專利名稱：功率因數(shù)改善電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及改善將交流輸入轉(zhuǎn)換為直流時(shí)的功率因數(shù)的功率因數(shù)改善電路。
背景技術(shù)：
以往，為了防止將交流電源的交流電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓時(shí)的功率因數(shù)降低，使用 升壓型的功率因數(shù)改善電路。在專利文獻(xiàn)1中記載了如下的電源裝置將橋型全波整流電 路的反饋電流流過(guò)的一側(cè)的2個(gè)整流元件分別置換為高速開(kāi)關(guān)元件，通過(guò)適當(dāng)控制高速開(kāi) 關(guān)元件來(lái)改善功率因數(shù)，并且，能夠?qū)崿F(xiàn)部件數(shù)量的削減以及轉(zhuǎn)換效率、可靠性的提高。該電源裝置構(gòu)筑為，根據(jù)正弦波交流的線輸入電壓的上波側(cè)部和下波側(cè)部來(lái)控制 各開(kāi)關(guān)元件，由此，使輸入電流的波形與輸入電壓的波形為相似形且為同相的波形，能夠改 善功率因數(shù)。并且，不需要橋型全波整流電路，因此，具有消除了由于整流二極管的順向電 壓下降而引起的損失，能夠改善效率的優(yōu)點(diǎn)。圖9是示出現(xiàn)有的臨界工作模式的橋型功率因數(shù)改善電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。如 圖9所示，該功率因數(shù)改善電路由電抗器L1、L2 ；開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2 ；二極管Dl D4 ；電容器 Cl C3 ；電阻Rl R7 ；半波整流電路1、2 ；以及控制電路3構(gòu)成。開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2在比交流電源(ACinput)的頻率高的頻率下，對(duì)經(jīng)由電抗器Li、 L2的主繞組Lla、L2a供給的電壓進(jìn)行開(kāi)關(guān)，進(jìn)行升壓并輸出?？刂齐娐?對(duì)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2的開(kāi)關(guān)進(jìn)行控制，以使流到電抗器Li、L2的主繞組 Lla、L2a的電流與交流電源的交流輸入電壓波形成比例，由此能夠改善功率因數(shù)。并且，在 通過(guò)在電抗器Li、L2的輔助繞組Lib、L2b產(chǎn)生的回掃電壓檢測(cè)到流到電抗器Li、L2的主 繞組Lla、L2a的電流減小為零的情況下，控制電路3對(duì)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2進(jìn)行接通控制。具體而言，如圖9所示，控制電路3由比較器4、單觸發(fā)電路5、誤差放大器6、乘法 器7、比較器8、RS觸發(fā)器9、驅(qū)動(dòng)器10構(gòu)成，根據(jù)輸入到Z⑶端子、CS端子、FB端子和MULT 端子的諸多信號(hào)，生成用于對(duì)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2進(jìn)行接通/斷開(kāi)控制的信號(hào)，從OUT端子輸 出ο伴隨開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2的接通而蓄積在電抗器Li、L2中的能量，伴隨開(kāi)關(guān)元件Ql、 Q2的斷開(kāi)而經(jīng)由二極管Dl、D2蓄積在電容器C2中。電容器C2的兩端電壓即輸出電壓由 電阻R3、R4分壓而輸入到FB端子。誤差放大器6對(duì)從檢測(cè)輸出電壓的FB端子輸入的電壓 和規(guī)定的基準(zhǔn)電壓Vthl進(jìn)行比較，將基于其誤差的電壓輸出到乘法器7。乘法器7對(duì)從檢測(cè)交流輸入電壓的MULT端子輸入的電壓和誤差放大器6的輸出 電壓進(jìn)行相乘，將基于該相乘的電壓輸出到比較器8。另外，輸入到MULT端子的電壓是通過(guò) 電阻R5和R6對(duì)如下的脈動(dòng)電壓進(jìn)行分壓后的電壓利用二極管D3、D4對(duì)經(jīng)由電抗器Li、 L2的主繞組Lla、L2a供給的電壓進(jìn)行整流后的脈動(dòng)電壓。另一方面，半波整流電路2根據(jù)流到開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的電流，對(duì)在電阻R1、R2產(chǎn)生 的電壓進(jìn)行半波整流，經(jīng)由CS端子輸出到比較器8。比較器8對(duì)乘法器7的輸出電壓和半波整流電路2的輸出電壓進(jìn)行比較，在電阻
3R1、R2產(chǎn)生的電壓高于乘法器7的輸出電壓的情況下，對(duì)RS觸發(fā)器9的復(fù)位端子R產(chǎn)生輸
