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抗直流電磁干擾的高效逆變器的制作方法

文檔序號(hào):7330864閱讀:225來(lái)源:國(guó)知局
專(zhuān)利名稱(chēng):抗直流電磁干擾的高效逆變器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明涉及逆變電源的技術(shù)領(lǐng)域,尤指涉及一種抗直流電磁干擾的高效逆變器。
背景技術(shù)
逆變器是一種電能轉(zhuǎn)換裝置,主要實(shí)現(xiàn)由直流到交流的能量轉(zhuǎn)換。并網(wǎng)逆變器包 括光伏并網(wǎng)逆變器、風(fēng)能并網(wǎng)逆變器、燃料電池并網(wǎng)逆變器等。并網(wǎng)逆變器能將可再生能源 產(chǎn)生的能量高效能的轉(zhuǎn)換為可并接至市電的與市電同頻率、同相位的交流電。按其電路形式來(lái)劃分半橋逆變電源及全橋逆變電源。其中,全橋逆變器電源的控 制方式有兩種單極性PWM調(diào)制,雙極性PWM調(diào)制。雙極性PWM調(diào)制同一橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管 互補(bǔ)驅(qū)動(dòng),由于開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通、截止特性的不一致性以及死區(qū)時(shí)間的控制電路參數(shù)的不一致, 可能導(dǎo)致同一橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通,進(jìn)而導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管損壞。單極性PWM控制有在市 電正負(fù)半周都只有一個(gè)開(kāi)關(guān)管作高頻切換,導(dǎo)致輸出電感的利用率下降,進(jìn)而降低了逆變 器電源的效率;同時(shí),該種控制方式的DC EMI (直流電磁干擾)問(wèn)題也很突出。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題是提供一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、適于提升逆變器效率并改善直流 電磁干擾的高效逆變器。為了解決上述技術(shù)問(wèn)題,本發(fā)明提供了一種抗直流電磁干擾的高效逆變器,其特 點(diǎn)是包括四個(gè)MOS管Si、S2、S3和S4、兩個(gè)IGBT管S5和S6、兩個(gè)二極管Dl和D2和兩個(gè) 濾波電感Ll和L2 ;第一、第二 MOS管S1、S2的電流輸入端與直流電源SG的正極相連,第一 MOS管Sl的電流輸出端同時(shí)與第三MOS管S3和第一 IGBT管S5的電流輸入端相連,第三、 第四MOS管S3、S4的電流輸出端與直流電源SG的負(fù)極相連,第二 MOS管S2的電流輸出端 同時(shí)與第二 IGBT管S6的電流輸入端和第二濾波電感L2的內(nèi)側(cè)接線端相連,第二 IGBT管 S6的電流輸出端同時(shí)與第四MOS管S4的電流輸入端和第一二極管Dl的陽(yáng)極相連;第一MOS 管Sl的電流輸出端同時(shí)與第一二極管Dl的陰極和第一濾波電感Ll的內(nèi)側(cè)接線端相連,第 一、第二濾波電感Li、L2的外側(cè)端為交流電源輸出端;第一 IGBT管S5的電流輸出端與第 二二極管D2的陽(yáng)極相連,第二二極管D2的陰極與第二濾波電感L2的內(nèi)側(cè)接線端相連。進(jìn)一步,所述直流電源SG的正、負(fù)極兩端設(shè)有濾波電容Cl,用于降低逆變環(huán)節(jié)輸 入紋波。直流電源SG為直流能量產(chǎn)生裝置,例如太陽(yáng)能面板、風(fēng)能、燃料電池等。