專利名稱：功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于從交流電源得到穩(wěn)定的直流輸出的開關(guān)電源，特別涉及抑制流向 交流電源的高次諧波電流的功率因數(shù)改善(PFC :PowerFactor Correction)電路的控制方 式。
背景技術(shù)：
在開關(guān)電源中，為了抑制流向交流電源的高次諧波電流，廣泛地應(yīng)用功率因數(shù)改 善電路，該功率因數(shù)改善電路使用具備整流橋、電感器(inductor)、開關(guān)元件、二極管或同 步整流用開關(guān)元件、電容器的升壓斬波器(chopper)。特別是，在數(shù)百瓦級別的開關(guān)電源中， 一般采用如下方式，即，控制開關(guān)元件的接通(on)斷開(off)定時，使得在流過電感器的電 流極性總為正的連續(xù)模式下動作的方式。在歷來的連續(xù)模式動作的功率因數(shù)改善電路中， 主要進(jìn)行利用平均電流控制方式、峰值電流控制方式等的控制。 圖4表示歷來的平均電流控制方式的控制電路。在該方式中，為了在使直流輸出 電壓Vo穩(wěn)定的同時將流向交流電源l側(cè)的電流控制為正弦波狀，利用電壓誤差放大器11 生成直流輸出電壓Vo和電壓指令值Vref的電壓誤差放大信號，令利用乘法器12將該電壓 誤差放大信號和整流橋的輸出電壓Vd相乘而得到的信號為電流指令值Vi。
此外，利用電流誤差放大器17生成由電流檢測電阻9檢測電感器電流IL得到的 電感器電流信號和電流指令值Vi的電流誤差放大信號，利用比較器18比較該電流誤差放 大信號與載波信號生成電路19生成、輸出的頻率一定的鋸齒狀或三角波的載波信號的大 小關(guān)系，生成施加在開關(guān)元件6的柵極上的控制信號Vg，由此控制開關(guān)元件6的接通斷開定 時。此外，在圖4的電壓誤差放大器11和電流誤差放大器17上在其輸入輸出之間連接有 反饋常數(shù)設(shè)定電路，但是在圖4中省略了反饋常數(shù)設(shè)定電路的記載。 接著，圖5表示現(xiàn)有的峰值電流控制方式的控制電路。此外，作為與圖5所示的峰 值電流控制方式的控制電路相當(dāng)?shù)墓睦樱軌蚺e出下面所示的專利文獻(xiàn)l。圖4所示 的平均電流控制方式與圖5所示的峰值電流控制方式的結(jié)構(gòu)的不同之處在于前者(圖4 所示的平均電流控制方式)通過電流誤差放大信號和作為載波信號生成電路19的輸出的 載波信號的大小比較，決定開關(guān)元件6的接通斷開定時；與此相對，后者(圖5所示的峰值 電流控制方式)利用一定頻率的脈沖產(chǎn)生電路20的輸出信號使開關(guān)元件6接通，利用比較 器13檢測出由電流檢測電阻9檢測電感器電流IL而得到的電感器電流信號已達(dá)到電流指 令值Vi的情況，使開關(guān)元件6斷開，在圖5所示的峰值電流控制方式中，不需要圖4所示的 電流誤差放大器17。此外，在圖5所示的峰值電流控制方式中，與電壓誤差放大器11連接 的反饋常數(shù)設(shè)定電路與圖4同樣地省略了其記載。 在上述的圖5所示的峰值電流控制方式的控制電路中，令脈沖產(chǎn)生電路20的輸出 信號為一定頻率的情況下，存在發(fā)生稱為次諧波振蕩的不穩(wěn)定振蕩動作這樣的問題，在專 利文獻(xiàn)2中作為其對策進(jìn)行與輸入電壓相應(yīng)的斜率補償。 另一方面，在專利文獻(xiàn)3中，公開了通過固定開關(guān)元件的斷開時間，不進(jìn)行斜率補償就能夠進(jìn)行穩(wěn)定的振蕩動作的控制方式。在該方式中，檢測電感器電流信號超過電流指
令值的時刻，在該時刻利用單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器生成固定時間寬度的微小斷開時間。 此外，在專利文獻(xiàn)4中公開了一種AC-DC變換器，其提高功率因數(shù)，并且使開關(guān)的
斷開時間在交流輸入電壓的整流電壓大時較長，在整流電壓小時較短。該AC-DC變換器是
在交流電源頻率的l個周期內(nèi)時時刻刻改變開關(guān)的斷開時間的器件，實時地測定整流電