出ο半波整流電路1根據(jù)流到電抗器Li、L2的主繞組Lla、L2a的電流，對(duì)在輔助繞組 Lib、L2b產(chǎn)生的回掃電壓進(jìn)行半波整流，經(jīng)由電阻R7和Z⑶端子輸出到比較器4。半波整 流電路1可以說(shuō)是如下的電路去除在輔助繞組Lib、L2b中分別出現(xiàn)的極性相互不同的波 形的負(fù)側(cè)，因此，結(jié)果與交流電源的頻率同步地僅選擇正側(cè)的波形。比較器4對(duì)從檢測(cè)流到電抗器L1、L2的主繞組Lla、L2a的電流的Z⑶端子輸入的 電壓和基準(zhǔn)電壓Vth2進(jìn)行比較，將其比較結(jié)果輸出到單觸發(fā)電路5。在被輸入從低電平上升到高電平的信號(hào)的情況下，單觸發(fā)電路5將低電平的信號(hào) 輸出到RS觸發(fā)器9的設(shè)置端子S。另一方面，在被輸入從高電平下降到低電平的信號(hào)的情 況下，單觸發(fā)電路5將一定時(shí)間寬度的脈沖信號(hào)輸出到RS觸發(fā)器9的設(shè)置端子S。RS觸發(fā)器9根據(jù)輸入到復(fù)位端子R或設(shè)置端子S的電壓，針對(duì)輸出端子Q進(jìn)行設(shè) 置動(dòng)作或復(fù)位動(dòng)作。驅(qū)動(dòng)器10例如由使用了晶體管的開(kāi)關(guān)電路構(gòu)成，根據(jù)RS觸發(fā)器9的 輸出端子Q的電壓，對(duì)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2進(jìn)行接通/斷開(kāi)驅(qū)動(dòng)?？刂齐娐?具有上述結(jié)構(gòu)，由此實(shí)現(xiàn)臨界工作模式，檢測(cè)到在電抗器L1、L2的輔助 繞組Lib、L2b產(chǎn)生的回掃電壓為零，接通開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2。由此，在將蓄積在電抗器Ll、L2 中的能量放出到零附近的時(shí)點(diǎn)，蓄積反轉(zhuǎn)，針對(duì)電抗器Li、L2維持高利用率，并且，交流輸 入電流波形成為追隨交流輸入電壓波形的正弦波電流波形，能夠改善功率因數(shù)。專利文獻(xiàn)1日本特開(kāi)平7-115774號(hào)公報(bào)這里，在交流電源的交流輸入電壓為100V等這樣低的電壓的情況下，通過(guò)電抗器 L1、L2、以及開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的寄生電容或在漏極-源極之間附加的諧振電容器(未圖示)， 進(jìn)行部分諧振動(dòng)作，能夠得到高效率。但是，自由振動(dòng)的振幅由電抗器Li、L2的電感值、諧振電容器的電容或開(kāi)關(guān)元件 Q1、Q2的寄生電容來(lái)決定，因此，在交流輸入電壓為200V等這樣高的電壓的情況下，有時(shí)基 于自由振動(dòng)的開(kāi)關(guān)元件的電壓沒(méi)有下降到零，不進(jìn)行偽諧振動(dòng)作，成為硬開(kāi)關(guān)。圖10是示出現(xiàn)有的功率因數(shù)改善電路的各部的工作的波形圖。如圖10所示，在 開(kāi)關(guān)元件的電壓沒(méi)有下降到零而接通開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2時(shí)，由于諧振電容器(或寄生電容) 的接通時(shí)的短路電流，開(kāi)關(guān)損失增大，產(chǎn)生難以得到高效率的問(wèn)題。進(jìn)而，在臨界工作模式 下工作的功率因數(shù)改善電路在交流輸入電壓高的情況下或輕負(fù)載時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率上升，因此， 每單位時(shí)間的開(kāi)關(guān)損失進(jìn)一步增大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的課題在于，解決上述現(xiàn)有技術(shù)的問(wèn)題點(diǎn)，提供與負(fù)載的輕重和交流輸入 電壓的高低無(wú)關(guān)地得到高效率的功率因數(shù)改善電路。為了解決上述課題，本發(fā)明的功率因數(shù)改善電路的特征在于，該功率因數(shù)改善電 路具有電抗器，其蓄積交流輸入的電能，并且放出所蓄積的電能；混合橋型開(kāi)關(guān)部，其由2 個(gè)二極管和2個(gè)開(kāi)關(guān)元件構(gòu)成，對(duì)所述電抗器的電能的蓄積和放出進(jìn)行切換；控制部，其根 據(jù)流到所述電抗器的電流來(lái)進(jìn)行所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的接通控制，并且，根據(jù)流到所述2個(gè)開(kāi) 關(guān)元件的電流來(lái)進(jìn)行所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的斷開(kāi)控制；以及工作模式切換部，其根據(jù)所述交流輸入的電壓來(lái)對(duì)不連續(xù)工作模式和臨界工作模式進(jìn)行切換。根據(jù)本發(fā)明，能夠提供與負(fù)載的輕重和交流輸入電壓的高低無(wú)關(guān)地得到高效率的 功率因數(shù)改善電路。


圖1是示出本發(fā)明的實(shí)施例1的方式的功率因數(shù)改善電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖2是示出本發(fā)明的實(shí)施例1的方式的功率因數(shù)改善電路的工作的各部的波形 圖。圖3是示出本發(fā)明的實(shí)施例1的方式的功率因數(shù)改善電路中的臨界工作模式和不 連續(xù)工作模式之間的工作模式切換的波形圖。圖4是示出本發(fā)明的實(shí)施例1的方式的功率因數(shù)改善電路中的工作模式切換的波 形圖的放大圖。圖5是示出本發(fā)明的實(shí)施例1的方式的功率因數(shù)改善電路的其他結(jié)構(gòu)例的電路 圖。圖6是示出本發(fā)明的實(shí)施例1的方式的功率因數(shù)改善電路的其他結(jié)構(gòu)例的電路 圖。