進(jìn)一步,所述第一、第四MOS管Si、S4的控制端分別經(jīng)一調(diào)制電路與一微控制器 MCU的第一高頻脈沖信號(hào)輸出端相連,所述第二、第三MOS管S2、S3的控制端分別經(jīng)調(diào)制電 路與微控制器MCU的第二高頻脈沖信號(hào)輸出端相連;所述兩個(gè)IGBT管S5和S6分別與微控 制器MCU的兩個(gè)工頻脈沖信號(hào)輸出端相連;所述第一濾波電感Ll和第二濾波電感L2的外 側(cè)端接交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid。進(jìn)一步,所述調(diào)制電路用于將微控制器MCU輸出的高頻脈沖信號(hào)與一正弦信號(hào)調(diào) 制成用于驅(qū)動(dòng)所述四個(gè)MOS管S1、S2、S3和S4的高頻觸發(fā)信號(hào);所述正弦信號(hào)與所述交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid上的交流電源Vgrid同頻率且同相位。 工作時(shí),所述微控制器MCU使第一 IGBT管S5導(dǎo)通半個(gè)工頻周期,同時(shí)使第一、第 四MOS管Si、S4和第二 IGBT管S6截止,并使第二、第三MOS管S2、S3在所述高頻觸發(fā)信 號(hào)的同步觸發(fā)下作高頻同步切換,以使第一、第二濾波電感Li、L2的外側(cè)端輸出交流電源 Vgrid之正半周;然后所述微控制器MCU使第二 IGBT管S6導(dǎo)通半個(gè)工頻周期,同時(shí)使第二、 第三MOS管S2、S3和第一 IGBT管S5截止,第一、第四MOS管S1、S4在所述高頻觸發(fā)信號(hào)的 同步觸發(fā)下作高頻同步切換,以使第一、第二濾波電感L1、L2的外側(cè)端輸出交流電源Vgrid 之負(fù)半周,如此反復(fù)。進(jìn)一步,在所述第一、第二濾波電感L1、L2的外側(cè)端輸出交流電源Vgrid之正半周 期間,當(dāng)所述高頻觸發(fā)信號(hào)為高電平時(shí),第二、第三MOS管S2、S3導(dǎo)通,直流電源SG的正極、 第二MOS管S2、第二濾波電感L2、交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid、第一濾波電感Li、第三變晶體管S3 和直流電源SG的負(fù)極依次構(gòu)成電流回路;當(dāng)高頻觸發(fā)信號(hào)為低電平時(shí),第二、第三MOS管 S2、S3截止,第二濾波電感L2、交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid、第一濾波電感Li、第一 IGBT管S5和 第二二極管D2依次構(gòu)成續(xù)流回路。在所述第一、第二濾波電感L1、L2的外側(cè)端輸出交流電源Vgrid之負(fù)半周期間,當(dāng) 高頻觸發(fā)信號(hào)為高電平時(shí),第一、第四MOS管Si、S4導(dǎo)通,直流電源SG的正極、第一 MOS管 Si、第一濾波電感Li、交流負(fù)載或電網(wǎng)Gr id、第二濾波電感L2、第四變晶體管S4和直流電 源SG的負(fù)極依次構(gòu)成電流回路;當(dāng)高頻脈沖信號(hào)為低電平時(shí),第一、第四MOS管Si、S4截 止,第一濾波電感Li、交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid、第二濾波電感L2、第二 IGBT管S6和第一二極 管Dl依次構(gòu)成續(xù)流回路。進(jìn)一步,所述微控制器MCU連接有用于檢測(cè)所述電網(wǎng)Grid上的交流電源Vgrid相 位的相位傳感器,以使所述正弦信號(hào)的相位與所述電網(wǎng)Grid上的交流電源Vgrid的相位相 同,同時(shí)使微控制器MCU輸出的用于控制第一 IGBT管S5的第一工頻脈沖信號(hào)與所述正弦 信號(hào)同相位,使微控制器MCU輸出的用于控制第二 IGBT管S6的第二工頻脈沖信號(hào)與所述 正弦信號(hào)反相位。