專利名稱：同步電動機(jī)的無傳感器控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及推測轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)相位角、通過PWM變換器控制同步電動 機(jī)的無傳感器控制裝置。
背景技術(shù)：
在轉(zhuǎn)子中具有電突極性的同步機(jī)的控制裝置中，為了進(jìn)行同步機(jī)的驅(qū) 動控制而需要檢測轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)相位角的檢測器。但是，在使用檢測器的驅(qū) 動裝置中，作為例子而存在以下舉出那樣的問題。
第一，是檢測器的存在會增大驅(qū)動系統(tǒng)整體的容積的問題。由此，成 為在有限的設(shè)置空間內(nèi)擴(kuò)大同步機(jī)的輸出的妨礙。第二，是需要進(jìn)行檢測 器自身的維護(hù)點(diǎn)檢作業(yè)的問題。由此，維護(hù)點(diǎn)檢效率變差。第三，由于來 自檢測器的信號線上噪音等疊加干而擾檢測值，使控制性能惡化。第四， 檢測器兒乎都需要驅(qū)動它的電源，需要設(shè)置與同步機(jī)驅(qū)動另外系統(tǒng)的電源。 這在電源設(shè)置空間、電力供給線、成本等方面成為負(fù)擔(dān)增加的原因。
因?yàn)樯鲜瞿菢拥睦碛桑_發(fā)出了不使用檢測器而推測旋轉(zhuǎn)相位角、根 據(jù)被推測的旋轉(zhuǎn)相位角進(jìn)行驅(qū)動控制的控制方式。將其稱作"無傳感器控 制"。
在具備這樣的無傳感器控制機(jī)構(gòu)的同步機(jī)的控制裝置中，例如在特許 文獻(xiàn)1這提出了特別在停止、低速狀態(tài)下是有效的方法。在該文獻(xiàn)中，在 通過PWM變換器驅(qū)動同步機(jī)的系統(tǒng)中，將相對于同步機(jī)的運(yùn)轉(zhuǎn)頻率充分 高的頻率的高頻電壓指令疊加在控制變換器的控制裝置的控制指令中，根 據(jù)起因于此而產(chǎn)生的高頻電流應(yīng)答，通過檢測對應(yīng)于疊加的高頻指令的成 分并處理，得到旋轉(zhuǎn)角相位的誤差。利用該旋轉(zhuǎn)相位角誤差推測旋轉(zhuǎn)相位 角。
此外，作為解決包含在特許文獻(xiàn)1中的問題的方法，在特許文獻(xiàn)2中 提出了運(yùn)算根據(jù)從PWM變換器輸出的電壓產(chǎn)生的電流的高頻成分、利用 電感的空間性的分布進(jìn)行旋轉(zhuǎn)相位角的推測的方式。特許文獻(xiàn)l:日本特登3168967號 特許文獻(xiàn)2:日本特愿2006-185552號
在上述同步機(jī)的控制裝置中，具有能夠不使用傳感器而控制同步機(jī)、 以低成本提高維護(hù)性的優(yōu)點(diǎn)。但是，在如特許文獻(xiàn)1中記載的無傳感器控 制機(jī)構(gòu)那樣、檢測對應(yīng)于高頻電流應(yīng)答的高頻電壓指令的成分的方式中， 需要使希望的高頻電流流到馬達(dá)中，與使用傳感器的系統(tǒng)相比，具有損失 及噪音極度增大的問題。并且，為了穩(wěn)定地推測旋轉(zhuǎn)相位角，需要細(xì)致地 調(diào)節(jié)疊加的高頻指令的振幅及頻率、高頻疊加方法，為了實(shí)際地將馬達(dá)與 控制裝置組合而進(jìn)行穩(wěn)定的運(yùn)轉(zhuǎn)，復(fù)雜而需要花費(fèi)時間的調(diào)節(jié)是現(xiàn)實(shí)情況。 具體而言，由于起因于馬達(dá)巻線的飽和帶來的電感的變動而馬達(dá)的特性變 動，所以需要對應(yīng)于馬達(dá)的轉(zhuǎn)矩電流的高頻疊加方法的變更及高頻電流檢 測方法的微調(diào)等。
此外，在特許文獻(xiàn)2中記載的無傳感器控制機(jī)構(gòu)中，為了解決上述特 許文獻(xiàn)l的問題，利用電感的空間性的分布進(jìn)行旋轉(zhuǎn)相位角的推測。但是， 由于利用電感的空間性的分布，所以有運(yùn)算量變多的情況， 一般在由幾kHz 的運(yùn)算頻率進(jìn)行運(yùn)算的同步機(jī)控制中是不優(yōu)選的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為了解決上述問題而做出的，目的是提供一種能夠以簡單的 調(diào)節(jié)進(jìn)行穩(wěn)定的運(yùn)轉(zhuǎn)、并且不會導(dǎo)致運(yùn)算量的極度增大的無傳感器控制裝 置。