圖7是示出本發(fā)明的實(shí)施例2的方式的功率因數(shù)改善電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖8是示出本發(fā)明的實(shí)施例2的方式的功率因數(shù)改善電路的工作的各部的波形 圖。圖9是示出現(xiàn)有的臨界工作模式的橋型功率因數(shù)改善電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖10是示出現(xiàn)有的功率因數(shù)改善電路的工作的各部的波形圖。標(biāo)號(hào)說(shuō)明1、2 半波整流電路；3 控制電路；4 比較器；5 單觸發(fā)電路；6 誤差放大器；7 乘法器；8 比較器；9 :RS觸發(fā)器；10 驅(qū)動(dòng)器；11 工作模式切換部；12 比較器；L1、L2、L3、 L4 電抗器；Q1、Q2、Q10、Q11 開(kāi)關(guān)元件；D1、D2、D3、D4、D10、D11、D20、D21 二極管；C1、C2、 C3、C4、C10 電容器；R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R10、R11、R12、R13 電阻。
具體實(shí)施例方式下面，根據(jù)附圖詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明的功率因數(shù)改善電路的實(shí)施方式。實(shí)施例1下面，參照

本發(fā)明的實(shí)施例。首先，說(shuō)明本實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)。圖1是示出 本發(fā)明的實(shí)施例1的功率因數(shù)改善電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。如圖1所示，該功率因數(shù)改善電 路由電抗器L1、L2 ；開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2 ；二極管Dl D4 ；電容器Cl C3 ；電阻Rl R7 ；半波 整流電路1、2 ；控制電路3 ；以及工作模式切換部11構(gòu)成。因此，與在圖9中說(shuō)明的現(xiàn)有的 功率因數(shù)改善電路的不同之處在于，新設(shè)有工作模式切換部11。另外，在圖1中，與圖9中 的結(jié)構(gòu)要素相同或均等的部分標(biāo)以與所述相同的標(biāo)號(hào)，并省略重復(fù)的說(shuō)明。電抗器L1、L2蓄積交流輸入(交流電源)的電能，并且，從電抗器L1、L2的主繞組 Lla, L2a放出所蓄積的電能作為輸出電流。并且，電抗器Li、L2的輔助繞組Lib、L2b與圖 9所示的現(xiàn)有的功率因數(shù)改善電路相同，一端接地，并且另一端與半波整流電路1連接。
由二極管Dl、D2和開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2構(gòu)成的混合橋?qū)?yīng)于本發(fā)明的混合橋型開(kāi)關(guān) 部，對(duì)電抗器Li、L2的電能的蓄積和放出進(jìn)行切換。開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2在比交流電源(ACinput)的頻率高的頻率下，對(duì)經(jīng)由電抗器Li、 L2的主繞組Lla、L2a供給的電壓進(jìn)行開(kāi)關(guān)，進(jìn)行升壓并輸出。在本實(shí)施例中，開(kāi)關(guān)元件Q1、 Q2 由 FET(Field Effect Transistor)構(gòu)成，但是不限于此。并且，電阻R1、R2相對(duì)于開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2分別串聯(lián)連接，將流到開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的 電流轉(zhuǎn)換為電壓，經(jīng)由半波整流電路2和CS端子輸出到控制電路3內(nèi)的比較器8?？刂齐娐?對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的控制部，根據(jù)流到電抗器Li、L2的主繞組Lla、L2a的 電流來(lái)進(jìn)行2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的接通控制，并且，根據(jù)流到2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的電流來(lái) 進(jìn)行2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的斷開(kāi)控制。控制電路3的具體結(jié)構(gòu)與在圖9中說(shuō)明的現(xiàn)有的功 率因數(shù)改善電路相同，因此省略重復(fù)的說(shuō)明。工作模式切換部11對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的工作模式切換部，根據(jù)交流輸入的電壓(交流 輸入電壓)來(lái)切換不連續(xù)工作模式和臨界工作模式。具體而言，工作模式切換部11由二極管D10、D11 ；電阻RlO R13 ；開(kāi)關(guān)元件Q10、 Qll ；電容器ClO ；以及電源Vcc構(gòu)成。另外，電源Vcc和電阻Rll也可置換為恒流電源。