本發(fā)明的上述技術(shù)方案相比現(xiàn)有技術(shù)具有以下優(yōu)點(diǎn)(1)本發(fā)明的高效逆變器相 對(duì)于傳統(tǒng)全橋電路,在每個(gè)橋臂上都增加了一個(gè)高頻晶體管,使得無(wú)論在正半周或負(fù)半周, 兩個(gè)電感同時(shí)工作,在提高電感利用率的同時(shí),改善了 DC EMI問(wèn)題。相對(duì)于傳統(tǒng)逆變電路 結(jié)構(gòu)而言,該結(jié)構(gòu)提高了電感的利用率,減小了續(xù)流路徑,進(jìn)而提升了整機(jī)效率;同時(shí)降低 了機(jī)器的DC EMI,使得逆變器各方面性能提升。(2)、由于續(xù)流裝置的引入,使得儲(chǔ)能裝置 (即電容Cl)不參與續(xù)流過(guò)程,圖1中的A、B兩點(diǎn)的電位在續(xù)流過(guò)程中電位保持基本相等, 且逆變狀態(tài)與續(xù)流狀態(tài)A、B兩點(diǎn)電位變化量較小,這降低了 DC EMI問(wèn)題。(3)、本發(fā)明中 的逆變裝置采用的四個(gè)晶體管皆作高頻切換,這使得無(wú)論在正負(fù)半周,兩個(gè)濾波電感Ll和 L2的內(nèi)側(cè)接線端的電位都呈高頻脈沖,其外側(cè)接線端為市電,這提高了濾波電感的利用率。 (4)、本發(fā)明引入續(xù)流回路,使得續(xù)流回路變短,從而降低損耗提升了效率。在市電正和負(fù)半 周都會(huì)有兩個(gè)晶體管做高頻切換,相應(yīng)的低頻晶體管與二極管做續(xù)流。在市電正或負(fù)半周 會(huì)有一個(gè)低頻晶體管參與能量轉(zhuǎn)換。所有晶體管的寄生二極管皆不參與能量轉(zhuǎn)換及續(xù)流。


為了使本發(fā)明的內(nèi)容更容易被清楚的理解,下面根據(jù)的具體實(shí)施例并結(jié)合附圖, 對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的說(shuō)明,其中圖1為實(shí)施例中的高效逆變器的結(jié)構(gòu)示意圖;圖2為實(shí)施例中的高效逆變器的控制部分的電路框圖;圖3為實(shí)施例中的高效逆變器工作時(shí)各部件上的波形圖;圖4為實(shí)施例中的高效逆變器輸出正半周交流電時(shí)的電流回路示意圖;圖5為實(shí)施例中的高效逆變器輸出正半周交流電時(shí)的續(xù)流回路示意圖;圖6為實(shí)施例中的高效逆變器輸出負(fù)半周交流電時(shí)的電流回路示意圖;圖7為實(shí)施例中的高效逆變器輸出負(fù)半周交流電時(shí)的續(xù)流回路示意圖。
具體實(shí)施例方式見(jiàn)圖1-7,本實(shí)施例的抗直流電磁干擾的高效逆變器包括為了解決上述技術(shù)問(wèn) 題,本發(fā)明提供了一種高效逆變器,其特點(diǎn)是包括四個(gè)MOS管Si、S2、S3和S4、兩個(gè)IGBT 管S5和S6、兩個(gè)二極管Dl和D2和兩個(gè)濾波電感Ll和L2 ;第一、第二 MOS管S1、S2的電流 輸入端與直流電源SG的正極相連,第一 MOS管Sl的電流輸出端同時(shí)與第三MOS管S3和第 一 IGBT管S5的電流輸入端相連,第三、第四MOS管S3、S4的電流輸出端與直流電源SG的 負(fù)極相連,第二 MOS管S2的電流輸出端同時(shí)與第二 IGBT管S6的電流輸入端和第二濾波電 感L2的內(nèi)側(cè)接線端相連,第二 IGBT管S6的電流輸出端同時(shí)與第四MOS管S4的電流輸入 端和第一二極管Dl的陽(yáng)極相連;第一 MOS管Sl的電流輸出端同時(shí)與第一二極管Dl的陰極 和第一濾波電感Ll的內(nèi)側(cè)接線端相連,第一、第二濾波電感Li、L2的外側(cè)端為交流電源輸 出端;第一 IGBT管S5的電流輸出端與第二二極管D2的陽(yáng)極相連,第二二極管D2的陰極與 第二濾波電感L2的內(nèi)側(cè)接線端相連。所述直流電源SG的正、負(fù)極兩端設(shè)有濾波電容Cl。