壓，與其對應(yīng)地變更開關(guān)的斷開時間。 專利文獻(xiàn)1 :日本特開2001-28877號公報 專利文獻(xiàn)2 :日本實開平5-9187號公報(圖1) 專利文獻(xiàn)3 :日本特公平8-32182號公報(圖1) 專利文獻(xiàn)4 :日本特開平8-168248號公報 在上述圖4所示的現(xiàn)有的平均電流控制方式中，需要2個誤差放大器，存在控制電 路的規(guī)模大、以及反饋常數(shù)的調(diào)整復(fù)雜這樣的問題。 此外，在圖5所示的現(xiàn)有的峰值電流控制方式中，誤差放大器為1個，能夠減小控 制電路的規(guī)模，但是在連續(xù)模式下動作的情況下，為了使得進(jìn)行穩(wěn)定的振蕩動作，必須根據(jù) 交流電源的電壓改變斜率補償值，存在電路變得復(fù)雜這樣的問題。 此外，在上述專利文獻(xiàn)3的控制方式中，開關(guān)頻率根據(jù)交流電源的相位e變化。在 電流連續(xù)模式下，在令交流電源的電壓有效值為Vac，直流輸出電壓為Vo，開關(guān)元件接通時 的接通期間為Ton，開關(guān)元件斷開時的斷開期間為Toff的情況下，在電感器電流總為零以 上的連續(xù)模式下，當(dāng)忽視1個開關(guān)周期中的輸入電壓Vin、輸出電壓Vo的變化時，接通期間 Ton的電感器電流增加的量與斷開期間Toff的電感器電流減少的量一致，因此以下式(1)、 (2)成立。此外，以下V^指的是2的平方根。
Ton Vin = Toff (Vo-Vin) (1)
此外，Vin=Vac sin0 (2) 另一方面，開關(guān)頻率fs成為以下式(3)。
fs = 1/(Ton+Toff) (3) 于是，如果將式(1)、 (2)代入式(3)中，則開關(guān)頻率fs如下式(4)那樣表示。fs= (V^ Vac sin6/Vo) X (1/Toff) (4) 根據(jù)上述式(4)可知，當(dāng)相位(e )為0°時fs為最小，當(dāng)相位為90°時fs為最大。 特別是，因為斷開期間Toff固定，所以存在交流電源電壓越高，則最大開關(guān)頻率越增大，變換 效率降低的問題。為了提高變換效率，希望無論對于怎樣的交流電源電壓(例如ioov系統(tǒng)或 200V系統(tǒng))，最大頻率均不變，但是利用上述專利文獻(xiàn)3的控制方式不能實現(xiàn)這個目標(biāo)。
此外，在上述專利文獻(xiàn)4中，完全沒有闡述在交流電源的電壓為100V的系統(tǒng)或 200V的系統(tǒng)中，即使進(jìn)一步由于某些干擾(trouble)，交流電源的電壓發(fā)生變動，也能夠使 得最高頻率不變的方法，以及為了使得最高頻率不變而對供給的交流電源的峰值和平均值 進(jìn)行檢測的必要性。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)，該方式能夠使振
4蕩動作穩(wěn)定，并且抑制開關(guān)頻率的變動，特別是抑制由交流電源的有效值的變化引起的變 動。 本發(fā)明提供一種功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)，該功率因數(shù)改善電路在對交流電 源電壓進(jìn)行全波整流的整流橋的輸出端連接有包括電感器、開關(guān)元件、二極管或同步整流 用開關(guān)元件、和電容器的升壓電路，通過上述開關(guān)元件、或上述開關(guān)元件和上述同步整流用 開關(guān)元件的接通斷開將來自交流電源側(cè)的輸入電流控制為正弦波狀，該功率因數(shù)改善電路 的控制系統(tǒng)的特征在于，包括 電壓誤差放大器，其輸出將上述升壓電路的直流輸出電壓或其分壓與基準(zhǔn)電壓之 差放大而得到的電壓誤差信號； 電流指令值生成電路，其根據(jù)上述電壓誤差信號和上述整流橋的輸出電壓輸出用 于將上述輸入電流控制為正弦波狀的信號； 比較器，其對檢測流過上述電感器的電流得到的電感器電流信號與上述電流指令 值生成電路的輸出信號的大小進(jìn)行比較； 定時器電路(timer circuit)，其設(shè)定上述開關(guān)元件的斷開期間；禾口 RS觸發(fā)器(reset-set type (復(fù)位-置位型)flip-flop)電路，其在由該定時器電
