專利名稱：輸出電壓可調(diào)的射頻電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實用新型涉及一種射頻電源，特別是一種可調(diào)輸出電壓的射頻電源。
背景技術(shù)：
射頻電源廣泛應(yīng)用于半導體加工、激光發(fā)生器、鍍膜設(shè)備行業(yè)，是射頻應(yīng)用的一個 重要領(lǐng)域?，F(xiàn)有技術(shù)的射頻電源，通常采用線性射頻放大的方法，先形成一個穩(wěn)定、精確的 小幅值正弦波，再用多級放大電路對該正弦波進行放大后輸出。各級放大電路需要采用復(fù) 雜的線性化電路來確保放大的線性特性。由于線性放大電路本身效率不高，導致射頻電源 整體效率較低，特別是，這種射頻電源輸出波形較容易被放大器件內(nèi)外部的熱、電磁噪聲所 干擾。
發(fā)明內(nèi)容本實用新型的目的是提供一種輸出電壓可調(diào)的射頻電源，要解決的技術(shù)問題是提 高射頻電源的整體效率。本實用新型采用以下技術(shù)方案一種輸出電壓可調(diào)的射頻電源，所述輸出電壓可 調(diào)的射頻電源直流變換器由直流變換器、E類開關(guān)放大器和匹配網(wǎng)絡(luò)順序連接，射頻電壓檢 測器從匹配網(wǎng)絡(luò)提取輸出的電壓幅值信號給比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器，比例積分 微分脈沖寬度調(diào)制控制器輸出脈沖寬度調(diào)制信號驅(qū)動直流變換器。本實用新型的直流變換器的第一功率場效應(yīng)管的漏極與直流電源的正極和第 一二極管的負極相連，第一功率場效應(yīng)管的源極與第二二極管的負極和變壓器的初級繞組 同名端相連，變壓器的初級繞組的異名段與第二功率場效應(yīng)管的漏極和第一二極管的正極 相連，第二功率場效應(yīng)管的源極與直流電源的負極和第二二極管的正極相連，第一功率場 效應(yīng)管的柵極接比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器的脈沖寬度調(diào)制信號輸出端，變壓器的 次級繞組同名端接第三二極管的正極，第三二極管的負極與第四二極管的負極和第一電感 相連，第一電感的另一端接第一電容和射頻扼流圈，第一電容的另一端接地，變壓器的異名 端和第四二極管的正極接地。本實用新型的E類開關(guān)放大器的高頻電感一端與第一電感相連，另一端與高頻場 效應(yīng)管的漏極相連，高頻場效應(yīng)管的源極接地，第二電容一端接高頻場效應(yīng)管的漏極，一端 接地，高頻場效應(yīng)管的漏極還與匹配網(wǎng)絡(luò)的第三電容相連，高頻場效應(yīng)管的柵極接驅(qū)動電 壓。本實用新型的匹配網(wǎng)絡(luò)由第三電容、第二電感和第三電感串聯(lián)連接組成。本實用新型的述比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器的第一電阻一端接輸出電壓 檢測器，另一端經(jīng)并聯(lián)的第二電阻、第四電容接運算放大器的反相輸入端，運算放大器的反 相輸入端與輸出端接有串聯(lián)的第三電阻、第五電容，運算放大器的同相輸入端通過第四電 阻接給定電壓，運算放大器輸出端接比較器輸入端，比較器另一端輸入三角波，比較器輸出 端輸出脈沖調(diào)制信號給第一功率場效應(yīng)管和第二功率場效應(yīng)管的柵極。[0009]本實用新型的輸出電壓檢測器輸入端1與第五二極管的正極相連且經(jīng)第七電容 接地，第五二極管的負極與輸出電壓檢測器輸出端2相連且分別經(jīng)第六電容、第五電阻接 地。本實用新型與現(xiàn)有技術(shù)相比，采用Class-E開關(guān)放大器作為核心電路，利用串聯(lián) 諧振電路對其源漏極電壓濾波，形成射頻正弦波輸出，理論效率高達100%、整機效率可達 85%以上，利用直流變換器對輸入Class-E開關(guān)放大器的直流電壓進行調(diào)節(jié)，在起到電氣 隔離功能的同時實現(xiàn)了射頻電源輸出電壓幅值靈活可調(diào)。