工作模式切換部11在交流輸入的電壓為規(guī)定值以上的情況下，強(qiáng)制調(diào)節(jié)控制電 路3的接通控制定時(shí)，使2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2的斷開(kāi)期間固定，由此，使功率因數(shù)改善電路 在不連續(xù)工作模式下工作。進(jìn)而，工作模式切換部11在交流輸入的電壓小于規(guī)定值的情況下，解除針對(duì)控制 電路3的接通控制定時(shí)的強(qiáng)制調(diào)節(jié)，使2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2的斷開(kāi)期間可變，由此，使功率 因數(shù)改善電路在臨界工作模式下工作。這里，由電容器ClO和電阻R12構(gòu)成的時(shí)間常數(shù)電路使控制電路3的接通控制定 時(shí)延遲規(guī)定時(shí)間。該時(shí)間常數(shù)電路的詳細(xì)動(dòng)作在后面敘述。并且，開(kāi)關(guān)元件QlO對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的充放電部，在2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的接通期間 使電容器ClO放電，并且，在2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的斷開(kāi)期間使電容器ClO充電。在本實(shí)施 例中，開(kāi)關(guān)元件QlO是NPN型的雙極晶體管，控制電路3的OUT端子經(jīng)由電阻RlO與基極連 接，因此，與開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2的接通/斷開(kāi)動(dòng)作同步地進(jìn)行接通/斷開(kāi)控制。并且，由電阻R13和開(kāi)關(guān)元件Qll構(gòu)成的串聯(lián)電路對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的工作模式切換 判斷部，與電阻R12并聯(lián)連接。在本實(shí)施例中，開(kāi)關(guān)元件Qll是PNP型的雙極晶體管，MULT 端子與基極連接，因此，構(gòu)成為在交流輸入的電壓小于規(guī)定值的情況下接通。工作模式切換判斷部在交流輸入的電壓為規(guī)定值以上的情況下，開(kāi)關(guān)元件Qll斷 開(kāi)，經(jīng)由二極管D11，向控制電路3的檢測(cè)流到電抗器L1、L2的主繞組Lla、L2a的電流的端 子(ZCD端子)輸出在電阻R12產(chǎn)生的電壓，由此，強(qiáng)制調(diào)節(jié)控制電路3的接通控制定時(shí)，使 2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的斷開(kāi)期間固定，使功率因數(shù)改善電路在不連續(xù)工作模式下工作。并且，工作模式切換判斷部在交流輸入的電壓小于規(guī)定值的情況下，開(kāi)關(guān)元件Qll 接通，阻止對(duì)控制電路3 (Z⑶端子)輸出在電阻R12產(chǎn)生的電壓，由此，使2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Ql、 Q2的斷開(kāi)期間可變，使功率因數(shù)改善電路在臨界工作模式下工作。接著，說(shuō)明如上所述構(gòu)成的本實(shí)施方式的作用。在本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路 中，除了工作模式切換部11以外的結(jié)構(gòu)中的動(dòng)作與現(xiàn)有的功率因數(shù)改善電路相同，以交流輸入的電流(交流輸入電流)成為追隨交流輸入電壓波形的正弦波電流波形的方式進(jìn)行動(dòng) 作，改善了功率因數(shù)。圖9所示的現(xiàn)有的功率因數(shù)改善電路在臨界工作模式下工作，但是，本實(shí)施例的 功率因數(shù)改善電路具有工作模式切換部11，由此，在交流輸入的電壓高的情況下，在不連續(xù) 工作模式下進(jìn)行工作。說(shuō)明該情況下的工作。圖2是示出本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路的不連續(xù)工作模式下的工作的各部的 波形圖。另外，圖2所示的波形圖是交流輸入的L相電壓為正的期間。并且，在圖2中，設(shè)L 相電壓高到功率因數(shù)改善電路的工作為不連續(xù)工作模式的工作的程度。這里，交流輸入的 L相電壓為規(guī)定值以上，因此，MULT端子的電壓變高，開(kāi)關(guān)元件Qll被控制為斷開(kāi)。因此，在 電阻R12產(chǎn)生的電壓經(jīng)由二極管Dll輸出到Z⑶端子。在時(shí)刻t0中，在控制電路3的OUT端子的信號(hào)為H(高)電平的情況下，對(duì)2個(gè)開(kāi) 關(guān)元件Ql、Q2進(jìn)行接通控制。此時(shí)，對(duì)開(kāi)關(guān)元件QlO也進(jìn)行接通控制，因此，開(kāi)關(guān)元件QlO 的集電極電壓為L(zhǎng)(低)電平。即，開(kāi)關(guān)元件QlO輸出針對(duì)OUT端子信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)。如圖2所示，在開(kāi)關(guān)元件Ql接通的期間，流到電抗器Ll的主繞組Lla的電流逐漸 上升。隨之，流到開(kāi)關(guān)元件Ql的電流也上升。