所述第一、第四MOS管Si、S4的控制端分別經(jīng)一調(diào)制電路與一微控制器MCU的第 一高頻脈沖信號(hào)輸出端相連,所述第二、第三MOS管S2、S3的控制端分別經(jīng)調(diào)制電路與微控 制器MCU的第二高頻脈沖信號(hào)輸出端相連;所述兩個(gè)IGBT管S5和S6分別與微控制器MCU 的兩個(gè)工頻脈沖信號(hào)輸出端相連;所述第一濾波電感Ll和第二濾波電感L2的外側(cè)端接交 流負(fù)載或電網(wǎng)Gr id ;所述調(diào)制電路用于將微控制器MCU輸出的高頻脈沖信號(hào)與一正弦信 號(hào)調(diào)制成用于驅(qū)動(dòng)所述四個(gè)MOS管S1、S2、S3和S4的高頻觸發(fā)信號(hào);所述正弦信號(hào)與所述 交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid上的交流電源Vgrid同頻率且同相位。工作時(shí),所述微控制器MCU使第一 IGBT管S5導(dǎo)通半個(gè)工頻周期,同時(shí)使第一、第 四MOS管Si、S4和第二 IGBT管S6截止,并使第二、第三MOS管S2、S3在所述高頻觸發(fā)信 號(hào)的同步觸發(fā)下作高頻同步切換(即在截止和導(dǎo)通兩種狀態(tài)之間作高頻同步切換),以使 第一、第二濾波電感L1、L2的外側(cè)端輸出交流電源Vgrid之正半周;然后所述微控制器MCU 使第二 IGBT管S6導(dǎo)通半個(gè)工頻周期,同時(shí)使第二、第三MOS管S2、S3和第一 IGBT管S5截 止,第一、第四MOS管S1、S4在所述高頻觸發(fā)信號(hào)的同步觸發(fā)下作高頻同步切換,以使第一、 第二濾波電感Li、L2的外側(cè)端輸出交流電源Vgrid之負(fù)半周,如此反復(fù)。在所述第一、第二濾波電感Li、L2的外側(cè)端輸出交流電源Vgrid之正半周期間,當(dāng)所述高頻觸發(fā)信號(hào)為高電平時(shí),第二、第三MOS管S2、S3導(dǎo)通,直流電源SG的正極、第二 MOS管S2、第二濾波電感L2、交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid、第一濾波電感Li、第三變晶體管S3和直 流電源SG的負(fù)極依次構(gòu)成電流回路;當(dāng)高頻觸發(fā)信號(hào)為低電平時(shí),第二、第三MOS管S2、S3 截止,第二濾波電感L2、交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid、第一濾波電感Li、第一 IGBT管S5和第二二 極管D2依次構(gòu)成續(xù)流回路。在所述第一、第二濾波電感Li、L2的外側(cè)端輸出交流電源Vgr id之負(fù)半周期間, 當(dāng)高頻觸發(fā)信號(hào)為高電平時(shí),第一、第四MOS管Si、S4導(dǎo)通,直流電源SG的正極、第一 MOS 管Si、第一濾波電感Li、交流負(fù)載或電網(wǎng)Gr id、第二濾波電感L2、第四變晶體管S4和直流 電源SG的負(fù)極依次構(gòu)成電流回路;當(dāng)高頻脈沖信號(hào)為低電平時(shí),第一、第四MOS管S1、S4截 止,第一濾波電感Li、交流負(fù)載或電網(wǎng)Grid、第二濾波電感L2、第二 IGBT管S6和第一二極 管Dl依次構(gòu)成續(xù)流回路。所述微控制器MCU連接有用于檢測(cè)所述電網(wǎng)Grid上的交流電源Vgrid相位的相位傳感器,以使所述正弦信號(hào)的相位與所述電網(wǎng)Grid上的交流電源Vgr id的相位相同,同 時(shí)使微控制器MCU輸出的用于控制第一 IGBT管S5的第一工頻脈沖信號(hào)與所述正弦信號(hào)同 相位,使微控制器MCU輸出的用于控制第二 IGBT管S6的第二工頻脈沖信號(hào)與所述正弦信 號(hào)反相位。所述四個(gè)MOS管Si、S2、S3和S4的控制端為所述MOS管的柵極,兩個(gè)IGBT管S5 和S6的控制端為所述IGBT管的柵極,所述四個(gè)MOS管S1、S2、S3和S4的電流輸出端為MOS 管的源極,兩個(gè)IGBT管S5和S6的電流輸出端為IGBT管的發(fā)射極,所述四個(gè)MOS管S1、S2、 S3和S4的電流輸入端為MOS管的漏極,兩個(gè)IGBT管S5和S6的電流輸入端為IGBT管的集 電極。