專利名稱：電流平衡電路和方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及功率變換器，且更具體地涉及多相功率變換器。
背景技術：
功率變換器用于多種電子產(chǎn)品，包括汽車、飛機制造業(yè)、電信和消費類電子產(chǎn)品。功率變換器，例如直流到直流("DC-DC")變換器已經(jīng)在通常由電池驅(qū)動的便攜電子產(chǎn)品中廣泛使用，這些便攜電子產(chǎn)品例如為，膝上型計算機、個人數(shù)字助理、尋呼機、便攜式電話等等。DC-DC變換器能夠從單個電壓運送多個電壓，而不依賴于從變換器汲取的負載電流，也不依賴于給變換器供電的電源的任何變化。 一種用在便攜電子應用的DC-DC變換器類型是降壓變換器。這個變換器也被稱作為切換模式電源，能夠?qū)⑤斎腚妷簭囊粋€電位切換到更低的電位。降壓變換器通常受一控制器控制，該控制器能配置為具有在不同時間切換的多個輸出電流通道的多相控制器。在輸出電流通道里流動的輸出電流被匯總并運送到負載。這個構造的優(yōu)點是，每個通道傳導總的負載電流的一部分。例如，在4相降壓變換器中，每個通道傳導輸出電流的25%。這樣降低了每個輸出的功耗。多相降壓控制器的缺點是，當電流不平衡時，其中一個電流通道將比其他電流通路傳導更多電流，這可導致熱失效。另一缺點是，耦合到控制器的動態(tài)載荷可具有與多相降壓變換器的輸出之一相同的重復率。在這種情況下，通道里的電流變得不平衡，從而引起該變換器經(jīng)歷熱失效。
因此，具有一種在其輸出維持平衡電流的多相控制器電路以及運行該多相控制器電路的方法是有利的。此外，期望該多相控制器電路的制造成本低且耗時短。


從閱讀以下詳細描述，結合附形將更好理解本發(fā)明，其中，同樣的參考字符指代同樣的元件，以及其中 圖1是依照本發(fā)明的實施方式的多相控制器的原理 圖2是依照本發(fā)明的實施方式的多相控制器的時序圖；以及
圖3是依照本發(fā)明的實施方式的多相控制器的另一時序圖。
具體實施例方式
—般地，本發(fā)明提供多相功率變換器和用于平衡多相功率變換器里的電流的方法。依照本發(fā)明的實施方式，電流平衡是通過根據(jù)相輸出電流來主動地重新排列或交換來自振蕩器的輸出信號來完成的。通過交換振蕩器信號，能在動態(tài)載荷期間維持電流分享，而不影響運送到輸出的整個占空比。優(yōu)選地，當振蕩器信號具有實質(zhì)上相同的值時交換振蕩器信號，也就是，在具有三角波形的振蕩器信號的斜波交叉點處，交換振蕩器信號。在斜波交叉點進行交換，減少了對振蕩器信號的影響和對輸出信號的調(diào)制的影響。
圖1是依照本發(fā)明的實施方式在半導體基片上制造的多相功率變換器10的結構圖。圖1顯示了耦合到振蕩器電路14、誤差放大器100和輸出驅(qū)動器電路18^ . . 18n的脈沖寬度調(diào)制器("P麗")電路12。依照本發(fā)明的實施方式，P麗電路12包括耦合到比較器5(V . . 50n、比較器電路54和56以及開關控制電路68的選擇器開關58和60。選擇器開關58也被稱作為模擬信號多路復用器(MUX)，并包括開關58p.58n。類似地，選擇器開關60也被稱作為模擬信號MUX，包括開關6(V . . 60n。比較器5(V . . 50n各具有反相輸入、非反相輸入和輸出，比較器電路54和56各包括一組將每個振蕩器信號與所有其他振蕩器信號進行比較的比較器。P麗電路12進一步包括振蕩器輸入3^. . . 34n、誤差信號輸入38、電流感測輸入4(V . . 40 和P麗輸出44^ . . 44n。應注意，振蕩器輸入、P麗輸出、開關控制輸入和誤差信號輸入的數(shù)量不是對本發(fā)明的限制，且參考字符18、34、40、50附注的參考字符n是表示整數(shù)的變量。 