在電阻Rl產(chǎn)生的電壓高于乘法器7的輸出電壓的情況下，控制電路3內(nèi)的比較器 8對(duì)RS觸發(fā)器9的復(fù)位端子R輸出H電平的信號(hào)，使OUT端子的信號(hào)為L(zhǎng)電平(時(shí)刻tl)。當(dāng)OUT端子的信號(hào)電平為L(zhǎng)電平時(shí)，開(kāi)關(guān)元件Ql斷開(kāi)，因此，蓄積在電抗器Ll中 的電能作為輸出電流從電抗器Ll的主繞組Lla放出。流到電抗器Ll的主繞組Lla的電流 逐漸降低。并且，當(dāng)OUT端子的信號(hào)為L(zhǎng)電平時(shí)，對(duì)開(kāi)關(guān)元件QlO進(jìn)行斷開(kāi)控制，因此，在開(kāi)關(guān) 元件QlO的集電極側(cè)產(chǎn)生基于電源Vcc的電壓。由此，在構(gòu)成時(shí)間常數(shù)電路的電阻R12的 兩端產(chǎn)生電壓，因此，電阻R12經(jīng)由二極管Dll向Z⑶端子輸出電壓。并且，與此同時(shí)，開(kāi)始 對(duì)電容器ClO進(jìn)行充電。然后，隨著在電容器ClO中蓄積電荷，電阻R12兩端的電壓降低。因此，如圖2所 示，輸出到Z⑶端子的電壓逐漸降低。如果是在臨界工作模式下工作的情況，則當(dāng)流到電抗器Li、L2的主繞組Lla、L2a 的電流為零時(shí)，控制電路3在ZCD端子中檢測(cè)零電流，使OUT端子的信號(hào)為H電平，再次接 通開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2。但是，在圖2中，本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路由于在Z⑶端子中相加 的電壓而在不連續(xù)工作模式下工作，在時(shí)刻t2中，即使流到電抗器L1、L2的主繞組Lla、L2a 的電流為零，只要ZCD端子的電壓不成為Vth2以下，OUT端子的信號(hào)就維持為L(zhǎng)電平。由電容器ClO和電阻R12構(gòu)成的時(shí)間常數(shù)電路如上所述對(duì)ZCD端子施加電壓，由 此，使控制電路3的接通控制定時(shí)延遲規(guī)定時(shí)間，使斷開(kāi)時(shí)間寬度固定。在時(shí)刻t3中，當(dāng) ZCD端子的電壓為Vth2以下時(shí)，控制電路3再次從OUT端子輸出H電平的信號(hào)，接通開(kāi)關(guān)元 件 Q1、Q2、Q10。開(kāi)關(guān)元件QlO接通，由此，進(jìn)行電容器ClO的放電。此時(shí)，與電阻R12并聯(lián)連接的 二極管DlO具有迅速取出蓄積在電容器ClO中的電荷的效果。接著，說(shuō)明臨界工作模式和不連續(xù)工作模式之間的工作模式切換。圖3是示出本 實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路中的臨界工作模式和不連續(xù)工作模式之間的工作模式切換的波形圖，是交流輸入的L相電壓為正的期間中的波形。并且，圖4是在圖3所示的波形圖的 放大圖中進(jìn)一步示出ZCD端子的電壓波形的圖。在交流輸入的電壓低的情況下，如圖3的交流輸入相位0 θ所示，MULT端子電 壓低，因此，對(duì)開(kāi)關(guān)元件Qll進(jìn)行接通控制。因此，電阻R12的兩端電壓降低，結(jié)果，工作模 式切換判斷部阻止對(duì)控制電路3輸出在電阻R12產(chǎn)生的電壓。即，解除工作模式切換部11 針對(duì)控制電路3的接通控制定時(shí)的強(qiáng)制調(diào)節(jié)，功率因數(shù)改善電路在臨界工作模式下進(jìn)行工作。因此，如圖3、4所示，在流到電抗器Ll的主繞組Lla的電流(Lla電流)降低到零 附近的同時(shí)，控制電路3檢測(cè)到ZCD端子的電壓降低到小于Vth2，使OUT端子的信號(hào)為H電 平，接通開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2。并且，當(dāng)交流輸入的電壓變高時(shí)，如圖3所示，在相位θ中，MULT端子電壓高于規(guī) 定值，對(duì)開(kāi)關(guān)元件Qll進(jìn)行斷開(kāi)控制。因此，工作模式切換判斷部向控制電路3的ZCD端子 輸出在電阻R12產(chǎn)生的電壓，強(qiáng)制調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2的接通控制定時(shí)，使斷開(kāi)期間固定。 由此，功率因數(shù)改善電路在不連續(xù)工作模式下進(jìn)行工作。因此，如圖3、4所示，即使流到電抗器Ll的主繞組Lla的電流(Lla電流)在相位 a2降低到零附近，Z⑶端子的電壓也為Vth2以上，因此，控制電路3不使OUT端子的信號(hào)為 H電平，在相位a3中，在ZCD端子的電壓降低到小于Vth2的情況下，使OUT端子的信號(hào)為H 電平，接通開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2。一般地，臨界工作模式下的開(kāi)關(guān)接通/斷開(kāi)時(shí)間如下式表現(xiàn)。K, =^h …⑴
「. ^tg — ‘~~χ}, ι …⑵ vQ ！