路設(shè)定的斷開期間結(jié)束后設(shè)定上述開關(guān)元件的接通定時，當(dāng)根據(jù)上述比較器的輸出信號檢
測出上述電感器電流信號已達(dá)到上述電流指令值生成電路的輸出信號的情況時，設(shè)定上述
開關(guān)元件的斷開定時，其中， 上述定時器電路生成與上述整流橋的輸出電壓的峰值、平均值、和上述交流電源 的有效值中的任一個成比例的斷開期間。 此外，本發(fā)明的特征在于在上述功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)中，作為上述定時 器電路的一個方式，還設(shè)置有限制上述開關(guān)元件的開關(guān)頻率的最大值的最大頻率限制電路。
此外，本發(fā)明的特征在于在上述功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)中，作為上述定時 器電路的一個方式，進(jìn)一步設(shè)置有限制上述開關(guān)元件的開關(guān)頻率的最小值的最小頻率限制 電路。 發(fā)明的效果 根據(jù)本發(fā)明，能夠利用簡單的控制電路進(jìn)行穩(wěn)定的振蕩動作。此外，根據(jù)本發(fā)明， 能夠抑制開關(guān)頻率的變動，特別是抑制由交流電源的峰值、平均值或有效值的變化引起的 變動。


圖1是表示本發(fā)明的實施方式的功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)的圖。
圖2是表示圖1所示的定時器電路的具體的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖3是表示圖2所示的定時器電路的動作波形的圖。 圖4是表示現(xiàn)有的連續(xù)模式動作的功率因數(shù)改善電路中的平均值電流控制方式 的控制電路例的圖。 圖5是表示現(xiàn)有的連續(xù)模式動作的功率因數(shù)改善電路中的峰值電流控制方式的
控制電路例的圖。
符號的說明
1交流電源2噪聲濾波器(Noise Filter)3整流橋(Rectifier Bridge)4電容器(C即acitor)5電感器(Inductor)6開關(guān)兀件(Switching Element)7 二極管(Diode)8平滑電容器(Smoothing Capacitor)9電流檢測電阻(Current Detecting Resistor)10負(fù)載(Load)11電壓誤差放大器(Voltage Error Amplifier)12乘法器(Multiplier)13比較器(Comparator)14RS觸發(fā)器電路(Reset Set Type Flip-Flop)15定時器電路(Timer Circuit)16驅(qū)動器(Driver)17電流誤差放大器(Current Error Amplifier)18比較器(Comparator)19載波信號生成電路(Carrier Signal Generator)20脈沖產(chǎn)生電路(Pulse Generator)15a、15b電阻15c峰值保持電路15d比較器15e開關(guān)元件15f恒流源15g、15c4電容器15cl、15c2運算放大器15c3 二極管Vac交流電源的有效值Vd整流橋的輸出電壓Vg開關(guān)元件接通斷開控制信號Vi電流指令值Vo直流輸出電壓Vref直流輸出電壓指令值I in輸入電流IL電感器電流
具體實施例方式
下面，參照附圖，說明用于實施本發(fā)明的優(yōu)選方式。