有關(guān)本發(fā)明的同步電動機(jī)的無傳感器控制裝置，是推測具有電突極性 的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)相位角，通過PWM變換器控制同步電動機(jī)的無傳感器控制 裝置，其特征在于，具備:PWM調(diào)制部，基于PWM調(diào)制被輸入的控制指 令，向上述變換器的各相開關(guān)元件輸出門極信號；高頻成分運(yùn)算部，按照 上述變換器的開關(guān)運(yùn)算通過在上述PWM調(diào)制部中決定、從上述變換器輸 出的電壓而流到上述同步電動機(jī)中的電流的高頻成分；指標(biāo)運(yùn)算部，根據(jù) 同步于上述轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)而旋轉(zhuǎn)的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸上的上述電流的高頻成分，運(yùn) 算與旋轉(zhuǎn)相位角的推測誤差成比例的指標(biāo)；旋轉(zhuǎn)相位角推測部，利用上述 指標(biāo)進(jìn)行上述旋轉(zhuǎn)相位角的推測運(yùn)算。


圖1是表示同步機(jī)模型和坐標(biāo)的定義的圖。
圖2是表示本發(fā)明的第1實(shí)施例的結(jié)構(gòu)的塊圖。 圖3是與門極信號對應(yīng)的同步機(jī)電流的時間圖。 圖4是指標(biāo)R的運(yùn)算示意圖。
圖5是表示在d軸與Y軸之間發(fā)生了推測誤差A(yù) 6時的指標(biāo)R的圖。 圖6是指標(biāo)R與旋轉(zhuǎn)相位角推測誤差的特性圖。 圖7是表示旋轉(zhuǎn)相位角推測部的結(jié)構(gòu)的塊圖。 圖8是轉(zhuǎn)矩100%、 e set=0°下的指標(biāo)R對推測誤差的特性圖。 圖9是轉(zhuǎn)矩100%、 e set=30°下的指標(biāo)R對推測誤差的特性圖。 圖10是轉(zhuǎn)矩100%、 8set=60°下的指標(biāo)R對推測誤差的特性圖。 圖11是電壓轉(zhuǎn)矩角0 v與指標(biāo)R及推測誤差的特性圖。 圖12是對應(yīng)于圖11的矢量線圖。
圖13是表示將高頻電壓指令疊加在電壓指令中的結(jié)構(gòu)的塊圖。 圖14是表示旋轉(zhuǎn)高頻信號的一例的圖。 圖15是表示交變高頻信號的一例的圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明是運(yùn)算流到同步機(jī)中的電流變化的高頻成分、基于同步于同步 機(jī)的旋轉(zhuǎn)的dq軸坐標(biāo)系的上述電流變化高頻成分，運(yùn)算與旋轉(zhuǎn)相位角推測 誤差成比例的指標(biāo)，基于該指標(biāo)，不使用旋轉(zhuǎn)相位角傳感器而推測馬達(dá)轉(zhuǎn) 子的相位角的方法。 (第l實(shí)施例)
以下，參照附圖對有關(guān)本發(fā)明的無傳感器控制裝置的實(shí)施例進(jìn)行說明。 這里，以在轉(zhuǎn)子中使用永久磁鐵的永久磁鐵同步機(jī)作為上述同步機(jī)的例子 進(jìn)行參照。
永久磁鐵同步機(jī)如圖1所示，定子由U、 V、 W的3相巻線構(gòu)成，轉(zhuǎn) 子用由永久磁鐵和其周圍的鐵心構(gòu)成的模型表示。在永久磁鐵同步機(jī)中， 大致劃分，有表面磁鐵型和植入磁鐵型的兩種，圖1所示的轉(zhuǎn)子是植入磁-、
2rf
+
(1)
鐵型。這樣的植入磁鐵型轉(zhuǎn)子由于轉(zhuǎn)子的磁回路的分布在周向上不為均勻，
所以在驅(qū)動該轉(zhuǎn)子的情況下，根據(jù)旋轉(zhuǎn)角度，具有從定子觀察的電感(=L) 變動的特性。將這樣的特性稱作電突極性。