O糾其中，⑴式和⑵式中的各記號(hào)表示的意思如下所述。t。n 開(kāi)關(guān)接通時(shí)間(sec)。 t。ff:開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)間(sec)。L 電抗器的電感(H)。η 效率(0 < η < 1)。PO 輸出功率 (w)。Vrms 交流輸入電壓(V)。VO 直流輸出電壓(V)。θ 相位角(rad)。因此，如上所述，現(xiàn)有的功率因數(shù)改善電路存在以下問(wèn)題交流輸入電壓的有效值 Vrms越大，開(kāi)關(guān)頻率越上升，每單位時(shí)間的開(kāi)關(guān)損失增大。但是，本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路能夠通過(guò)由電阻R12、電容器ClO給出的時(shí)間 常數(shù)，延長(zhǎng)開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)間，因此，能夠降低開(kāi)關(guān)頻率，能夠減少損失得到高效率。然后，在相位角π-θ中，當(dāng)MULT端子電壓低于規(guī)定值時(shí)，對(duì)開(kāi)關(guān)元件Qll進(jìn)行接 通控制。因此，工作模式切換部11再次解除針對(duì)控制電路3的接通控制定時(shí)的強(qiáng)制調(diào)節(jié)， 提示功率因數(shù)改善電路在臨界工作模式下的工作。另外，在圖2、圖3、圖4中，說(shuō)明了交流輸入的L相電壓為正的期間，但是，N相電 壓為正的期間的工作也同樣，只要將圖中的Lla電流考慮為L(zhǎng)2a電流即可。并且，設(shè)計(jì)者通過(guò)電阻R12、R13的調(diào)整，能夠任意地設(shè)定交流輸入的相位角θ、 JI “ θ中的臨界工作模式和不連續(xù)工作模式之間的切換，能夠得到最佳的功率因數(shù)。如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例1的方式的功率因數(shù)改善電路，能夠通過(guò)追加較 少的部件數(shù)量，與交流輸入電壓的高低無(wú)關(guān)地得到高效率。即，本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路在交流輸入電壓低的區(qū)域中，在臨界工作模式下工作，在交流輸入電壓高的區(qū)域中，在降 低了開(kāi)關(guān)頻率的不連續(xù)工作模式下工作，因此，能夠減少每單位時(shí)間的損失而得到高效率。進(jìn)而，在交流輸入電壓高的區(qū)域中，在降低了開(kāi)關(guān)頻率的不連續(xù)工作模式下工作， 由此，能夠使過(guò)電流設(shè)定值為與交流輸入電壓低的區(qū)域大致相同的一定值。即，本發(fā)明的功 率因數(shù)改善電路能夠與交流輸入電壓無(wú)關(guān)地使過(guò)電流設(shè)定值大致為一定值。并且，主電路采用混合橋，因此，與專利文獻(xiàn)1所述的電源裝置同樣，具有不需要 全波整流電路，有助于效率改善的優(yōu)點(diǎn)。另外，圖5是示出本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路的其他結(jié)構(gòu)例的電路圖。與圖1 所示的功率因數(shù)改善電路的不同之處在于，代替在L相和N相雙方設(shè)置電抗器L1、L2，僅在 N相具有電抗器L3。在本發(fā)明的功率因數(shù)改善電路中，電抗器不是必須設(shè)置在L相和N相 雙方，如圖5所示，也可以僅設(shè)置在N相，還可以僅設(shè)置在L相。圖5所示的功率因數(shù)改善電路的電抗器L3設(shè)有輔助繞組L3b、L3c,以便能夠與N 相電壓的正負(fù)無(wú)關(guān)地檢測(cè)流到電抗器的電流，因此，工作與圖1所示的功率因數(shù)改善電路 相同。并且，不僅能夠得到與圖1所示的功率因數(shù)改善電路相同的效果，而且電抗器只 要一個(gè)即可，因此，具有有助于低成本化的優(yōu)點(diǎn)。進(jìn)而，還能夠?qū)崿F(xiàn)圖6所示的結(jié)構(gòu)的功率因數(shù)改善電路。該情況下的功率因數(shù)改 善電路與圖1的功率因數(shù)改善電路同樣，在L相和N相雙方具有電抗器，但是，電抗器本身 僅設(shè)置一個(gè)電抗器L4即可，因此，與圖5所示的功率因數(shù)改善電路同樣，在成本方面具有優(yōu)
點(diǎn)ο圖7是示出本發(fā)明的實(shí)施例2的功率因數(shù)改善電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。與實(shí)施例1 的圖1所示的功率因數(shù)改善電路的不同之處在于，新設(shè)有二極管D20、D21、比較器12以及 電容器C4?？刂齐娐?內(nèi)的誤差放大器6對(duì)從檢測(cè)輸出電壓的FB端子輸入的電壓和規(guī)定的 基準(zhǔn)電壓Vthl進(jìn)行比較，將基于其誤差的電壓輸出到為了進(jìn)行相位補(bǔ)償而設(shè)置的comp端 子和乘法器7。在輕負(fù)載時(shí)，輸入到FB端子的電壓增大，因此，誤差放大器6的輸出電平下降， comp端子的電壓減小。因此，本實(shí)施例的工作模式切換部11通過(guò)檢測(cè)comp端子的電壓，判斷是否是輕負(fù) 載區(qū)域，對(duì)工作模式進(jìn)行切換。換言之，工作模式切換部11不僅根據(jù)檢測(cè)交流輸入電壓的 MULT端子電壓，還根據(jù)混合橋型開(kāi)關(guān)部的輸出功率，來(lái)切換不連續(xù)工作模式和臨界工作模 式。具體而言，在comp端子和地線之間連接有電容器C4。并且，comp端子與比較器12 的負(fù)側(cè)輸入端子連接。另一方面，比較器12的正側(cè)輸入端子與Vth3的電壓源連接，比較器 12的輸出端子經(jīng)由二極管D21與開(kāi)關(guān)元件Qll的基極連接。