比較器5(^的反相輸入通過選擇器開關58的開關58工耦合到P麗電路12的輸入34n和比較器電路54的輸入54"比較器5(^的反相輸入還通過開關58 耦合到P麗電路12的輸入34"通過選擇器開關58的開關58n和通過選擇器開關60的開關6(^耦合到比較器50n的反相輸入。除了耦合到比較器5(^的反相輸入，比較器50n的反相輸入還通過選擇器開關60的開關60n耦合到比較器電路54的輸入54p通過選擇器開關60的開關60j禺合到比較器電路54的輸入54i。應注意，參考字符54附注的參考字符i是表示整數(shù)的變量。比較器5(V . . 50n的非反相輸入連接到P麗電路12的輸入38。 開關控制電路68具有連接到比較器電路54的輸出的輸入66、連接到開關58工的輸出70"連接到開關58n的輸出702、連接到選擇器電路60的開關6(^的輸出703和連接到選擇器開關60的開關60n的輸出70m。開關控制電路68的輸出的數(shù)量不是對本發(fā)明的限制，因此參考字符70附注的參考字符m是表示整數(shù)的變量。比較器電路56的輸出連接到開關控制電路68的輸入67。 輸出驅(qū)動器電路^包括N-溝道場效應晶體管80" N-溝道場效應晶體管8(^具有連接到P麗12的輸出的柵極、被耦合以接收工作電勢V。。源的漏極、被通過二極管82工耦合以接收工作電勢U勺源以及通過感應器8^和電阻器85j禹合到輸出節(jié)點96的源極。應注意，場效應晶體管的柵極和雙極結型晶體管的基極也被稱作為控制電極，場效應晶體管的源極和漏極以及雙極結型晶體管的集電極和發(fā)射極也被稱作為載流或?qū)Я麟姌O。輸出驅(qū)動器18工進一步包括電流感測電路86"電流感測電路86工具有耦合在電阻器85工兩端的輸入和連接到P麗電路12的電流感測輸入40n的輸出。電流感測電路與電阻器結合，來感測流經(jīng)感應器的電流水平，并傳輸電流感測信號到比較器電路56。
輸出驅(qū)動器電路18n包括N-溝道場效應晶體管80n， N-溝道場效應晶體管80n具有連接到P麗12的輸出44n的柵極、被耦合以接收工作電勢V。。的源的漏極、被通過二極管82n耦合以接收工作電勢V^的源以及通過感應器84n和電阻器85n耦合到輸出節(jié)點96的
源極。輸出驅(qū)動器18n進一步包括電流感測電路86n，電流感測電路86n具有耦合在電阻器
85n兩端的輸入和連接到P麗電路12的電流感測輸入4(^的輸出。電流感測電路86n與電阻器85n結合，來感測流經(jīng)感應器84n的電流水平，并傳輸電流感測信號到比較器電路56。
多相功率變換器10進一步包括具有連接到誤差輸入38的輸出102的誤差放大器100。依照本發(fā)明的實施方式，誤差放大器100包括以負反饋構造連接的運算放大器104，其中，阻抗106耦合在運算放大器104的輸出和它的反相輸入之間，阻抗108連接到運算放大器104的反相輸入。作為例子，阻抗106包括與串聯(lián)連接的電阻器112和電容器114并聯(lián)
5耦合的電容器110，阻抗108包括電阻器。運算放大器104的非反相輸入被耦合來接收參考 電位V，"應理解，誤差放大器的反饋構造不是對本發(fā)明的限制，可使用本領域技術人員已 知的其他反饋構造來實現(xiàn)。 負載98在輸出節(jié)點96和例如Vss的工作電勢的源之間耦合。輸出電容器100與 負載98并聯(lián)連接。輸出節(jié)點96以反饋構造連接到阻抗108。 圖2是示出來自振蕩器14的信號0SQ和0S(;、分別在比較器5(^和50n的反相輸 入的輸入信號0SCS1和OSCw分別在輸出和44n處的脈沖寬度調(diào)制信號P麗工和PWMn以 及感應器電流IL8^和IL84n之間的時間關系的時序圖150。為了清楚起見，時序圖150是 兩相功率變換器的時序圖，也就是n = 2的功率變換器的時序圖。