在本申請的控制裝置中，作為同步于永久磁鐵同步機(jī)的旋轉(zhuǎn)而旋轉(zhuǎn)的 坐標(biāo)系，將永久磁鐵的磁通的方向定義為d軸，將正交于d軸的軸定義為q
軸。此外，將u相巻線方向定義為a軸，將與其正交的方向定義為e軸，
以a軸方向?yàn)榛鶞?zhǔn)，將到d軸方向的角度定義為同步機(jī)的旋轉(zhuǎn)相位角e 。 如果基于這樣的定義，則永久磁鐵同步機(jī)的電壓-電流的關(guān)系用數(shù)式(1) 表示。
—ar丄
這里，
Vd、 Vq: d軸電壓、q軸電壓 Id、 Iq: d軸電流、q軸電流 R:電阻 Ld: d軸電感 Lq: q軸電感
O:永久磁鐵磁通
03:旋轉(zhuǎn)速度 p:微分算子
其中，在本申請的控制裝置中沒有旋轉(zhuǎn)相位角傳感器，不能檢測旋轉(zhuǎn) 相位角9本身，所以在控制裝置中作為替代而使用推測的相位角。因而， 如圖1所示，將推測相位角定義為e est，將與其對應(yīng)的坐標(biāo)系定義為Y軸、 S軸。在發(fā)生了推測誤差A(yù) e的情況下Y S軸為從dq軸旋轉(zhuǎn)了推測誤差A(yù)
e的位置。
圖2是表示本實(shí)施例的同步機(jī)的無傳感器控制裝置的結(jié)構(gòu)例的功能塊圖。
變換器4以用來驅(qū)動變換器的門極指令為輸入，通過切換內(nèi)置于變換 器中的主電路開關(guān)元件的ON/OFF，相互變換交流/直流電力。在本申請中，將直流電力變換為交流電力。
永久磁鐵同步機(jī)6通過流到各勵磁相中的3相交流電流產(chǎn)生磁場，通
過與轉(zhuǎn)子的磁相互作用而產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。
PWM調(diào)制部7通過PWM (Pulse Width Modulation:脈沖寬度調(diào)制) 調(diào)制用來驅(qū)動永久磁鐵同步機(jī)的控制指令，輸出作為變換器的各相開關(guān)元 件的ON/OFF指令的門極信號。
電流檢測部5檢測流到永久磁鐵同步機(jī)中的3相交流電流中的2相或3 相的電流應(yīng)答值。另外，該電流應(yīng)答值表示對于三相電壓指令等的指令值 的應(yīng)答值，這里表示在同步機(jī)6中流動的電流的大小。在圖2中表示檢測2 相的電流的結(jié)構(gòu)。高頻成分運(yùn)算部8按照變換器4的開關(guān)，根據(jù)電流的應(yīng) 答值運(yùn)算高頻電流成分。
指標(biāo)運(yùn)算部9根據(jù)上述高頻電流成分運(yùn)算作為與旋轉(zhuǎn)相位角推測誤差 成比例的成分的指標(biāo)。旋轉(zhuǎn)相位角推測部IO基于在指標(biāo)運(yùn)算部9中運(yùn)算出 的指標(biāo)進(jìn)行收斂運(yùn)算，推測永久磁鐵同步機(jī)的旋轉(zhuǎn)相位角。
接著，對以上那樣構(gòu)成的本實(shí)施例的無傳感器控制裝置的作用和效果 進(jìn)行說明。
在圖2中，作為向PWM調(diào)制部7的輸入的三相電壓指令Vuref、 Vvref、 Vw"ef基于應(yīng)由永久磁鐵同步機(jī)6輸出的轉(zhuǎn)矩指令Trqref，例如以下這樣給出。
首先，從上位控制系統(tǒng)給出轉(zhuǎn)矩指令Tnff，就該轉(zhuǎn)矩指令，電壓指令 運(yùn)算部13如數(shù)式(2)那樣運(yùn)算Y軸電流指令I(lǐng)/ef、 5軸電流指令I(lǐng),f。
將以上那樣求出的3相電壓指令向PWM調(diào)制部7輸入。
9PWM調(diào)制部7進(jìn)行PWM調(diào)制，輸出向變換器的門極指令。所謂的
PWM調(diào)制，是將給出的3相電壓指令Vuref、 V/氣Vwref、與預(yù)先設(shè)定為具
有一定或可變的頻率的三角波狀的輸送波分別比較、將比較結(jié)果作為門極 指令的調(diào)制。
旋轉(zhuǎn)相位角推測部10基于根據(jù)流到該同步機(jī)中的電流的高頻成分由指
標(biāo)運(yùn)算部9計(jì)算出的指標(biāo)R (后述)，如以下這樣推測旋轉(zhuǎn)相位角9est。