并且，二極管D20設(shè)于開(kāi)關(guān)元件Qll和MULT端子之間。通過(guò)具有二極管D20、D21， 由此，防止在MULT端子和比較器12的輸出端子之間流過(guò)電流，并且，還能夠根據(jù)比較器12 的輸出端子和MULT端子中的任意端子的電壓對(duì)開(kāi)關(guān)元件Qll進(jìn)行接通/斷開(kāi)控制。在基于混合橋型開(kāi)關(guān)部的輸出電壓的相位補(bǔ)償用信號(hào)的comp端子電壓小于規(guī)定值(Vth3)的情況下，工作模式切換部11判斷為輕負(fù)載，選擇不連續(xù)工作模式的工作，并且， 在相位補(bǔ)償用信號(hào)的comp端子電壓為規(guī)定值(Vth3)以上的情況下，工作模式切換部11判 斷為重負(fù)載，選擇臨界工作模式的工作。S卩，工作模式切換判斷部在comp端子電壓小于規(guī)定值(Vth3)的情況下，使開(kāi)關(guān)元 件Qll斷開(kāi)，經(jīng)由二極管Dll向控制電路3的Z⑶端子輸出在電阻R12產(chǎn)生的電壓，由此， 強(qiáng)制調(diào)節(jié)控制電路3的接通控制定時(shí)，使2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的斷開(kāi)期間固定，使功率因數(shù) 改善電路在不連續(xù)工作模式下工作。另一方面，工作模式切換判斷部在comp端子電壓為規(guī)定值(Vth3)以上的情況下， 使開(kāi)關(guān)元件Qll接通，阻止向控制電路3的ZCD端子輸出在電阻R12產(chǎn)生的電壓，由此，使 2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的斷開(kāi)期間可變，使功率因數(shù)改善電路在臨界工作模式下工作。其他結(jié)構(gòu)與實(shí)施例1的圖1所示的功率因數(shù)改善電路相同，省略重復(fù)的說(shuō)明。接著，說(shuō)明如上所述構(gòu)成的本實(shí)施方式的作用。本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路的 動(dòng)作基本上與實(shí)施例1的功率因數(shù)改善電路大致相同。與實(shí)施例1的功率因數(shù)改善電路的 動(dòng)作的不同之處在于，根據(jù)負(fù)載的輕重來(lái)切換工作模式，因此，說(shuō)明該切換動(dòng)作。圖8是示出在本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路中基于負(fù)載輕重的動(dòng)作的各部的波 形圖。另外，圖8所示的波形圖是交流輸入的L相電壓為正的期間。另外，N相電壓為正的 期間的動(dòng)作也同樣，只要將圖中的Lla電流考慮為L(zhǎng)2a電流即可。首先，在輕負(fù)載時(shí)，輸入到FB端子的電壓增大，因此，誤差放大器6的輸出電平下 降，comp端子的電壓也降低。在comp端子電壓小于規(guī)定值(Vth3)的情況下，在比較器12 的輸出端子產(chǎn)生電壓，成為電流不流到二極管D21的狀態(tài)。結(jié)果，開(kāi)關(guān)元件Qll斷開(kāi)，因此， 經(jīng)由二極管Dll向控制電路3的Z⑶端子輸出在電阻R12產(chǎn)生的電壓，由此，工作模式切換 部11強(qiáng)制調(diào)節(jié)控制電路3的接通控制定時(shí)，使2個(gè)開(kāi)關(guān)元件Ql、Q2的斷開(kāi)期間固定，使功 率因數(shù)改善電路在不連續(xù)工作模式下工作。S卩，在基于混合橋型開(kāi)關(guān)部的輸出功率的相位補(bǔ)償用信號(hào)的comp端子電壓小于 規(guī)定值(Vth3)的情況下，工作模式切換部11判斷為輕負(fù)載，選擇不連續(xù)工作模式的工作。另一方面，在重負(fù)載時(shí)，輸入到FB端子的電壓減小，因此，誤差放大器6的輸出電 平上升，comp端子的電壓也升高。在comp端子電壓為規(guī)定值(Vth3)以上的情況下，不在 比較器12的輸出端子產(chǎn)生電壓，因此，二極管D21導(dǎo)通。結(jié)果，開(kāi)關(guān)元件Qll接通，因此，電 阻R12的兩端電壓下降，解除工作模式切換部11針對(duì)控制電路3的接通控制定時(shí)的強(qiáng)制調(diào) 節(jié)，功率因數(shù)改善電路在臨界工作模式下工作。S卩，在基于混合橋型開(kāi)關(guān)部的輸出功率的相位補(bǔ)償用信號(hào)的comp端子電壓為規(guī) 定值(Vth3)以上的情況下，工作模式切換部11判斷為重負(fù)載，選擇臨界工作模式的工作。另外，如在實(shí)施例1中說(shuō)明的那樣，工作模式切換部11還根據(jù)交流輸入電壓的高 低來(lái)切換工作模式，因此，作為本實(shí)施例中的動(dòng)作，在重負(fù)載或交流輸入電壓低的情況下， 選擇臨界工作模式的工作，在輕負(fù)載或交流輸入電壓高的情況下，選擇不連續(xù)工作模式的 工作。其他作用與實(shí)施例1的圖1所示的功率因數(shù)改善電路相同，省略重復(fù)的說(shuō)明。如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例2的方式的功率因數(shù)改善電路，除了實(shí)施例1的效 果以外，能夠通過(guò)追加較少的部件數(shù)量，與負(fù)載的輕重?zé)o關(guān)地得到高效率。即，本實(shí)施例的功率因數(shù)改善電路在中 重負(fù)載區(qū)域中，在臨界工作模式下工作，在輕負(fù)載區(qū)域中，在降低 了開(kāi)關(guān)頻率的不連續(xù)工作模式下工作，因此，能夠在全負(fù)載區(qū)域中得到高效率。并且，工作模式切換部11針對(duì)交流輸入電壓的高低和負(fù)載的輕重雙方來(lái)選擇適 當(dāng)?shù)墓ぷ髂Ｊ?，因此，能夠進(jìn)行基于狀況的細(xì)致的動(dòng)作以實(shí)現(xiàn)高效率。產(chǎn)業(yè)上的可利用性本發(fā)明的功率因數(shù)改善電路能夠用于在將交流輸入轉(zhuǎn)換為直流來(lái)輸出的開(kāi)關(guān)電 源裝置中使用的功率因數(shù)改善電路。