因此，元件34n、40n、50n、 58n、60n、18n、80n、82n、84n、IL84n和86n可分別被參考字符342、402、502、582、602、 182、802、822、 842、 IL842和862來標識。相的數(shù)量不是對本發(fā)明的限制。功率變換器10能夠是兩相功率 變換器(n = 2)、三相功率變換器(n = 3)、四相功率變換器(n = 4)等。應理解，在多于兩 相，也就是n大于2的系統(tǒng)中，每一相被與其他所有的相進行比較，相之間的交換優(yōu)選在斜 波交叉點處執(zhí)行。 如以上討論的，時序圖150示出了兩相功率變換器的振蕩器14產(chǎn)生的三角波形或 斜波信號。圖2顯示的是具有振幅范圍為從低電位V。sa到高電位V。SCH的三角波形的振蕩 器信號OSQ和具有振幅范圍從低電位V。sa到高電位V。SCH的三角波形的振蕩器信號OSC2。 根據(jù)一些實施方式，振蕩器信號OSQ和0SC2在電位VINT相交，具有相同的頻率，并具有相差 180度的相位角。為了清楚起見，振蕩器信號OSQ被畫成虛線，振蕩器信號OSC2被畫成實 線。圖150A示出振蕩器信號OSQ，圖150B示出振蕩器信號OSC2，圖150C用單個圖示出振 蕩器信號OSQ和OSC2。應注意，振蕩器信號OSQ和OSC2的波形的類型不是對本發(fā)明的限 制。例如，振蕩器信號0S&和OSC2能具有鋸齒形波形、正弦波形或之類的。
圖150D示出了出現(xiàn)在比較器5(^的反相輸入的輸入信號OSC^，輸入信號0SCS1由 從時刻t。到t8的振蕩器信號OSQ和時刻t8以后振蕩器信號OSQ和OSC2的組合組成。圖 150E示出了出現(xiàn)在比較器502的反相輸入的輸入信號OS(^，輸入信號OSCS2由從時刻t。到 t8的振蕩器信號OSQ和時刻t8以后振蕩器信號OSQ和OSC2的組合組成。圖150F用單個 圖示出輸入信號0SCS1和OSCS2。應注意，比較器輸入信號0SCS1. . . OSCSn能夠通過從振蕩器
信號osc;... osc;選擇任一振蕩器信號或振蕩器信號的組合形成。換言之，比較器輸入信號
0SCS1能夠由振蕩器信號OSCpOSQ .. oscn單獨地或組合地組成。同樣地，比較器輸入信號 OSCS2能夠由振蕩器信號OSQ、 osc2... oscn單獨地或組合地組成，比較器輸入信號oscS3能 夠由振蕩器信號osCpOSG... osc;單獨地或組合地組成，以及比較器輸入信號osc^能夠由
振蕩器信號OSQ、 OSC2. . . OSCn單獨地或組合地組成。 在時刻t。，開關58工和6(^配置在打開位置，開關582和602配置在閉合位置。如以 上討論的，圖2示出其中n等于2的實施方式的波形，因此，描述了兩個開關58工和582以及 兩個開關6(^和6(^。因此，振蕩器信號0SQ被傳輸?shù)奖容^器5(^的反相輸入，并通過輸入 傳輸?shù)奖容^器電路54的輸入542，以及振蕩器信號OSC2被傳輸?shù)奖容^器502的反相輸 入，并通過輸入342傳輸?shù)奖容^器電路54的輸入54"應注意，在時刻t。，振蕩器信號OSQ 和輸入信號0SCS1實質(zhì)上彼此相等，振蕩器信號OSC2和輸入信號OSCS2實質(zhì)上彼此相等。響 應來自振蕩器14的振蕩器信號OSQ和OSG、來自誤差放大器16的誤差信號和來自電流感測電路86工和862的電流感測信號，P麗電路12分別在輸出和442產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號P麗i和PWM2，并將其傳輸?shù)捷敵鲵?qū)動器電路W和182。 在時間段t。到t4期間，振蕩器信號0S&是從電位V。Sffl線性減少到電位V。sa的斜波信號，而振蕩器信號0SC2是從電位V。sa線性增加到電位V。SQI的斜波信號。振蕩器信號OSQ和0SC2在時刻t4分別達到最小(V0SCL)電位和最大(V,)電位。