首先，將由電流檢測部5檢測到的相電流基于從旋轉(zhuǎn)相位角推測部10 輸出的旋轉(zhuǎn)相位角推測值e est通過如下的運(yùn)算進(jìn)行坐標(biāo)變換，能夠求出Y 軸電流應(yīng)答值I/es、 S軸電流應(yīng)答值Isres。
這里，如果利用流到永久磁鐵同步機(jī)中的3相電流的和是0的情況， 則如用如下的式子表示那樣，能夠根據(jù)3相電流中的2相的電流值(在本 例中是Iures、 Iwres)求出Y軸電流應(yīng)答值I/es、 5軸電流應(yīng)答值Lres。坐標(biāo)
變換部ll這樣運(yùn)算Y軸電流應(yīng)答值I/es、5軸電流應(yīng)答值I/es。在此情況
下，只要將電流檢測部5設(shè)置2相就可以，與3相檢測的情況相比能夠使 裝置簡單化。
接著，通過以下這樣的運(yùn)算，求出在上述中求出的Y S軸電流應(yīng)答值 的高頻成分。
<formula>formula see original document page 10</formula>[式5]
<formula>formula see original document page 10</formula>[式6]
<formula>formula see original document page 10</formula>[式7]Im:時刻U的同步機(jī)輸入電流 In:時刻tj勺同步機(jī)輸入電流
dlbase/dt:輸入電流的基本波成分(電旋轉(zhuǎn)頻率成分)的時間變化率 在圖3中表示時間圖。
作為dlbase/dt的運(yùn)算方法，有運(yùn)算與Vtm相比足夠長的時間間隔的輸入 電流的變化率及電流指令值的變化率的方法，嚴(yán)密地講，即使不為旋轉(zhuǎn)頻 率成分，只要選取Vtm以使其與基本波成分運(yùn)算時間間隔相比足夠短，就 能夠沒有特別的問題而進(jìn)行運(yùn)算。具體而言，時間VU為例如幾u(yù)s 幾十 ^ S，基本波成分時間變化率可以是其幾十 幾百倍程度的時間間隔下的變 化率。
此外，時刻U、 tn以從PWM調(diào)制部7輸出的門極指令的切換(=變換 器元件的開關(guān))為分界，設(shè)定為輸出單一的電壓矢量的時間的起點(diǎn)和終點(diǎn)。 該起點(diǎn)和終點(diǎn)既可以與門極指令的切換時間一致，在通過起因于變換器元 件的開關(guān)的噪音而在電流值中帶有較大的噪音的情況下，也可以設(shè)定為開 關(guān)之前或之后的時間。
高頻成分運(yùn)算部8基于上述數(shù)式(7)，如下式那樣運(yùn)算并輸出Y軸高
頻成分、s軸高頻成分。
…(8)
這里，
1y (m): 時刻m的Y軸電流值lYres
"(n): 時刻n的Y軸電流值I/es
dIYbase/dt: Y軸電流的基本波成分的時間變化率
L(m):時刻m的5軸電流值l/es
Is (n):
時刻n的5軸電流值I/" dLbase/dt: S軸電流的基本波成分的時間變化率
接著，根據(jù)上述那樣運(yùn)算的電流的高頻成分，指標(biāo)運(yùn)算部9運(yùn)算與旋
li轉(zhuǎn)相位角的推測誤差成比例的成分即指標(biāo)R。按照數(shù)式(9)那樣的運(yùn)算， 通過將Y S軸的電流高頻成分從Y軸向規(guī)定的角度方向eset投影而求出指
標(biāo)R。該運(yùn)算也稱作朝向角度e set方向的單位矢量與高頻成分的內(nèi)積。
<formula>formula see original document page 12</formula>
如果將指標(biāo)R的運(yùn)算結(jié)果用圖表示，則成為圖4那樣。以圖4所示的 橢圓狀分布的點(diǎn)表示旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸(dq軸)上的高頻電流成分。g卩，圖4表 示沿相對于轉(zhuǎn)子的d軸為360。的方向?qū)⑾嗤笮〉碾妷菏┘釉诙ㄗ由?、?示該應(yīng)答電流(高頻電流)的大小和方向的高頻電流的分布。具有圖1那 樣的電突極性的永久磁鐵轉(zhuǎn)子由于d軸方向的電感較小、q軸方向的電感較 小，所以高頻電流的分布成為這樣長軸與d軸一致的橢圓。圖4表示基于 該分布運(yùn)算指標(biāo)R的結(jié)果。此外，圖4表示當(dāng)d軸與y軸一致時、即A e 為0°時的指標(biāo)R。.
