專利名稱：具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型涉及電力電子領(lǐng)域，尤其涉及一種具有單級(jí)功率因子校正電路 的返馳式轉(zhuǎn)換裝置。
背景技術(shù)：
目前廣泛采用的功率因子校正電路往往是傳統(tǒng)的兩級(jí)型功率因子校正技 術(shù)，其電路組件多，成本較高，而且電路復(fù)雜，不適用于中小功率場(chǎng)合。為降 低兩級(jí)功率因子校正電路的成本，近年來(lái)人們提出了多種單級(jí)功率因子校正技 術(shù)。 一般單級(jí)功率因子校正電路是通過(guò)控制電感電流工作于不連續(xù)導(dǎo)電模式， 自動(dòng)實(shí)現(xiàn)功率因子校正功能。為了實(shí)現(xiàn)輸入輸出功率的平衡，同時(shí)保證電源的 保持時(shí)間，需要一個(gè)低頻電容儲(chǔ)存能量。由于輸入電流不連續(xù)，含有大量的輸 入電流諧波，所以需要在輸入端加上電磁干擾抑制電路，整個(gè)電路就比較復(fù)雜。 在單級(jí)的功率因子校正電路里，通過(guò)單個(gè)控制電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)輸入電流波 形的校正、電氣隔離、以及輸出電壓的快速調(diào)節(jié)。由于去掉了傳統(tǒng)的兩級(jí)方式 中對(duì)儲(chǔ)能電容電壓的控制，在實(shí)現(xiàn)上述功能的同時(shí)，必須保證儲(chǔ)能電容電壓在
適當(dāng)?shù)姆秶畠?nèi)(通常在400V以下)。大部分的單級(jí)電路由一個(gè)類似于升壓 器(Booster)的輸入部分，和順向式轉(zhuǎn)換器(Forward Converter)或者反馳式 轉(zhuǎn)換器(Flyback Converter)的DC/DC部分組成。 一般地，單級(jí)電路在功率因 子和總諧波含量方面的特性不如兩級(jí)電路。通常功率因子(PowerFactor, PF ) 在0.8 0.95,總諧波含量(THD)在20 75%的范圍之內(nèi)。
如圖1所示，是M.M.Jonanovic和L.Huber所申請(qǐng)的發(fā)明名稱《AC/DC Flyback Converter》，專利號(hào)為U.S.Pat.No.6,950,319的美國(guó)專利，該專利提出 了一種簡(jiǎn)單、低成本、高效率并且輸出特性良好的具有單級(jí)功率因子校正電路 的返馳式轉(zhuǎn)換裝置100。在圖1中，兩個(gè)整流二極管D3、 D4和變壓器Tr的初 級(jí)繞組Nl、 N2中間抽頭之間接入一儲(chǔ)能電感器LPFC，通過(guò)EMI濾波電路
110實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電流Ii的校正作用。并且，另外的兩個(gè)整流二極管D1、 D2通 過(guò)EMI濾波電路110，實(shí)現(xiàn)在儲(chǔ)能電容器Cl的電壓跌落到低于輸入電壓Vin 的時(shí)候，構(gòu)成輸入電壓Vin對(duì)儲(chǔ)能電容器Cl的直接充電回路，并且可以減小 輸入電流Ii的紋波。儲(chǔ)能電感器LPFC和整流二極管D3、 D4與變壓器Tr的 初級(jí)繞組N1、 N2中間抽頭串聯(lián)連接，可以把儲(chǔ)能電容器C1的電壓限制在一 定的范圍內(nèi)。對(duì)于范圍在90 264Vrms之間的輸入電壓Vin，通常儲(chǔ)能電容器 C1的電壓可以維持在400V以下。
再參考圖1,當(dāng)切換開(kāi)關(guān)Ql導(dǎo)通(tumon)的時(shí)候，變壓器Tr的初級(jí)繞 組N2與儲(chǔ)能電感器LPFC相串聯(lián)，此時(shí)，初級(jí)繞組N2可以回饋儲(chǔ)能電容器 Cl的電壓，以減小儲(chǔ)能電感器LPFC電流的上升斜率，進(jìn)而抑制儲(chǔ)能電容器 Cl的電壓值。另外，當(dāng)切換開(kāi)關(guān)Q1斷開(kāi)(turn off)時(shí)，變壓器Tr的初級(jí)繞 組Nl與儲(chǔ)能電感器LPFC相串聯(lián)，初級(jí)繞組Nl對(duì)變壓器Tr次級(jí)側(cè)輸出的反 射電壓，可以增大儲(chǔ)能電感LPFC電流的下降斜率，進(jìn)而抑制儲(chǔ)能電容器Cl 的電壓值。所以，無(wú)論切換開(kāi)關(guān)Ql是導(dǎo)通或截止，都可以通過(guò)變壓器Tr初 級(jí)繞組N1、 N2的感應(yīng)電壓，來(lái)抑制儲(chǔ)能電容器C1的電壓值。