然后，從時刻^到時刻t7，振蕩器信號OSQ是從電位V。sa線性增加到電位V。SQI的斜波信號，振蕩器信號0SC2是從電位v。Sffl線性減少到電位V。sa的斜波信號。因此，振蕩器信號OSQ和osc2從時刻t。到t7循環(huán)經(jīng)過一個完整的周期，也就是周期1\，并在時刻t7開始新周期，也就是周期T2。依照本發(fā)明的實施方式，周期T2發(fā)生在時刻t7和t15之間。 從時刻t7到時刻tn，振蕩器信號OSQ是從電位V。SCH線性減少到電位V。sa的斜波信號，振蕩器信號0SC2是從電位V。sa線性增加到電位V。Sffl的斜波信號。振蕩器信號OSQ和osc2在時刻tn分別達到最小電位和最大電位，然后從時刻tu到時刻tw，振蕩器信號OSQ是從電位V。SCL線性增加到電位V。Sffl的斜波信號，振蕩器信號OSC2是從電位V。SCH線性減少到電位V。^的斜波信號。 在時刻t2、 t6、 t8、 t13、 t18、 t2。和t26，振蕩器信號OSQ和OSC2在電位VINT相交，也就是，振蕩器信號OSQ和OSC2的電位相等。在時刻t4、 t7、 tn、 t15、 t19、 t23和u，振蕩器信號OSQ處在電位v。i，振蕩器信號osc2處在電位V。SCH。同樣地，在時刻t2、t6、t9、t13、t18、t2。和t^，輸入信號oscsl和0SCS2在電位VINT相交，也就是，振蕩器信號OSQ和osc2的電位相等。
在時刻^，出現(xiàn)在輸出的信號從邏輯低電位、增加到邏輯高電位V"這引起電流IL8^從下峰值電流水平IP—增加。在時刻t5，出現(xiàn)在輸出的信號從邏輯高電位VH減少到邏輯低電位、，這引起電流IL8^從上峰值電流水平IP+減少。因此，脈沖P麗工出現(xiàn)在輸出44p具有上升邊緣和下降邊緣，上升邊緣引起電流IL84j曾加，下降邊緣引起電流減少。在時亥lj t3和t5之間，電流增加到大于電流IL842的水平。從時刻t4到時刻^，振蕩器信號0SQ和比較器輸入信號0SCS1從電位V。sa上升到電位V。SCH。
在時刻t6，也就是當振蕩器信號上升的時間，振蕩器信號OSQ和0SC2的電位等于電壓VINT，即它們彼此相等。因為當振蕩器信號OSQ和0SC2在時刻t6相交時振蕩器信號OSQ正在上升，開關58工和582保持打開且開關6(^和602保持閉合。然而，在時刻t7，振蕩器信號OSQ達到最大電位V。seH，并開始減少。在時刻t8，振蕩器信號OSQ和0SC2相交，也就是，它們實質(zhì)上處在相同的電位，振蕩器信號OSQ在減少，電流IL8^大于電流IL842。在振蕩器信號OSQ和0SC2、比較器輸入信號0SCS1和0SCS2以及電流和IL842的這些條件下，比較器電路54和56產(chǎn)生切換信號，引起開關控制電路68閉合開關58工和60p打開開關582和602，由此切換出現(xiàn)在比較器5(^和502的反相輸入的振蕩器信號。在切換以后，振蕩器信號OSQ出現(xiàn)在比較器5(^的反相輸入，振蕩器信號0SC2出現(xiàn)在比較器502的反相輸入。在切換之前，振蕩器信號OSQ出現(xiàn)在比較器502的反相輸入，振蕩器信號OSG出現(xiàn)在比較器5(^的反相輸入。因此，切換比較器5(^和502的輸入處的振蕩器信號被稱作為切換輸入信號的相。應注意，圖150D所示的信號0SCS1是出現(xiàn)在比較器5(^的反相輸入的輸入信號，信號0SCS2是出現(xiàn)在比較器502的反相輸入的輸入信號。因此，切換比較器5(^和502的輸入處的振蕩器信號以將最低的感應器電流分配到具有最低電平的比較器輸入，這迅速平衡電流。