高頻電流[di/dt]由變換器的輸出電壓和馬達(dá)的電感決定，其分布模型在 有關(guān)本實(shí)施例的馬達(dá)中為圖4那樣的橢圓分布。馬達(dá)的電感如果運(yùn)轉(zhuǎn)狀況 相同則不變動，輸出電壓也由于變換器只能輸出振幅固定的電壓矢量而不 變動。因而，認(rèn)為高頻電流的分布僅在圖4那樣的橢圓上。但是，在實(shí)驗(yàn) 上，在不能進(jìn)行適當(dāng)?shù)膁i/dt的測量的情況下(dt非常短的情況下)等，產(chǎn) 生不適應(yīng)于模型的數(shù)據(jù)。這樣的數(shù)據(jù)由于出現(xiàn)在橢圓的內(nèi)側(cè)，所以高頻電 流成為圖4那樣的分布。
用數(shù)式(8)求出的Y軸及S軸高頻成分表示構(gòu)成橢圓的多個點(diǎn)中的1 點(diǎn)。點(diǎn)e表示按照數(shù)式(8)求出的Y軸及S軸高頻成分的一例。指標(biāo)R對 應(yīng)于從由點(diǎn)e向6 w方向的直線f引下的垂線g與直線f的交點(diǎn)h到dq軸 原點(diǎn)的距離。在圖4中，規(guī)定的方向9set設(shè)定為45°的方向。但是，在從 45°向180°相反方向的225。方向上也能夠求出同樣的指標(biāo)。
圖5表示在d軸與Y軸之間發(fā)生了推測誤差A(yù) 6時的指標(biāo)R。在圖5 中，推測誤差A(yù) e相對于d軸在負(fù)方向上發(fā)生，指標(biāo)R與圖4那樣推測誤 差A(yù) e為o。時相比為較大的值。
以上那樣運(yùn)算的指標(biāo)R與推測誤差a e的對應(yīng)關(guān)系成為圖6所示那樣的關(guān)系。圖6表示在y軸與d軸一致的狀態(tài)(a e=o° )附近、改變y軸 與d軸的推測誤差a e而運(yùn)算指標(biāo)R的結(jié)果。這樣，在推測誤差a 9的零
點(diǎn)附近，指標(biāo)R與推測誤差A(yù) e為比例關(guān)系。在圖6的情況下，當(dāng)推測誤
差A(yù) 9為0°時指標(biāo)R為40.
數(shù)式(9)所示的指標(biāo)的運(yùn)算進(jìn)行多次，將其中為最大的值的指標(biāo)決定 為指標(biāo)R。這樣決定的指標(biāo)R可以推測為分布在圖4的橢圓的最外側(cè)的高 頻電流成分的指標(biāo)。此時，從圖4的表示高頻成分的點(diǎn)e向6 Mt方向的直 線f引下的垂線g為橢圓的切線，能夠得到正確的指標(biāo)R。
在進(jìn)行數(shù)式(2) (6)那樣的運(yùn)算的周期中，決定1個該指標(biāo)R。 即，在進(jìn)行數(shù)式(2) (6)那樣的運(yùn)算的周期的1個周期中，改變圖3 的時刻tm、 tn而多次運(yùn)算指標(biāo)，將其中最大的值決定為指標(biāo)R。
接著，利用如上述那樣運(yùn)算的指標(biāo)R進(jìn)行旋轉(zhuǎn)相位角推測。圖7是旋 轉(zhuǎn)相位角推測部10的塊圖。如圖7所示，進(jìn)行通過以指標(biāo)R為輸入的比例 積分控制調(diào)節(jié)推測旋轉(zhuǎn)速度o)A、將其積分而作為推測相位角6set的處理。 減法器14從指標(biāo)R減去偏移值，輸出差量AR。該偏移值是推測誤差A(yù) 9 為0°時的指標(biāo)R。在本實(shí)施例的情況下，偏移值如圖6那樣例如是40。 比例積分處理部15以差量AR為輸入，進(jìn)行下式那樣的比例積分運(yùn)算，輸
出推測旋轉(zhuǎn)速度"A。 [式IO]
w 一二/(>'J/ + A7'丄'J/ ="(10) 這里，
Kp:比例增益 Ki:積分增益 S:正算子
積分處理部16將推測旋轉(zhuǎn)速度c^積分而輸出推測相位角9 set。 在上述比例積分處理中，由于如圖6那樣指標(biāo)R與推測誤差a e處于 反比例的關(guān)系，所以在延遲方向上有推測誤差的情況下將推測旋轉(zhuǎn)速度"A 向加速方向調(diào)節(jié)，在前進(jìn)方向的情況下向減速方向調(diào)節(jié)。即，在指標(biāo)R表
示負(fù)的推測誤差A(yù) e的情況下，將推測旋轉(zhuǎn)速度"A增加，在指標(biāo)R表示正 的推測誤差A(yù) e的情況下，將推測旋轉(zhuǎn)速度"A減少。通過圖7的推測塊，
13能夠使穩(wěn)定的推測誤差為零，即，使實(shí)際相位角與推測相位角一致。
如上所述，在本實(shí)施例的無傳感器控制裝置中，不僅不使用旋轉(zhuǎn)相位
角傳感器而推測轉(zhuǎn)子的相位角、實(shí)現(xiàn)小型化、低成本化、維護(hù)的容易化，