圖1是本實用新型的電路框圖。圖2是本實用新型實施例的電路原理圖。圖3(a)是本實用新型的Class-E開關(guān)放大器開關(guān)管的源漏極電壓波形圖。圖3(b)是本實用新型的Class-E開關(guān)放大器開關(guān)管的源漏極電流波形圖。圖4是本實用新型的輸出電壓耦合器連接圖。圖5是本實用新型的輸出電壓檢測器電路圖。
具體實施方式
以下結(jié)合附圖和實施例對本實用新型作進一步詳細說明。如圖1所示，本實用新 型的輸出電壓可調(diào)的率射頻電源，由DC/DC直流變換器、Class-E開關(guān)放大器、匹配網(wǎng)絡(luò)、射 頻電壓檢測器、比例積分微分脈沖寬度調(diào)制PID PWM控制器組成。來自直流DC電源的固定 幅值直流電壓經(jīng)DC/DC直流變換器變換后輸出電壓可調(diào)的直流電壓提供給E類Class-E開 關(guān)放大器，Class-E開關(guān)放大器輸出的脈動電壓經(jīng)過匹配網(wǎng)絡(luò)的串聯(lián)諧振電路后形成射頻 正弦波送入射頻負載，射頻電壓檢測器從匹配網(wǎng)絡(luò)提取輸出射頻電壓，產(chǎn)生的輸出電壓幅 值信號提供給PID PWM控制器，PID PWM控制器輸出PWM脈沖驅(qū)動DC/DC直流變換器。如圖2所示，所述DC/DC直流變換器采用雙正激電路，包括第一功率場效應(yīng)管Si、 第二功率場效應(yīng)管S2、第一至第四二極管Dl D4、變壓器T、第一電感Ll和第一電容Cl。 第一功率場效應(yīng)管Sl的漏極與直流電源Udc的正極和第一二極管Dl的負極相連，第一功 率場效應(yīng)管Sl的源極與第二二極管D2的負極和變壓器T的初級繞組同名端相連，變壓器 T的初級繞組的異名端與第二功率場效應(yīng)管S2的漏極和第一二極管Dl的正極相連，第二 功率場效應(yīng)管的源極與直流電源Udc的負極和第二二極管D2的正極相連，第一功率場效應(yīng) 管Sl的柵極接PID PWM控制器的PWM脈沖輸出端，第二功率場效應(yīng)管S2的柵極接PID PWM 控制器的PWM脈沖輸出端。變壓器T的次級繞組同名端接第三二極管D3的正極，第三二極 管D3的負極與第四二極管D4的負極和第一電感Ll相連，第一電感Ll的另一端接第一電 容Cl和Class-E開關(guān)放大器的高頻電感RFC，第一電容Cl的另一端接地，變壓器T的異名 端和第四二極管D4的正極接地。通過調(diào)節(jié)PWM脈沖的占空比，DC/DC直流變換器輸出直流 電壓Ut相應(yīng)進行改變。Class-E開關(guān)放大器包含高頻場效應(yīng)管Ql、高頻電感RFC和第二電容C2，高頻電感 RFC —端與第一電感Ll相連，另一端與高頻場效應(yīng)管Ql的漏極相連，高頻場效應(yīng)管Ql的源 極接地，第二電容C2 —端接高頻場效應(yīng)管Ql的漏極，一端接地，高頻場效應(yīng)管Ql的漏極還與匹配網(wǎng)絡(luò)的第三電容C3相連，高頻場效應(yīng)管Ql的柵極接電阻電容振蕩電路產(chǎn)生的驅(qū)動 電壓Vin。Vin為數(shù)MHz、50%占空比的方波脈沖，輸出波形ViruRFC和C2共同作用形成軟 開關(guān)狀態(tài)，Ql源漏極電壓Vds、源漏極電流Is如圖3 (a)和圖3(b)所示，即兩者不重疊，從 而理論損耗為零。以一個開關(guān)周期對應(yīng)2 π電角度，電路具體的時序關(guān)系如下，在0時刻由 于Vin為低電平，從而Ql關(guān)斷，Ql的源漏極電流is隨即為零，同時高頻電感RFC的電流一 部分注入第二電容C2，使Vds由0電壓上升，另一部分通過匹配網(wǎng)絡(luò)的C3、L2、L3向負載RL 輸出，因為C3、L2、L3的諧振作用，其電流是正弦波，C2中電流也接近正弦波，故Vds電壓呈 脈動狀上升和下降。到π時刻，Vds恰為0。此時，Vin為高高電平，使Ql零電壓導通，高 頻電感RFC在DC/DC直流變換器輸出直流電壓Ut的作用下，電流上升，故Ql的電流is上 升，直至2 π時刻，開始另外一個周期。Ql源漏極電壓Vds作為Class-E開關(guān)放大器的輸出 電壓送入匹配網(wǎng)絡(luò)。匹配網(wǎng)絡(luò)由第三電容C3、第二電感L2和第三電感L3組成，輸入的電壓Vds經(jīng)順序 串聯(lián)的第三電容C3、第二電感L2和第三電感L3后送往輸出功率解耦器。