在時刻t9，出現(xiàn)在輸出442的信號從邏輯低電位、增加到邏輯高電位VH，這引起電 流IL842從下峰值電流水平IP—增加。在時刻t12，出現(xiàn)在輸出442的信號從邏輯高電位Vh減 少到邏輯低電位、，這引起電流IL842從上峰值電流水平IP+減少。因此，脈沖PWM2出現(xiàn)在輸 出442，具有上升邊緣和下降邊緣，上升邊緣引起電流IL842增加，下降邊緣引起電流IL842 減少。在時刻t9和tn之間，電流IL842增加到大于電流的水平。從時刻tu到時亥lj t15，振蕩器信號OSQ和比較器輸入信號0SCS1從電位V。SCH下降到電位V。sa。在時刻t13，振蕩 器信號OSQ和OSC2與比較器輸入信號0SCS1和OSCS2的電位相等，振蕩器信號OSQ和比較 器信號0SCS1在減少，電流IL842大于電流IL84lt)在振蕩器信號OSQ和OSC2、比較器輸入信 號0SCS1和OSCS2以及電流和IL842的這些條件下，開關58工和6(^保持閉合，開關582 和開關602保持打開，不切換振蕩器信號OSQ和OSC2。 在時刻t14，出現(xiàn)在輸出的信號從邏輯低電位、增加到邏輯高電位V"這引起 電流IL8^從下峰值電流水平IP-增加。在時刻t16，出現(xiàn)在輸出的信號從邏輯高電位VH 減少到邏輯低電位、，這引起電流IL8^從上峰值電流水平IP+減少。因此，另一脈沖P麗工 出現(xiàn)在輸出4415具有上升邊緣和下降邊緣，上升邊緣引起電流IL8^增加，下降邊緣引起電 流減少。在時亥lj t14和t17之間，電流增加到大于電流IL842的水平。從時刻t15 到時刻tw，輸入信號0SCS1從電位V。sa上升到電位V。SCH。 在時刻t18，也就是當比較器輸入信號0SCS1在上升的時間，振蕩器信號OSQ和0SC2 以及比較器輸入信號0SCS1和0SCS2的電位等于電壓VINT，即它們彼此相等。因為當振蕩器信 號0SCS1和0SCS2在時刻t18相交時輸入信號0SCS1在上升，開關58i和保持閉合，開關582 和602保持打開。然而，在時刻U輸入信號OSCw達到最大電位V。^并開始減少。因此，在 時刻t2。，輸入信號0SCS1和0SCS2相交，也就是，它們的電位相等，比較器輸入信號0SCS1在減 少，電流大于電流IL842。在振蕩器信號OSQ和0SC2、比較器輸入信號0SCS1和0SCS2 以及電流IL8^和電流IL842的這些條件下，比較器電路54和56產(chǎn)生切換信號，引起開關 控制電路68打開開關58i和60p并閉合開關582和602，由此切換出現(xiàn)在比較器5(^和502 的反相輸入的振蕩器信號。在切換以后，輸入信號OSC^出現(xiàn)在比較器502的反相輸入，振蕩 器信號OSCS2出現(xiàn)在比較器5(^的反相輸入。在切換之前，輸入信號OSCS2出現(xiàn)在比較器5(^ 的反相輸入，輸入信號0SCS1出現(xiàn)在比較器502的反相輸入。因此，切換比較器5(^和502的 輸入處的振蕩器信號以將最低的感應器電流分配到具有最低電平的比較器輸入信號，這迅 速平衡電流。 在時刻t21，出現(xiàn)在輸出442的信號從邏輯低電位、增加到邏輯高電位V"這引起 電流IL842從下峰值電流水平IP—增加。在時刻t24，出現(xiàn)在輸出442的信號從邏輯高電位VH 減少到邏輯低電位、，這引起電流IL842從上峰值電流水平IP+減少。因此，另一脈沖P麗工 出現(xiàn)在輸出4415具有上升邊緣和下降邊緣，上升邊緣引起電流IL8^增加，下降邊緣引起電 流減少。在時亥lj t22和t25之間，電流IL842增加到大于電流的水平。從時刻t23 到時刻t^，輸入信號0SCS1從電位V。sa上升到電位V。SCH。在時刻t25，比較器輸入信號0SCS1 和0SCS2的電位相等，比較器輸入信號0SCS1在增加，電流IL842大于電流IL841Q在輸入信 號0SCS1和0SCS2以及電流和IL842的這些條件下，開關58工和6(^保持打開，開關582 和602保持閉合，不切換輸入信號0SCS1和0SCS2。 圖3示出誤差信號162與振蕩器信號OSQ和0SC2之間的時序關系160。更具體