圖1是表示本發(fā)明的實施方式的功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)的圖。 在圖1中，應(yīng)用功率因數(shù)改善的開關(guān)電源的主電路在對經(jīng)噪聲濾波器2輸入的交流電源1 的電壓進(jìn)行全波整流的整流橋3的輸出端連接有包括電感器5、開關(guān)元件6、二極管7和平 滑電容器8的升壓電路而構(gòu)成。此外，電容器4用于吸收由開關(guān)元件6的開關(guān)引起的開關(guān) 噪聲，電流檢測電阻9檢測流過開關(guān)元件6的電流。此外，也可以用同步整流用晶體管置換 二極管7。在此情況下，只要使該同步整流用晶體管與開關(guān)元件6相輔地接通斷開即可。
為了將升壓后的直流輸出電壓Vo控制為一定電壓，控制電路設(shè)置有對直流輸出 電壓Vo的檢測電壓(Vo本身，或進(jìn)行分壓等使Vo的電平移位而得到的電壓)與直流輸出 電壓指令值Vref之差進(jìn)行放大的電壓誤差放大器ll，在乘法器12計算電壓誤差放大器11 的輸出信號和整流橋3的輸出電壓Vd的檢測電壓(Vd本身，或進(jìn)行分壓等使Vd的電平移 位而得到的電壓)之積，生成用于將輸入電流Iin控制為正弦波狀的電流指令值Vi。
此外，設(shè)置有比較器13、RS觸發(fā)器(reset-set type (復(fù)位-置位型)flip-flop) 電路14、定時器電路15和驅(qū)動器16。該比較器13將由于電感器5的電感器電流流過電流 檢測電阻9而在電流檢測電阻9產(chǎn)生的電壓作為電感器電流信號，對該電感器電流信號和 上述的乘法器12的輸出信號Vi的大小進(jìn)行比較。該RS觸發(fā)器電路14在由設(shè)定開關(guān)元件 6的斷開期間的定時器電路15設(shè)定的斷開期間結(jié)束后，設(shè)定開關(guān)元件6的接通定時，當(dāng)根據(jù) 比較器13的輸出信號檢測出上述電感器電流信號已達(dá)到上述電流指令值生成電路的輸出 信號的情況時，設(shè)定開關(guān)元件6的斷開定時。此外，在圖1中，省略了與電壓誤差放大器11 連接的反饋常數(shù)設(shè)定電路(例如，C、R的串并聯(lián)電路)的記載。此外，電流檢測電阻9如果 能夠檢測出從開關(guān)元件6接通至斷開的期間的電感器電流，則也可以變更連接位置。此外， 也可以采用代替電流檢測電阻9而利用電流互感器(current transformer)(未圖示)檢 測電感器電流的結(jié)構(gòu)。 這里，對利用定時器電路15設(shè)定的斷開期間Toff進(jìn)行說明，在本發(fā)明的實施方式 的功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)中，通過根據(jù)整流橋3的輸出電壓Vd改變上述的式(4)右 邊的斷開期間Toff，能夠進(jìn)行上述的式(4)所示的開關(guān)頻率fs的控制。在后面敘述該定時 器電路15的具體的結(jié)構(gòu)例。 此外，從上述的式(4)可知，通過與交流電源的有效值Vac成比例地增減斷開期間 Toff，能夠使相位90。的頻率、即最高頻率不依賴于有效值Vac地保持一定。此外，因為令 整流橋3為全波整流橋，所以整流橋3的輸出電壓Vd的有效值與交流電源的有效值Vac相 等，這是不言而喻的。 此外，整流橋3的輸出電壓Vd的平均值Vav能夠用以下的式(5)表示。
<formula>formula see original document page 7</formula>
此外，整流橋3的輸出電壓Vd的峰值Vp能夠用以下的式(6)表示。
<formula>formula see original document page 7</formula>
因為由上述式(5)、式(6)表示的Vav、 Vp均與有效值Vac成比例，所以可知只要 使斷開期間Toff與交流電源的有效值Vac、整流橋3的輸出電壓Vd的平均值、峰值中的任 一個成比例即可。此外，作為使得與整流橋3的輸出電壓Vd成比例的方法，能夠適當(dāng)?shù)夭?用使用模擬運算的方法，或使用利用A/D變換器的數(shù)字(digital)運算的方法。