所述高頻脈沖信號(hào)為ΙΟ-ΙΟΟΚΗζ的高頻脈沖信號(hào)。顯然,上述實(shí)施例僅僅是為清楚地說(shuō)明本發(fā)明所作的舉例,而并非是對(duì)本發(fā)明的 實(shí)施方式的限定。對(duì)于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō),在上述說(shuō)明的基礎(chǔ)上還可以做出其 它不同形式的變化或變動(dòng)。這里無(wú)需也無(wú)法對(duì)所有的實(shí)施方式予以窮舉。而這些屬于本發(fā) 明的精神所引伸出的顯而易見(jiàn)的變化或變動(dòng)仍處于本發(fā)明的保護(hù)范圍之中。
權(quán)利要求
1.一種抗直流電磁干擾的高效逆變器,其特征在于包括四個(gè)同一型號(hào)的MOS管(Si、 S2、S3和S4)、兩個(gè)同一型號(hào)的IGBT管(S5和S6)、兩個(gè)二極管(Dl和D2)和兩個(gè)濾波電感 (Li 禾口 L2);第一、第二 MOS管(Si、S2)的電流輸入端與直流電源(SG)的正極相連,第一 MOS管 (Si)的電流輸出端同時(shí)與第三MOS管(S3)和第一 IGBT管(S5)的電流輸入端相連,第三、 第四MOS管(S3、S4)的電流輸出端與直流電源(SG)的負(fù)極相連,第二 MOS管(S2)的電流 輸出端同時(shí)與第二 IGBT管(S6)的電流輸入端和第二濾波電感(L2)的內(nèi)側(cè)接線端相連,第 二 IGBT管(S6)的電流輸出端同時(shí)與第四MOS管(S4)的電流輸入端和第一二極管(Dl)的 陽(yáng)極相連;第一 MOS管(Si)的電流輸出端同時(shí)與第一二極管(Dl)的陰極和第一濾波電感(Li) 的內(nèi)側(cè)接線端相連,第一、第二濾波電感(L1、L2)的外側(cè)端為交流電源輸出端;第一 IGBT管(S5)的電流輸出端與第二二極管(D2)的陽(yáng)極相連,第二二極管(D2)的 陰極與第二濾波電感(L2)的內(nèi)側(cè)接線端相連;述直流電源(SG)的正、負(fù)極兩端設(shè)有濾波電 容(Cl)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的抗直流電磁干擾的高效逆變器,其特征在于所述第一、第四 MOS管(S1、S4)的控制端分別經(jīng)一調(diào)制電路與一微控制器(MCU)的第一高頻脈沖信號(hào)輸出 端相連,所述第二、第三MOS管(S2、S3)的控制端分別經(jīng)調(diào)制電路與微控制器(MCU)的第二 高頻脈沖信號(hào)輸出端相連;所述兩個(gè)IGBT管(S5和S6)分別與微控制器(MCU)的兩個(gè)工頻 脈沖信號(hào)輸出端相連;所述第一濾波電感(Li)和第二濾波電感(L2)的外側(cè)端接交流負(fù)載 或電網(wǎng)(Grid);所述調(diào)制電路用于將微控制器(MCU)輸出的高頻脈沖信號(hào)與一正弦信號(hào)調(diào) 制成用于驅(qū)動(dòng)所述四個(gè)MOS管(S1、S2、S3和S4)的高頻觸發(fā)信號(hào);所述正弦信號(hào)與所述交 流負(fù)載或電網(wǎng)(Grid)上的交流電源(Vgrid)同頻率且同相位;工作時(shí),所述微控制器(MCU)使第一 IGBT管(S5)導(dǎo)通半個(gè)工頻周期,同時(shí)使第一、第 四MOS管(S1、S4)和第二 IGBT管(S6)截止,并使第二、第三MOS管(S2、S3)在所述高頻 觸發(fā)信號(hào)的同步觸發(fā)下作高頻同步切換,以使第一、第二濾波電感(L1、L2)的外側(cè)端輸出 交流電源(Vgrid)之正半周;然后所述微控制器(MCU)使第二 IGBT管(S6)導(dǎo)通半個(gè)工頻 周期,同時(shí)使第二、第三MOS管(S2、S3)和第一 IGBT管(S5)截止,第一、第四MOS管(Si、 S4)在所述高頻觸發(fā)信號(hào)的同步觸發(fā)下作高頻同步切換,以使第一、第二濾波電感(L1、L2) 