8地，圖3顯示對于在振蕩器信號0SQ和OSC2的頻率有大信號量的誤差信號，電流能在各相 間平衡，而不改變應用到輸出濾波器的總占空比。 到如今應理解，已經(jīng)提供了多相功率變換器電路和用于平衡多相功率變換器電路 里的電流的方法。優(yōu)選地，電流通過在脈沖寬度調(diào)制器電路里交換振蕩器信號而被動態(tài)平 衡。這樣提供了一種多相系統(tǒng)，其能夠在動態(tài)載荷期間，逐循環(huán)地快速平衡電流，這是因為， 從較高電位下降到較低電位的振蕩器信號比從較低電位上升到較高電位的振蕩器信號更 可能產(chǎn)生較高占空比的脈沖寬度調(diào)制信號。因此，如果感應器電流在一具體的相中較低，那 么電流分配到具有最低電位的振蕩器信號，以迅速平衡電流。 依照本發(fā)明的實施方式，當多相功率變換器10開始運行時，開關控制電路68接收 來自比較器電路54的時鐘信號，該時鐘信號指示來自振蕩器14的斜波中哪些已經(jīng)相交。相 交了的斜波可在P麗比較器5(V . . 50n之間交換。斜波信號的交換基于電流比較器電路56 確定的感應器電流IL84y . . IL8《的狀態(tài)。在斜波相交的時間或其附近，從較高電平轉(zhuǎn)變到 較低電平的振蕩器信號，也就是下降的斜波信號，將被交換到與較低電流的相所關聯(lián)的P麗 比較器5(V . . 50n(如果尚未連接到其的話)。同樣地，從較低電平轉(zhuǎn)變到較高電平的振蕩 器信號，也就是增大的斜波信號，將經(jīng)由信號MUX58交換到與較高電流的相所關聯(lián)的P麗比 較器5(V . . 50n。優(yōu)選地，沒有兩個P麗比較器5(V . . 50n能夠連接到同一振蕩器信號，且振 蕩器信號的數(shù)量設計為，使得每個P麗信號都有一個振蕩器信號對應。因此，在每個斜波相 位的交點，斜波信號在P麗比較器5(V . . 50n之間交換。 雖然這里已經(jīng)公開了某些優(yōu)選實施方式和方法，從前述公布將對領域技術人員明 顯的是，可對這種實施方式和方法進行變化和更改，而不背離本發(fā)明的精神和范圍。例如， 可使用振蕩器14來產(chǎn)生傳輸?shù)介_關控制電路68的輸入66的信號，而非使用比較器電路 54，也就是可以沒有比較器電路54。此外，在動態(tài)載荷期間，可激活斜波交換，這能夠從輸入 38的輸出誤差信號來確定。在這種情況下，當禁用斜波交換時，開關控制電路68能夠?qū)⑿?波交換回到它們原始的次序，以維持狀態(tài)相的觸發(fā)次序。本發(fā)明旨在應僅限制到隨附權利 要求以及適用法律的條例和法則要求的范圍。
權利要求
一種用于在具有多個輸出的多相功率變換器里進行電流平衡的方法，包括如下步驟提供多個電流提供多個輸入信號；以及根據(jù)所述多個電流中的至少兩個電流的電流水平、所述多個輸入信號中的至少兩個輸入信號的電平以及所述多個輸入信號中的至少一個輸入信號中的一個或更多個是在增加還是在減小，來切換至少第一輸入信號和第二輸入信號。
2. 如權利要求1所述的方法，其中切換至少第一信號和第二信號的所述步驟包括 確定所述多個電流中的第一電流小于所述多個電流中的第二電流；以及 確定所述多個輸入信號中的第一輸入信號在減少。
3. 如權利要求2所述的方法，其中切換至少第一輸入信號和第二輸入信號的所述步驟 包括當所述多個輸入信號中的所述第一輸入信號和所述第二輸入信號相交時，產(chǎn)生切換信號。
4. 如權利要求1所述的方法，其中產(chǎn)生切換信號的所述步驟包括 產(chǎn)生具有第一邊緣和第二邊緣的第一脈沖；以及響應于所述第一脈沖的第一邊緣，將所述多個電流中的第一電流的水平增加到大于 所述多個電流中的第二電流的水平；以及進一步包括響應于所述脈沖信號的所述第二邊 緣，減少所述多個電流中的所述第一電流。