圖2是表示圖1所示的定時器電路15的具體的結(jié)構(gòu)例的圖。此夕卜，圖3是表示圖2所示的定時器電路15的動作波形的圖。 在圖2中，定時器電路設(shè)置有峰值保持電路15c，取出利用電阻15a、15b分割整流 橋3的輸出電壓Vd而得到的電壓Vdm，將它施加給峰值保持電路15c保持峰值，輸出峰值保 持值Vp。峰值保持電路15c設(shè)置運算放大器15cl、15c2、二極管15c3和電容器15c4而構(gòu) 成。在比較器15d比較從峰值保持電路15c輸出的峰值保持值Vp和電容器15g充電的充 電電壓Vc，當(dāng)充電電壓Vc比峰值保持值Vp高時將置位(set)脈沖Vs輸出至圖l所示的 RS觸發(fā)器電路(RS FF) 14。恒流源15f向電容器15g供給充電電流，當(dāng)開關(guān)元件15e導(dǎo)通 時使電容器15g中充電的電荷放電。使開關(guān)元件15e與令圖1所示的開關(guān)元件6接通斷開 的控制信號Vg同步地接通斷開。 在圖1中的交流電源電壓變動的情況下，電阻分割整流橋3的輸出電壓Vd得到的 電壓Vdm也變動，峰值保持電路15c在變動的最大值進(jìn)行峰值保持，輸出峰值保持值Vp。
利用圖3所示的定時器電路的動作波形對它進(jìn)行說明。在相對于圖3所示的現(xiàn) 在的峰值保持值Vp，由于上述的變動而使得峰值保持值Vp變高的情況下，電容器15g中充 電的充電電壓Vc超過已變高的峰值保持值Vp的時刻向右偏移，結(jié)果，置位脈沖Vs和使開 關(guān)元件6接通斷開的控制信號Vg也向右偏移，使開關(guān)元件6接通斷開的控制信號Vg的低 (Low)電平期間變長。即，開關(guān)元件6的斷開期間Toff變長，從上述式(4)可知，開關(guān)頻率 fs下降。相反，在相對于圖3所示的現(xiàn)在的峰值保持值Vp，由于上述的變動而使得峰值保 持值Vp變低的情況下，使開關(guān)元件6接通斷開的控制信號Vg的低電平期間縮短，開關(guān)元件 6的斷開期間Toff變短，由此，開關(guān)頻率fs上升。 這樣構(gòu)成的圖1所示的定時器電路15設(shè)定開關(guān)元件6的斷開期間，從而能夠控制 開關(guān)頻率fs。 此外，在交流電壓變動頻發(fā)的情況下，設(shè)置2個圖2所示的峰值保持電路15c，在每 半個交流周期交替地使電容器15c4放電，選擇未放電的電容器15c4的輸出作為峰值保持 值Vp并輸出，以這種方式構(gòu)成即可。為了該放電，與上述電容器15c4并聯(lián)連接復(fù)位晶體管 (未圖示)即可。 此外，對圖2所示的定時器電路15檢測峰值進(jìn)行控制的情況進(jìn)行了說明，但是在 根據(jù)平均值進(jìn)行控制的情況下，只要代替圖2所示的定時器電路的峰值保持電路15c，設(shè)置 低通濾波器即可。 進(jìn)一步，作為使得與整流橋3的輸出電壓Vd成比例的方法，如上所述，作為使用A/ D變換器進(jìn)行數(shù)字(digital)運算的方法的例子，利用A/D變換器(未圖示)讀取圖2所示 的定時器電路中的信號Vp或Vdm，此后用包括DSP (Digital Signal Processor :數(shù)字信號 處理器)(未圖示)的微處理器(未圖示)進(jìn)行處理。此外，在讀取信號Vdm的情況下，也 利用微處理器(未圖示)進(jìn)行求取平均值或最大值的運算處理，當(dāng)經(jīng)過通過處理求得的時 間(斷開期間Toff)時，從微處理器的端口將置位脈沖Vs輸向上述的RS觸發(fā)器電路14即 可。 總結(jié)以上說明的內(nèi)容，上述式(4)的成立是在連續(xù)模式，當(dāng)為輕負(fù)載而成為斷續(xù) 模式(不連續(xù)模式)時，開關(guān)頻率最大為1/Toff。因此，通過在定時器電路15中設(shè)置限制 開關(guān)頻率的最大值的電路，能夠抑制由開關(guān)損失增加引起的變換效率的降低。例如，設(shè)置生 成與最大頻率對應(yīng)的最小周期的最小周期生成定時器，將取該最小周期生成定時器的輸出Tl和輸向上述圖2所示的RS觸發(fā)器電路14的置位脈沖Vs的邏輯積(AND邏輯)而得到的 信號Vs2，重新作為輸向RS觸發(fā)器電路14的置位脈沖Vs2即可。 此外，在上述的式(4)中，因為在相位0。附近頻率大致為零，所以當(dāng)開關(guān)頻率低 于噪聲濾波器2的截止頻率時，降低噪聲的效果消失。