C3與L2、L3構(gòu)成 高品質(zhì)因數(shù)的串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率為Vin方波脈沖的頻率。匹配網(wǎng)絡(luò)將輸入Vds的 諧波成分大大抑制，將其基波正弦波濾出，形成射頻正弦波波形，通過輸出功率解耦器給負 載使用。如圖4所示，輸出功率耦合器的輸入端1接第三電感L3，輸出端2接負載RL，耦合 端3接輸出電壓檢測器輸入端1，隔離端4接電壓檢測環(huán)節(jié)的第3端子。輸出功率耦合器通 過內(nèi)部耦合線圈提取輸出正弦波電壓信號送人輸出電壓檢測器。如圖5所示，輸出電壓檢測器輸入端1與第五二極管D5的正極相連且經(jīng)第七電容 C7接地，第五二極管D5的負極與輸出電壓檢測器輸出端2相連且分別經(jīng)第六電容C6、第五 電阻R5接地。來自輸出功率耦合器的輸出正弦波電壓信號經(jīng)第五二極管D5整流，第六電 容C6濾波后得到輸出電壓幅值信號送往PIDPWM控制器。如圖2所示，PID PWM控制器包含第一電阻R1、第二電阻R2、第四電容C4、第三電 阻R3、第五電容C5、第四電阻R4、運算放大器Ul以及比較器U2。第一電阻Rl—端接輸出 電壓檢測器輸出端2，另一端經(jīng)并聯(lián)的第二電阻R2、第四電容C4接運算放大器Ul的反相輸 入端，運算放大器Ul的反相輸入端與輸出端接有串聯(lián)的第三電阻R3、第五電容C5，運算放 大器Ul的同相輸入端通過第四電阻R4接設(shè)定電壓Vref。來自輸出電壓檢測器的電壓幅值 信號經(jīng)過R1、R2、C4后送入運算放大器反相輸入端，經(jīng)與設(shè)定電壓Vref比較，將誤差信號通 過運算放大器Ul和R1、R2、R3、C4、C5構(gòu)成的比例積分電路，得到輸出調(diào)節(jié)電壓Vt，Vt與電 阻、電容振蕩構(gòu)成的三角波信號同時送往比較器U2進行比較，即形成控制DC/DC直流變換 器的PWM脈沖。用戶可通過設(shè)定Vref來調(diào)整輸出射頻電壓的幅值，三角波頻率由RC乘積 決定，幅值可在1-5V。本實用新型的輸出電壓可調(diào)的率射頻電源的工作過程如下用戶通過設(shè)定Vref 來確定輸出射頻電壓的幅值。PID PWM控制器將輸出電壓解耦器、輸出電壓檢測器測出的射 頻電源實際輸出電壓幅值信號與給定電壓Vref比較，將誤差比例積分后得到調(diào)節(jié)控制電 壓Vt，并送給PWM脈沖形成環(huán)節(jié)的比較器，經(jīng)與幾十kHz的三角波比較后，形成一定占空比 的PWM脈沖，并驅(qū)動DC/DC直流變換器的S1A2開關(guān)。DC/DC直流變換器根據(jù)輸入PWM脈沖 的占空比大小，輸出相應(yīng)幅值的直流電壓Ut。Ut隨后被送入Class-E開關(guān)放大器，Q1在數(shù)MHz、50 %占空比的方波驅(qū)動脈沖Vin驅(qū)動下開關(guān)動作，形成需要幅值的脈動電壓Vds。匹配 網(wǎng)絡(luò)的串聯(lián)諧振電路將Vds的基波濾出，形成射頻正弦波波形，經(jīng)過輸出電壓解耦器送給 負載使用。當負載變動或本射頻電源輸入直流電壓Udc變動時，通過上述過程，控制電路會 迅速穩(wěn)定輸出，使其等于用戶設(shè)定幅值。
權(quán)利要求一種輸出電壓可調(diào)的射頻電源，其特征在于所述輸出電壓可調(diào)的射頻電源直流變換器由直流變換器(DC/DC)、E類(Class E)開關(guān)放大器和匹配網(wǎng)絡(luò)順序連接，射頻電壓檢測器從匹配網(wǎng)絡(luò)提取輸出的電壓幅值信號給比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器(PID PWM)，比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器(PID PWM)輸出脈沖寬度調(diào)制信號驅(qū)動直流變換器(DC/DC)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的輸出電壓可調(diào)的射頻電源，其特征在于所述直流變換器 (DC/DC)的第一功率場效應(yīng)管(Si)的漏極與直流電源(Udc)的正極和第一二極管(Dl)的 負極相連，第一功率場效應(yīng)管(Si)的源極與第二二極管(D2)的負極和變壓器(T)的初級 