5. —種用于在具有誤差信號的系統(tǒng)中進行電流平衡的方法，包括如下步驟 提供多個輸入信號，其中所述多個輸入信號中的第一輸入信號具有第一相位，所述多個輸入信號中的第二輸入信號具有第二相位，且其中所述第一相位和所述第二相位彼此不 同；以及將所述第一輸入信號的第一相位與所述第二輸入信號的第二相位切換，以平衡所述系 統(tǒng)中的電流。
6. 如權利要求5所述的方法，進一步包括提供多個電流，其中所述多個電流中的第一電流具有上升邊緣和下降邊緣，以及所述 多個電流中的第二電流具有上升邊緣和下降邊緣，且其中所述多個電流中的所述第一電流 和所述第二電流彼此異相，且所述第一電流小于所述第二電流；增加所述第一電流；以及在所述第一 電流大于所述第二電流后，減少所述第一 電流。
7. 如權利要求6所述的方法，其中增加所述第一電流的所述步驟包括 響應于第一脈沖的第一邊緣，增加所述第一電流到大于所述第二電流；以及 減少所述第一電流包括響應于所述第一脈沖的第二邊緣而減少所述第一電流，以及其中所述第一 電流和所述第二電流響應于所述第一脈沖的第二邊緣而減少。
8. —種多相功率變換器，包括具有至少一個輸入和至少一個輸出的脈沖寬度調(diào)制器，其中所述脈沖寬度調(diào)制器包括第一切換電路，具有第一輸入、第二輸入和輸出； 第二切換電路，具有第一輸入、第二輸入和輸出；以及開關控制電路，其至少具有第一輸入和第二輸入以及多個輸出，其中，所述至少一個輸 入中的第一輸入耦合到所述第一切換電路的所述第一輸入并耦合到所述第二切換電路的 所述第一輸入。
9. 如權利要求8所述的多相功率變換器，其中，所述第一切換電路包括第一比較器，具有反相輸入、非反相輸入和輸出；第一開關，其耦合在所述第一比較器的所述反相輸入和所述脈沖寬度調(diào)制器的所述多 個輸入中的第一輸入之間，其中所述開關控制電路的所述多個輸出中的第一輸出耦合到所 述第一開關；第二開關，其耦合在所述反相輸入和所述脈沖寬度調(diào)制器的所述多個輸入中的第二輸 入之間，其中所述開關控制電路的所述多個輸出中的第二輸出耦合到所述第一開關； 所述第二切換電路包括第二比較器，具有反相輸入、非反相輸入和輸出；第三開關，其耦合在所述第二比較器的所述反相輸入和所述脈沖寬度調(diào)制器的所述多 個輸入中的所述第二輸入之間，其中所述開關控制電路的所述多個輸出中的第三輸出耦合 到所述第三開關；以及第四開關，其耦合在所述第二比較器的所述反相輸入和所述脈沖寬度調(diào)制器的所述多 個輸入中的所述第一輸入之間，其中所述開關控制電路的所述多個輸出中的第四輸出耦合 到所述第四開關。
10. 如權利要求9所述的多相功率變換器，進一步包括第三比較器，具有反相輸入、非反相輸入和輸出，其中該非反相輸入通過所述第二開關 和所述第三開關分別耦合到所述第一比較器和所述第二比較器的反相輸入，該反相輸入通 過所述第一開關和所述第四開關分別耦合到所述第一比較器和所述第二比較器的反相輸 入；以及第四比較器，具有反相輸入、非反相輸入和輸出，其中該輸出耦合到所述開關控制電路 的所述第二輸入。
全文摘要
本發(fā)明涉及電流平衡電路和方法。一種多相功率變換器和一種用于平衡多相功率變換器里的多個電流的方法。該多相功率變換器包括耦合到振蕩器的脈沖寬度調(diào)制器。響應來自脈沖寬度調(diào)制器的輸出信號，產(chǎn)生多個電流。感測電流水平，并傳輸感測信號到脈沖寬度調(diào)制器。脈沖寬度調(diào)制器里的切換電路根據(jù)電流水平、來自振蕩器的信號電平和來自振蕩器的信號中的至少一個信號是上升還是下降，來切換來自振蕩器的信號。
文檔編號H02M3/16GK101741249SQ20091020769
公開日2010年6月16日 申請日期2009年10月29日 優(yōu)先權日2008年11月5日
發(fā)明者P·J·哈里曼 申請人:半導體元件工業(yè)有限責任公司