的外側(cè)端輸出交流電源(Vgrid)之負(fù)半周,如此反復(fù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的抗直流電磁干擾的高效逆變器,其特征在于在所述第一、第 二濾波電感(Li、L2)的外側(cè)端輸出交流電源(Vgrid)之正半周期間,當(dāng)所述高頻觸發(fā)信號(hào) 為高電平時(shí),第二、第三MOS管(S2、S3)導(dǎo)通,直流電源(SG)的正極、第二 MOS管(S2)、第二 濾波電感(L2)、交流負(fù)載或電網(wǎng)(Grid)、第一濾波電感(Li)、第三變晶體管(S3)和直流電 源(SG)的負(fù)極依次構(gòu)成電流回路;當(dāng)高頻觸發(fā)信號(hào)為低電平時(shí),第二、第三MOS管(S2、S3) 截止,第二濾波電感(L2)、交流負(fù)載或電網(wǎng)(Grid)、第一濾波電感(Li)、第一 IGBT管(S5) 和第二二極管(D2)依次構(gòu)成續(xù)流回路。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的抗直流電磁干擾的高效逆變器,其特征在于在所述第一、第 二濾波電感(L1、L2)的外側(cè)端輸出交流電源(Vgrid)之負(fù)半周期間,當(dāng)高頻觸發(fā)信號(hào)為高 電平時(shí),第一、第四MOS管(Si、S4)導(dǎo)通,直流電源(SG)的正極、第一 MOS管(Si)、第一濾波電感(Li)、交流負(fù)載或電網(wǎng)(Grid)、第二濾波電感(L2)、第四變晶體管(S4)和直流電源 (SG)的負(fù)極依次構(gòu)成電流回路;當(dāng)高頻脈沖信號(hào)為低電平時(shí),第一、第四MOS管(S1、S4)截 止,第一濾波電感(Li)、交流負(fù)載或電網(wǎng)(Grid)、第二濾波電感(L2)、第二 IGBT管(S6)和 第一二極管(Dl)依次構(gòu)成續(xù)流回路。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的抗直流電磁干擾的高效逆變器,其特征在于所述微控制器 (MCU)連接有用于檢測(cè)所述電網(wǎng)(Grid)上的交流電源(Vgrid)相位的相位傳感器,以使所 述正弦信號(hào)的相位與所述電網(wǎng)(Grid)上的交流電源(Vgrid)的相位相同,同時(shí)使微控制器 (MCU)輸出的用于控制第一 IGBT管(S5)的第一工頻脈沖信號(hào)與所述正弦信號(hào)同相位,使微 控制器(MCU)輸出的用于控制第二 IGBT管(S6)的第二工頻脈沖信號(hào)與所述正弦信號(hào)反相 位。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、適于提升逆變器效率并改善直流電磁干擾的高效逆變器,其包括四個(gè)MOS管、兩個(gè)IGBT管、兩個(gè)二極管和兩個(gè)濾波電感;工作時(shí),微控制器使第一IGBT管導(dǎo)通半個(gè)工頻周期,同時(shí)使第一、第四MOS管和第二IGBT管截止,并使第二、第三MOS管在所述高頻觸發(fā)信號(hào)的同步觸發(fā)下作高頻同步切換,以使第一、第二濾波電感的外側(cè)端輸出交流電源之正半周;然后所述微控制器使第二IGBT管導(dǎo)通半個(gè)工頻周期,同時(shí)使第二、第三MOS管和第一IGBT管截止,第一、第四MOS管在所述高頻觸發(fā)信號(hào)的同步觸發(fā)下作高頻同步切換,以使第一、第二濾波電感的外側(cè)端輸出交流電源之負(fù)半周,如此反復(fù)。
文檔編號(hào)H02M1/44GK102097930SQ201110048970
公開(kāi)日2011年6月15日 申請(qǐng)日期2011年3月2日 優(yōu)先權(quán)日2011年3月2日
發(fā)明者丁永強(qiáng), 劉良貴 申請(qǐng)人:浙江格瑞特新能源有限公司
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