繞組同名端相連，變壓器(T)的初級繞組的異名段與第二功率場效應(yīng)管(S2)的漏極和第 一二極管(Dl)的正極相連，第二功率場效應(yīng)管的源極與直流電源(Udc)的負極和第二二極 管(D2)的正極相連，第一功率場效應(yīng)管(Si)的柵極接比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器 (PID PWM)的脈沖寬度調(diào)制信號輸出端，變壓器(T)的次級繞組同名端接第三二極管(D3) 的正極，第三二極管(D3)的負極與第四二極管(D4)的負極和第一電感(Li)相連，第一電 感(Li)的另一端接第一電容(Cl)和射頻扼流圈(RFC)，第一電容(Cl)的另一端接地，變壓 器(T)的異名端和第四二極管(D4)的正極接地。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的輸出電壓可調(diào)的射頻電源，其特征在于所述E類(Class-E) 開關(guān)放大器的高頻電感(RFC) —端與第一電感(Li)相連，另一端與高頻場效應(yīng)管(Ql)的 漏極相連，高頻場效應(yīng)管(Ql)的源極接地，第二電容(C2) —端接高頻場效應(yīng)管(Ql)的漏 極，一端接地，高頻場效應(yīng)管(Ql)的漏極還與匹配網(wǎng)絡(luò)的第三電容(C3)相連，高頻場效應(yīng) 管(Ql)的柵極接驅(qū)動電壓Vin。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的輸出電壓可調(diào)的射頻電源，其特征在于所述匹配網(wǎng)絡(luò)由第 三電容(C3)、第二電感(L2)和第三電感(L3)串聯(lián)連接組成。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的輸出電壓可調(diào)的射頻電源，其特征在于所述比例積分微分 脈沖寬度調(diào)制控制器(PID PWM)的第一電阻(Rl) —端接輸出電壓檢測 器，另一端經(jīng)并聯(lián) 的第二電阻(R2)、第四電容(C4)接運算放大器的反相輸入端，運算放大器的反相輸入端與 輸出端接有串聯(lián)的第三電阻(R3)、第五電容(C5)，運算放大器的同相輸入端通過第四電阻 (R4)接給定電壓(Vref)，運算放大器輸出端接比較器輸入端，比較器另一端輸入三角波， 比較器輸出端輸出脈沖調(diào)制信號給第一功率場效應(yīng)管(Si)和第二功率場效應(yīng)管(S2)的柵 極。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的輸出電壓可調(diào)的射頻電源，其特征在于輸出電壓檢測器輸 入端1與第五二極管(D5)的正極相連且經(jīng)第七電容(C7)接地，第五二極管(D5)的負極與 輸出電壓檢測器輸出端2相連且分別經(jīng)第六電容(C6)、第五電阻(R5)接地。
專利摘要本實用新型公開了一種輸出電壓可調(diào)的射頻電源，要解決的技術(shù)問題是提高射頻電源的整體效率。本實用新型由直流變換器、E類開關(guān)放大器和匹配網(wǎng)絡(luò)順序連接，射頻電壓檢測器從匹配網(wǎng)絡(luò)提取輸出的電壓幅值信號給比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器，比例積分微分脈沖寬度調(diào)制控制器輸出脈沖寬度調(diào)制信號驅(qū)動直流變換器。本實用新型與現(xiàn)有技術(shù)相比，采用Class-E開關(guān)放大器作為核心電路，利用串聯(lián)諧振電路對其源漏極電壓濾波，形成射頻正弦波輸出，理論效率高達100％、整機效率可達85％以上，利用直流變換器對輸入Class-E開關(guān)放大器的直流電壓進行調(diào)節(jié)，在起到電氣隔離功能的同時實現(xiàn)了射頻電源輸出電壓幅值靈活可調(diào)。
文檔編號H02M3/155GK201750341SQ201020116318
公開日2011年2月16日 申請日期2010年2月9日 優(yōu)先權(quán)日2010年2月9日
發(fā)明者劉衛(wèi)光, 劉虹, 和軍平, 孫偉遠 申請人:深圳市貴鴻達電子有限公司