明在以上的基礎(chǔ)上進(jìn)一步提出倍頻PWM的控制思想，如圖5所示，通過在一個(gè) ts周期內(nèi)控制兩個(gè)電流位移因子分別交替作用兩次，每次作用時(shí)間是原來的1/2，輸出電流將按照A-B-C-E-F路徑由k時(shí)刻的A點(diǎn)轉(zhuǎn)移至k+Ι時(shí)刻的F點(diǎn)，完成電流跟蹤控制目標(biāo)。 跟蹤過程偏差為AABC與ACEF的面積之和，顯然要比ΔADF的面積小很多，電流跟蹤精度得以進(jìn)一步提高。采用倍頻PWM控制方法后，主控系統(tǒng)進(jìn)行指令電流、有效瞬時(shí)電流位移因子及作用時(shí)間的計(jì)算周期仍保持為ts不變，只是在進(jìn)行PWM外設(shè)的參數(shù)配置時(shí)進(jìn)行簡(jiǎn)單修改即可實(shí)現(xiàn)，當(dāng)然這是以提高逆變電路開關(guān)頻率為代價(jià)的，并且由于逆變電路開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)增加，相應(yīng)的開通延時(shí)補(bǔ)償量需進(jìn)行調(diào)整。設(shè)需要的倍頻次數(shù)為n，式3-1-3相應(yīng)變化為更加一般性公式tl_on = (i(k+l)-i(k)-5 ic_d*ts)/( δ ic_r- δ ic_d) + λ *n*t0 (式 3—2—1)其中λ = 1 i (k) > = 0λ = -1 i (k) < 0δ ic_r = (Vel-Us)/Lcδ ic_d = -(Ve2+Us)/Lc在實(shí)際工程應(yīng)用中選用η次倍頻控制方案后，對(duì)DSP的PWM外設(shè)進(jìn)行設(shè)置時(shí)，PWM 周期改按ts/n配置，脈沖寬度按tl_0n/n設(shè)置后，無(wú)需DSP額外的干預(yù)即可方便地得以實(shí)現(xiàn)，所以采用本發(fā)明提出的算法后，在不增加主控單元運(yùn)算量情況下可以很容易地根據(jù)實(shí)際需要提升逆變電路的開關(guān)頻率。
1權(quán)利要求
1.基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法，其特征在于包括以下步驟1)、采樣直流側(cè)電壓瞬時(shí)值、工頻電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值；2)、對(duì)逆變電路的不同工作狀態(tài)進(jìn)行分析，得出對(duì)應(yīng)不同逆變電路工作狀態(tài)下的可控電流矢量；3)、對(duì)步驟幻得出的可控電流矢量處理，相應(yīng)地得出瞬時(shí)電流位移因子；4)、根據(jù)步驟3)得出的瞬時(shí)電流位移因子，計(jì)算需要的作用時(shí)間，對(duì)實(shí)際電流進(jìn)行脈寬調(diào)制；5)、啟動(dòng)DSP芯片上自帶的PWM外設(shè)功能，按照預(yù)定的電流調(diào)控周期ts設(shè)置PWM的周期參數(shù)，根據(jù)步驟4)所述的脈寬調(diào)制方法得出的數(shù)值設(shè)置PWM脈沖寬度，這樣在下一個(gè)調(diào)控周期內(nèi)不需要DSP干預(yù)，PWM外設(shè)將根據(jù)設(shè)定參數(shù)通過對(duì)逆變電路開關(guān)狀態(tài)的控制自動(dòng)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出瞬時(shí)電流矢量的轉(zhuǎn)移控制，使輸出電流跟蹤指令電流的變化。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法， 其特征在于所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法還包括倍頻 PWM的控制步驟。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法， 其特征在于所述倍頻PWM的控制步驟是在一個(gè)周期內(nèi)控制兩個(gè)電流位移因子分別交替作用兩次，每次作用時(shí)間是原來的1/2。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法， 其特征在于步驟幻所述的可控電流矢量的得出方法為逆變電路的工作狀態(tài)1 輸出電流為正向、Tl管導(dǎo)通，El放電時(shí)設(shè)此時(shí)El端電壓為 Vel,電網(wǎng)側(cè)電壓為Us，輸出電流當(dāng)前數(shù)值為ic，Tl管導(dǎo)通時(shí)間為Trp，可以得出 Δ ic_rp = ((Vel-Us)/Lc)*Trp逆變電路的工作狀態(tài)2 輸出電流為正向、Tl管關(guān)斷，設(shè)此時(shí)E2端電壓為Ve2，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us，輸出電流起始數(shù)值為ic，Tl管不導(dǎo)通時(shí)間為Tdp，可以得出 Δ ic_dp = _((Ve2+Us)/Lc)*Tdp逆變電路的工作狀態(tài)3 輸出電流為負(fù)向、T2管導(dǎo)通，E2放電，設(shè)此時(shí)E2端電壓為Ve2， 電網(wǎng)側(cè)電壓為Us，輸出電流起始數(shù)值為ic，T2管導(dǎo)通時(shí)間為Trn，可以得出 Δic_rn = - ((Ve2+Us)/Lc)*Trn逆變電路的工作狀態(tài)4 輸出電流為負(fù)向、T2管關(guān)斷，設(shè)此時(shí)El端電壓為Vel，電網(wǎng)側(cè)電壓為Us，輸出電流起始數(shù)值為ic，T2管不導(dǎo)通時(shí)間為Tdn，可以得出 Δ ic_dn = ((Vel-Us)/Lc)*Tdn。