而且能夠?qū)崿F(xiàn)旋轉(zhuǎn)相位角推測處理的運(yùn)算時間縮短。 (第2實(shí)施例) 接著，說明本發(fā)明的無傳感器控制裝置的第2實(shí)施例。 在第2實(shí)施例的無傳感器控制裝置的指標(biāo)運(yùn)算部中，其特征在于，選
擇將運(yùn)算指標(biāo)時的電流高頻成分投影的方向e set為指標(biāo)的對于旋轉(zhuǎn)相位角
推測誤差A(yù) e的靈敏度最大的方向，此外，根據(jù)從同步機(jī)輸出的轉(zhuǎn)矩使e^ 變化。
圖8 圖io表示本申請發(fā)明者使用作為開發(fā)用設(shè)備使用的永久磁鐵同 步機(jī)的參數(shù)運(yùn)算的指標(biāo)R。這些圖表示相對于旋轉(zhuǎn)相位角推測誤差A(yù) e的 指標(biāo)R，各圖中任一個表示輸出100%的轉(zhuǎn)矩(最大定格轉(zhuǎn)矩)的狀態(tài)。圖
8表示使6set為(T時、圖9表示使6set為30。時、圖10表示使6set為60 °時的特性。在這些圖中，可知在使9set為60。的情況下指標(biāo)R的靈敏度
為最高。如果這樣設(shè)定e set以使指標(biāo)R的靈敏度為最高，則指標(biāo)R的相對 于噪音及量子化誤差的S/N比改善，能夠?qū)D7的比例積分增益設(shè)定為較 大的值，能夠提高推測運(yùn)算的收斂性能。
此外，在上述中敘述的、指標(biāo)R的靈敏度為最高的e^對應(yīng)于轉(zhuǎn)矩而 變化。這是由于根據(jù)要輸出的轉(zhuǎn)矩改變電流的大小，所以根據(jù)電流的大小 而發(fā)生電感的飽和，由此作為指標(biāo)R的運(yùn)算源的高頻電流的分布變化所以
發(fā)生的。所以，通過預(yù)先根據(jù)轉(zhuǎn)矩測量能夠得到最大的靈敏度的0set、根據(jù)
轉(zhuǎn)矩指令使e Mt變化，能夠總是在其輸出轉(zhuǎn)矩的狀態(tài)下得到最大的靈敏度。
由此，與上述同樣，指標(biāo)R的相對于噪音及量子化誤差的S/N比提高，所 以能夠提高推測運(yùn)算的收斂性能，也不會因轉(zhuǎn)矩的輸出狀況而導(dǎo)致靈敏度 的下降。
如上所述，在本實(shí)施例的無傳感器控制裝置中，不僅不使用旋轉(zhuǎn)相位 角傳感器而推測轉(zhuǎn)子的相位角、實(shí)現(xiàn)小型化、低成本化、維護(hù)的容易化， 而且能夠?qū)崿F(xiàn)旋轉(zhuǎn)相位角推測處理的運(yùn)算時間縮短，還能夠提高推測的收 斂性能。
14(第3實(shí)施例) 接著，說明本發(fā)明的無傳感器控制裝置的第3實(shí)施例。
在第3實(shí)施例的無傳感器控制裝置中，其特征在于，具備疊加高頻電 壓指令的高頻電壓指令疊加部，疊加高頻電壓指令，以使指標(biāo)R的靈敏度 為最高。
圖ii是以io。單位改變旋轉(zhuǎn)相位角推測誤差A(yù) e而表示由變換器輸
出的電壓矢量的Vinv的從旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸y觀察的角度0v、與根據(jù)通過該電 壓矢量Virw產(chǎn)生的高頻電流成分計(jì)算指標(biāo)R的關(guān)系的圖，圖12是其矢量 圖。指標(biāo)R相對于該旋轉(zhuǎn)相位角推測誤差A(yù) e的特性為圖IO那樣，所以可
以根據(jù)指標(biāo)R求出推測誤差a e 。
由圖11可知，指標(biāo)R在ex^60。 70°附近為最大的靈敏度。即，如 果在這樣的角度時輸出電壓矢量，則能夠提高指標(biāo)R的靈敏度。但是，在 通常的運(yùn)轉(zhuǎn)中，由于沿基于圖1所示那樣的電動機(jī)的電壓方程式的方向輸 出電壓，所以并不一定會輸出這樣的希望的角度的電壓矢量。所以，通過 將高頻電壓指令疊加在圖2中的電壓指令V/ef、 V/ef中，能夠輸出希望的 電壓水平。該高頻電壓指令需要設(shè)定為足夠高的頻率，以使其不會給同步 機(jī)4的通常的轉(zhuǎn)矩控制帶來影響。高頻電壓指令的頻率例如是同步機(jī)轉(zhuǎn)速 的幾倍 幾十倍左右。
圖13是表示將高頻電壓指令疊加在電壓指令中的結(jié)構(gòu)的塊圖。加法器 17將高頻電壓指令V嚴(yán)疊加在電壓指令V/ef中，加法器18將高頻電壓指
令V嚴(yán)疊加在電壓指令V,中。疊加的高頻電壓指令V嚴(yán)、￥嚴(yán)只要能
夠在從變換器輸出的電壓矢量中包含希望角度的電壓矢量，是怎樣的電壓 指令都可以。例如，也可以是數(shù)式(11)那樣的旋轉(zhuǎn)高頻。將這樣的旋轉(zhuǎn)