因此，通過在定時器電路15中設(shè)置 限制開關(guān)頻率的最小值的電路，能夠抑制開關(guān)頻率的極端降低。例如，設(shè)置生成與最小頻率 對應(yīng)的最大周期的最大周期生成定時器，將取該最大周期生成定時器的輸出T2和輸向上 述的RS觸發(fā)器電路14的置位脈沖Vs2的邏輯和(0R邏輯)而得到的信號Vs3，重新作為輸 向RS觸發(fā)器電路14的置位脈沖Vs3即可。或者，也可以最初取輸向RS觸發(fā)器電路14的 置位脈沖Vs和上述的最大周期生成定時器的輸出T2的邏輯和(0R邏輯)，接著利用邏輯和 (0R邏輯)輸出和最小周期生成定時器的輸出Tl取邏輯積(AND邏輯)。
9
權(quán)利要求
一種功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)，該功率因數(shù)改善電路在對交流電源電壓進(jìn)行全波整流的整流橋的輸出端連接有包括電感器、開關(guān)元件、二極管或同步整流用開關(guān)元件、和電容器的升壓電路，通過所述開關(guān)元件、或所述開關(guān)元件和所述同步整流用開關(guān)元件的接通斷開將來自交流電源側(cè)的輸入電流控制為正弦波狀，該功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)的特征在于，包括電壓誤差放大器，其輸出將所述升壓電路的直流輸出電壓或其分壓與基準(zhǔn)電壓之差放大而得到的電壓誤差信號；電流指令值生成電路，其根據(jù)所述電壓誤差信號和所述整流橋的輸出電壓輸出用于將所述輸入電流控制為正弦波狀的信號；比較器，其對檢測流過所述電感器的電流得到的電感器電流信號與所述電流指令值生成電路的輸出信號的大小進(jìn)行比較；定時器電路，其設(shè)定所述開關(guān)元件的斷開期間；和RS觸發(fā)器電路，其在由該定時器電路設(shè)定的斷開期間結(jié)束后設(shè)置所述開關(guān)元件的接通定時，當(dāng)根據(jù)所述比較器的輸出信號檢測出所述電感器電流信號已達(dá)到所述電流指令值生成電路的輸出信號的情況時，設(shè)置所述開關(guān)元件的斷開定時，其中，所述定時器電路生成與所述整流橋的輸出電壓的峰值、平均值、和所述交流電源的有效值中的任一個成比例的斷開期間。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)，其特征在于 所述定時器電路包括限制所述開關(guān)元件的開關(guān)頻率的最大值的最大頻率限制電路。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)，其特征在于 所述定時器電路包括限制所述開關(guān)元件的開關(guān)頻率的最小值的最小頻率限制電路。
全文摘要
本發(fā)明提供一種功率因數(shù)改善電路的控制系統(tǒng)。為了將升壓后的直流輸出電壓(Vo)控制為一定電壓，控制電路設(shè)置有對直流輸出電壓(Vo)和直流輸出電壓指令值(Vref)之差進(jìn)行放大的電壓誤差放大器(11)，用乘法器(12)計算電壓誤差放大器(11)的輸出信號和整流橋(3)的輸出電壓(Vd)的檢測電壓之積，生成用于將輸入電流(Iin)控制為正弦波狀的電流指令值(Vi)。此外，設(shè)置有對檢測流過開關(guān)元件(6)的感應(yīng)電流的電流檢測電阻(9)的產(chǎn)生電壓和乘法器(12)的輸出信號(Vi)的大小進(jìn)行比較的比較器(13)、和在由根據(jù)電壓(Vd)設(shè)定開關(guān)元件(6)的斷開期間的定時器電路(15)設(shè)定的斷開期間結(jié)束后，設(shè)定開關(guān)元件(6)的斷開定時的R-S FF電路(14)。
文檔編號H02M1/42GK101741234SQ20091020872
公開日2010年6月16日 申請日期2009年11月5日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月6日
發(fā)明者西川幸廣 申請人:富士電機(jī)系統(tǒng)株式會社