權(quán)利要求
一種功率因數(shù)改善電路，其特征在于，該功率因數(shù)改善電路具有電抗器，其蓄積交流輸入的電能，并且放出所蓄積的電能；混合橋型開(kāi)關(guān)部，其由2個(gè)二極管和2個(gè)開(kāi)關(guān)元件構(gòu)成，對(duì)所述電抗器的電能的蓄積和放出進(jìn)行切換；控制部，其根據(jù)流到所述電抗器的電流來(lái)進(jìn)行所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的接通控制，并且，根據(jù)流到所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的電流來(lái)進(jìn)行所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的斷開(kāi)控制；以及工作模式切換部，其根據(jù)所述交流輸入的電壓來(lái)對(duì)不連續(xù)工作模式和臨界工作模式進(jìn)行切換。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的功率因數(shù)改善電路，其特征在于，所述工作模式切換部在所述交流輸入的電壓為規(guī)定值以上的情況下，強(qiáng)制調(diào)節(jié)所述控 制部的接通控制定時(shí)，使所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的斷開(kāi)期間固定，由此，使該功率因數(shù)改善電路 在不連續(xù)工作模式下工作，并且，在所述交流輸入的電壓小于規(guī)定值的情況下，解除針對(duì)所 述控制部的接通控制定時(shí)的強(qiáng)制調(diào)節(jié)，使所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的斷開(kāi)期間可變，由此，使該功 率因數(shù)改善電路在臨界工作模式下工作。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的功率因數(shù)改善電路，其特征在于， 所述工作模式切換部具有時(shí)間常數(shù)電路，其由電阻和電容器構(gòu)成，使所述控制部的接通控制定時(shí)延遲規(guī)定時(shí)間；充放電部，其在所述2個(gè)開(kāi)關(guān)元件的接通期間使所述電容器放電，并且，在所述2個(gè)開(kāi) 關(guān)元件的斷開(kāi)期間使所述電容器充電；以及工作模式切換判斷部，其在所述交流輸入的電壓為規(guī)定值以上的情況下，向所述控制 部的檢測(cè)流到所述電抗器的電流的端子輸出在所述電阻上產(chǎn)生的電壓，并且，在所述交流 輸入的電壓小于規(guī)定值的情況下，阻止對(duì)所述控制部輸出在所述電阻上產(chǎn)生的電壓。
4.根據(jù)權(quán)利要求1 3中的任意一項(xiàng)所述的功率因數(shù)改善電路，其特征在于， 所述工作模式切換部還根據(jù)所述混合橋型開(kāi)關(guān)部的輸出電壓來(lái)對(duì)不連續(xù)工作模式和臨界工作模式進(jìn)行切換。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的功率因數(shù)改善電路，其特征在于，所述工作模式切換部在基于所述混合橋型開(kāi)關(guān)部的輸出電壓的相位補(bǔ)償用信號(hào)的電 壓小于規(guī)定值的情況下，判斷為輕負(fù)載，選擇不連續(xù)工作模式，并且，在所述相位補(bǔ)償用信 號(hào)的電壓為規(guī)定值以上的情況下，判斷為重負(fù)載，選擇臨界工作模式。
全文摘要
本發(fā)明提供與負(fù)載的輕重和交流輸入電壓的高低無(wú)關(guān)地得到高效率的功率因數(shù)改善電路。功率因數(shù)改善電路具有電抗器(L1、L2)，其蓄積交流輸入的電能，并且放出所蓄積的電能；混合橋型開(kāi)關(guān)部，其由2個(gè)二極管(D1、D2)和2個(gè)開(kāi)關(guān)元件(Q1、Q2)構(gòu)成，對(duì)電抗器的電能的蓄積和放出進(jìn)行切換；控制電路(3)，其根據(jù)流到電抗器的電流來(lái)進(jìn)行2個(gè)開(kāi)關(guān)元件(Q1、Q2)的接通控制，并且，根據(jù)流到2個(gè)開(kāi)關(guān)元件(Q1、Q2)的電流來(lái)進(jìn)行2個(gè)開(kāi)關(guān)元件(Q1、Q2)的斷開(kāi)控制；以及工作模式切換部(11)，其根據(jù)交流輸入的電壓來(lái)對(duì)不連續(xù)工作模式和臨界工作模式進(jìn)行切換。
文檔編號(hào)H02M1/42GK101951138SQ20101022043
公開(kāi)日2011年1月19日 申請(qǐng)日期2010年7月1日 優(yōu)先權(quán)日2009年7月8日
發(fā)明者千葉明輝 申請(qǐng)人:三墾電氣株式會(huì)社