高頻在圖14中表示。 [式11]
這里，
vhfs:高頻電壓指令振幅 qhfs:高頻電壓指令頻率
15此外，也可以是數(shù)式(12)那樣的、朝向希望的方向的交變高頻。將
這樣的交變高頻在圖15中表示。 [式12]
= r妙cos(^V)咖fe ) .. (1 2)
這里，ehfs:高頻疊加方向
在如數(shù)式(12)那樣疊加交變高頻電壓的情況下，高頻疊加方向6hfs 優(yōu)選地設(shè)定為指標(biāo)R的靈敏度為最大的角度方向。如果這樣設(shè)定，則從變 換器輸出的電壓矢量也接近于該方向，結(jié)果能夠提高指標(biāo)R的靈敏度。
此外，在如數(shù)式(11)那樣疊加旋轉(zhuǎn)高頻電壓的情況下，也輸出指標(biāo) R的靈敏度變低的電壓矢量，但只要僅采用指標(biāo)R的靈敏度變高的電壓矢 量時的指標(biāo)R就沒有問題。但是，如果如數(shù)式(12)那樣直接在指標(biāo)R的 靈敏度變高的方向上疊加高頻，則總是輸出靈敏度變高的電壓矢量，所以 不再需要根據(jù)電壓矢量選擇采用/不采用，所以運(yùn)算變得簡單。
這樣，通過將高頻電壓指令疊加在電壓指令中、以及將高頻電壓指令 沿指標(biāo)R的靈敏度變高的方向疊加，能夠可靠地得到靈敏度較高的指標(biāo)R， 能夠提高旋轉(zhuǎn)相位角推測的穩(wěn)定性。
另外，圖6所示那樣的指標(biāo)R的特性對控制裝置給予與車輛等的運(yùn)轉(zhuǎn) 時相同的轉(zhuǎn)矩指令來測量。此時，高頻電流成分在圖4的點(diǎn)e附近產(chǎn)生。 但是，根據(jù)實(shí)際的運(yùn)轉(zhuǎn)狀態(tài)，有高頻電流成分在圖4的點(diǎn)e附近以外的地 方產(chǎn)生的情況，有指標(biāo)R與推測誤差A(yù) 9的關(guān)系不為圖6或圖IO那樣的比 例關(guān)系的情況。因而，在這樣的情況下，如果使用例如數(shù)式12那樣的交變 高頻確定高頻電流成分的產(chǎn)生方向，則能夠得到適當(dāng)?shù)闹笜?biāo)R。
艮P，在一實(shí)施例中，產(chǎn)生數(shù)式(12)那樣的高頻指令，確認(rèn)指標(biāo)R是 圖IO那樣的線性特性，預(yù)先存儲推測誤差A(yù) 6=0°時的指標(biāo)R。并且，在 實(shí)際的運(yùn)轉(zhuǎn)時推測旋轉(zhuǎn)相位角時，將與取得指標(biāo)R的特性時的高頻指令相 同的高頻指令如圖13那樣疊加在電壓指令中，運(yùn)算指標(biāo)R。由此，高頻電 流成分的產(chǎn)生的位置例如如圖4那樣確定，能夠得到靈敏度較高的適當(dāng)?shù)?指標(biāo)R。將這樣得到的指標(biāo)R、和作為偏移值預(yù)先取得的A 9=0°時的指 標(biāo)R給予圖7的旋轉(zhuǎn)相位角推測部10的減法器14，求出推測相位角e est。
16如以上說明，在本實(shí)施例的無傳感器控制裝置中，不僅不使用旋轉(zhuǎn)相 位角傳感器而推測轉(zhuǎn)子的相位角、實(shí)現(xiàn)小型化、低成本化、維護(hù)的容易化， 而且能夠?qū)崿F(xiàn)旋轉(zhuǎn)相位角推測處理的運(yùn)算時間縮短，還能夠提高旋轉(zhuǎn)相位 角推測的穩(wěn)定性。
以上的說明是本發(fā)明的實(shí)施方式，并不限定本發(fā)明的裝置及方法，能 夠容易地實(shí)施各種變形例。
權(quán)利要求
1、一種同步電動機(jī)的無傳感器控制裝置，推測具有電突極性的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)相位角，通過PWM變換器控制同步電動機(jī)，其特征在于，具備PWM調(diào)制部，基于PWM來調(diào)制被輸入的控制指令，向上述變換器的各相開關(guān)元件輸出門極信號；高頻成分運(yùn)算部，對每個上述變換器的開關(guān)運(yùn)算通過由上述PWM調(diào)制部決定并從上述變換器輸出的電壓而流到上述同步電動機(jī)中的電流的高頻成分；指標(biāo)運(yùn)算部，根據(jù)同步于上述轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)而旋轉(zhuǎn)的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸上的上述電流的高頻成分，運(yùn)算與旋轉(zhuǎn)相位角的推測誤差成比例的指標(biāo)；旋轉(zhuǎn)相位角推測部，利用上述指標(biāo)進(jìn)行上述旋轉(zhuǎn)相位角的推測運(yùn)算。