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法， 其特征在于步驟3)所述的瞬時(shí)電流位移因子的得出方法為定義單位時(shí)間內(nèi)電流矢量的移動(dòng)距離為瞬時(shí)電流位移因子，記為Sic，根據(jù)步驟2)得出的可控電流矢量相應(yīng)地得出一組關(guān)于瞬時(shí)電流位移因子的定義式δ ic_rp = (Vel-Us)/Lc 在輸出電流為正、仍需正向增大時(shí)選用； δ ic_dp = -(Ve2+Us)/Lc 在輸出電流為正、需正向減小時(shí)選用； δ ic_rn = -(Ve2+Us)/Lc 在輸出電流為負(fù)、仍需反向增大時(shí)選用；δ ic_dn = (Vel-Us)/Lc 在輸出電流為負(fù)、需反向減小時(shí)選用。 6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法， 其特征在于步驟4)所述的脈寬調(diào)制方法為k時(shí)刻實(shí)際電流可通過實(shí)時(shí)采樣獲得，記為i(k)；期望的k+1時(shí)刻電流值記為i(k+l)， 根據(jù)步驟3)得出的瞬時(shí)電流位移因子的定義式可知當(dāng)輸出電流為正時(shí)，假設(shè)Tl管的開通時(shí)間為tl，Tl管的關(guān)斷為t2，列得以下一組方程式δ ic_rp*tl+δ ic_dp*t2 = i (k+l)_i(k) tl+t2 = ts考慮開通驅(qū)動(dòng)延時(shí)t0，實(shí)際Tl管的驅(qū)動(dòng)時(shí)間應(yīng)為Tl_on = tl+tO = (i (k+1)_i (k)- δ ic_dp*ts)/( δ ic_rp-δ ic_dp)+t0 ； 當(dāng)輸出電流為負(fù)時(shí)，假設(shè)T2管的開通時(shí)間為tl，T2管的關(guān)斷時(shí)間為t2，列得以下一組方程式δ ic_rn*tl+ δ ic_dn*t2 = i (k+l)_i(k) tl+t2 = ts為方便實(shí)現(xiàn)PWM控制，考慮在逆變電路中T1、T2采用互補(bǔ)導(dǎo)通的驅(qū)動(dòng)方法，計(jì)入開通延時(shí)to的影響可以得出Tl_on = t2-t0 = (i(k+1)_i(k)- δ ic_rn*ts)/( δ ic_dn_ δ ic_rn)_t0 ； 又因δ ic_rp = δ ic_dn = δ ic_r = (Vel-Us)/Lc使原電流向正軸上方移動(dòng)； δ ic_dp = δ ic_rn = δ ic_d = -(Ve2+Us)/Lc使原電流向負(fù)軸下方移動(dòng)； 可得出tl_on = (i(k+1)-i(k)- δ ic_d*ts)/( δ ic_r-δ ic_d) + λ*t0其中λ = 1 i (k) > = 0 λ = -1 i (k) < 0 δ ic_r = (Vel-Us)/Lc δ ic d = _(Ve2+Us)/Lc。
全文摘要
基于瞬時(shí)電流直接控制的新型脈寬調(diào)制電流跟蹤控制方法，涉及電力電子領(lǐng)域內(nèi)并網(wǎng)型逆變?cè)O(shè)備的電流跟蹤控制方法領(lǐng)域，是在每周期進(jìn)行輸出電流調(diào)控時(shí)，通過采樣直流側(cè)電壓瞬時(shí)值、電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值，通過對(duì)逆變器不同開關(guān)狀態(tài)下有效瞬時(shí)電流矢量的作用分析，得出瞬時(shí)電流位移因子的控制公式，并推算出該時(shí)刻各有效瞬時(shí)電流位移因子的作用時(shí)間，利用DSP芯片PWM外設(shè)功能，通過脈寬調(diào)制手段在下一調(diào)控周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)對(duì)不同瞬時(shí)電流位移因子作用時(shí)間的控制，完成當(dāng)前瞬時(shí)電流矢量向下一時(shí)刻指令瞬時(shí)電流矢量的轉(zhuǎn)移，從而實(shí)現(xiàn)輸出電流跟蹤指令電流的控制目標(biāo)。本發(fā)明應(yīng)用方便、運(yùn)算簡(jiǎn)單、電流跟蹤響應(yīng)速度快、偏差小，與傳統(tǒng)方法相比有很大的優(yōu)越性。
文檔編號(hào)H02M7/5387GK102340259SQ201110281870
公開日2012年2月1日 申請(qǐng)日期2011年9月21日 優(yōu)先權(quán)日2011年9月21日
發(fā)明者劉振, 劉福林, 孔凡華, 尹俐, 尹春杰, 張承慧, 王芳芳, 王鑫 申請(qǐng)人:山東大學(xué), 山東星銳電力科技有限公司