2、 如權(quán)利要求l所述的無傳感器控制裝置，其特征在于，上述指標(biāo)運(yùn) 算部以將上述電流的高頻成分在上述旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸上的規(guī)定的方向上投影而 得到的值為指標(biāo)。
3、 如權(quán)利要求2所述的無傳感器控制裝置，其特征在于，上述指標(biāo)運(yùn) 算部將相對于上述推測誤差的變化的上述指標(biāo)的靈敏度為最大的方向作為 將上述高頻成分投影的方向。
4、 如權(quán)利要求2或3所述的無傳感器控制裝置，其特征在于，上述指 標(biāo)運(yùn)算部根據(jù)上述同步電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩指令值，使投影上述高頻成分的方向 變化。
5、 如權(quán)利要求1 4中任一項(xiàng)所述的無傳感器控制裝置，其特征在于， 具備將高頻電壓指令疊加在用來控制上述同步機(jī)的電壓指令中的高頻電壓 指令疊加部，上述指標(biāo)運(yùn)算部基于對于上述高頻電壓指令的應(yīng)答電流值來 運(yùn)算上述指標(biāo)。
6、 如權(quán)利要求5所述的無傳感器控制裝置，其特征在于，上述高頻電 壓指令疊加部產(chǎn)生上述高頻電壓指令，以使由上述指標(biāo)運(yùn)算部運(yùn)算的指標(biāo) 的對于上述推測誤差的變化的靈敏度為最大，并疊加在用來進(jìn)行上述控制 的電壓指令中。
7、 一種無傳感器控制裝置的旋轉(zhuǎn)相位角推測方法，該無傳感器控制裝 置推測具有電突極性的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)相位角，通過PWM變換器控制同步電動機(jī)，其特征在于，具備求出以上述轉(zhuǎn)子的磁通的方向?yàn)閐軸、以正交于d軸的軸為q軸時、同步于上述轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)而旋轉(zhuǎn)的dq軸坐標(biāo)系的高頻電流的分布的工序；以上述同步電動機(jī)的U相線圈方向的軸為基準(zhǔn)、設(shè)到d軸方向的角度 為旋轉(zhuǎn)相位角、設(shè)上述旋轉(zhuǎn)相位角的推測角度為推測相位角、設(shè)推測相位 角方向的軸為Y軸、設(shè)正交于Y軸的軸為S軸、設(shè)Y軸與d軸所成的角為 推測誤差，根據(jù)上述高頻電流的分布預(yù)先調(diào)査與上述推測誤差成比例的指標(biāo)，取 得上述推測誤差為0°的第1指標(biāo)的工序；對每個上述變換器的開關(guān)運(yùn)算流到上述同步電動機(jī)的電流的Y S軸旋 轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的高頻成分的工序；根據(jù)上述電流的高頻成分運(yùn)算與上述推測誤差成比例的第2指標(biāo)的工序；利用上述第1及第2指標(biāo)進(jìn)行上述旋轉(zhuǎn)相位角的推測運(yùn)算的工序。
全文摘要
本發(fā)明涉及同步電動機(jī)的無傳感器控制裝置，PWM調(diào)制部(7)基于PWM方式調(diào)制被輸入的三相電壓指令，向變換器(4)的各相開關(guān)元件輸出門極信號。高頻成分運(yùn)算部(8)按照變換器(4)的開關(guān)運(yùn)算通過在PWM調(diào)制部(7)中決定、從變換器(4)輸出的電壓產(chǎn)生的電流的高頻成分。指標(biāo)運(yùn)算部(9)根據(jù)同步于同步電動機(jī)(6)的旋轉(zhuǎn)而旋轉(zhuǎn)的γδ坐標(biāo)系的電流的高頻成分，運(yùn)算與旋轉(zhuǎn)相位角推測誤差成比例的值作為指標(biāo)R。旋轉(zhuǎn)相位角推測部(10)利用指標(biāo)R進(jìn)行旋轉(zhuǎn)相位角的推測運(yùn)算。通過本發(fā)明，提供能夠通過簡單的調(diào)節(jié)進(jìn)行穩(wěn)定的運(yùn)轉(zhuǎn)、并且也不會導(dǎo)致運(yùn)算量的極度的增大的同步電動機(jī)無傳感器控制裝置。
文檔編號H02P6/14GK101542891SQ20088000047
公開日2009年9月23日 申請日期2008年3月5日 優(yōu)先權(quán)日2007年3月6日
發(fā)明者安井和也 申請人:株式會社東芝