再參考圖1,當(dāng)切換開(kāi)關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓Vin可以通過(guò)初級(jí)繞組N2 增加變壓器Tr的激磁能量。當(dāng)切換開(kāi)關(guān)Q1截止時(shí)，儲(chǔ)能電感器LPFC中所儲(chǔ) 存的能量，通過(guò)初級(jí)繞組N1直接向變壓器Tr次級(jí)側(cè)傳輸，這些都可以提升 整個(gè)變換器的效率。最佳化初級(jí)繞組N1、 N2的比例，可以改善整個(gè)變換器的 性能，并對(duì)功率因子、儲(chǔ)能電容電壓和效率等指針進(jìn)行最佳化。
再參考圖1，其中具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置IOO能很 好地工作在全電壓的輸入范圍，同時(shí)，改進(jìn)以后的單級(jí)拓樸結(jié)構(gòu)，并且減少了 回路中串聯(lián)二極管的個(gè)數(shù)，以減少導(dǎo)通損耗，提升效率。但是，當(dāng)切換開(kāi)關(guān) Ql導(dǎo)通的時(shí)候，儲(chǔ)能電感器LPFC的電流和初級(jí)繞組N1的電流都流過(guò)初級(jí)繞 組N2，因而造成大的電流。并于切換開(kāi)關(guān)Q1斷開(kāi)后，流過(guò)初級(jí)繞組N2的大 電流，將會(huì)在切換開(kāi)關(guān)Q1的泄極端與源極端之間引起很大的尖峰電壓，因而 增加切換開(kāi)關(guān)Ql的開(kāi)關(guān)損耗
實(shí)用新型內(nèi)容
為了降低導(dǎo)通損耗、提高變換器的整體效率，本實(shí)用新型提供了一種具有 單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置，包括有一第一整流器、 一儲(chǔ)能電容 器、 一第二整流器、 一儲(chǔ)能電感器、 一切換開(kāi)關(guān)及一變壓器。其中，第一整流 器對(duì)一輸入交流電壓進(jìn)行整流，以產(chǎn)生一第一全波直流電壓。儲(chǔ)能電容器耦接 于第一整流器與一接地端之間，對(duì)第一全波直流電壓進(jìn)行濾波。第二整流器對(duì) 輸入交流電壓進(jìn)行整流，以產(chǎn)生一第二全波直流電壓。儲(chǔ)能電感器耦接于第二 整流器，對(duì)第二全波直流電壓進(jìn)行儲(chǔ)能。切換開(kāi)關(guān)耦接于接地端。變壓器具有 一初級(jí)繞組、次級(jí)繞組與一耦合繞組，其中初級(jí)繞組與切換開(kāi)關(guān)并聯(lián)耦接于儲(chǔ) 能電容器，且耦合繞組與切換開(kāi)關(guān)串聯(lián)耦接于儲(chǔ)能電感器，次級(jí)繞組則通過(guò)一 整流二極管耦接于一輸出電容。
該整流二極管為 一蕭特基二極管或一 同步二極管。
該具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置還包括一控制器，該控制 器耦接于該輸出儲(chǔ)能電容，該控制器接收該輸出儲(chǔ)能電容上的輸出電壓，以及 控制該切換開(kāi)關(guān)。
該第一整流器在該輸入交流電壓大于該儲(chǔ)能電容器上的電壓時(shí)，輸出該第
一全波直流電壓以對(duì)該儲(chǔ)能電容器充電。
該第 一整流器與該第二整流器之間連接有一公用的整流二極管。
該具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置還包括一第 一箝位器，該
第一箝位器耦接于該切換開(kāi)關(guān)。
該第一箝位器包括一第一順向二極管耦接于一并聯(lián)的電容電阻器組。 該具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置還包括一第二箝位器，該
第二箝位器耦接于該第二整流器。
該第二箝位器包括一第二順向二極管耦接于該并聯(lián)的電容電阻器組。 與現(xiàn)有^t支術(shù)相比，本實(shí)用新型具有以下有益效果
本實(shí)用新型的返馳式轉(zhuǎn)換裝置具有高功率因子、低導(dǎo)通損耗和高效率的優(yōu)
點(diǎn)，本實(shí)用新型通過(guò)在PFC電感電流的回路中串聯(lián)一個(gè)變壓器的耦合繞組，
來(lái)抑制儲(chǔ)能電容器的電壓。同時(shí)，儲(chǔ)能電感器和耦合繞組中的能量， 一部分將 透過(guò)變壓器的初級(jí)繞組向次級(jí)繞組傳輸，另一部分將對(duì)儲(chǔ)能電容器充電，以減 少耦合繞組所引起的漏感損耗，及降低切換開(kāi)關(guān)截止后，所產(chǎn)生的尖峰電壓和開(kāi)關(guān)損耗，進(jìn)而提升變換器整體的效率。

圖1為現(xiàn)有裝置電路示意圖2為本實(shí)用新型第一實(shí)施例的裝置電路示意圖3A至圖3D為本實(shí)用新型的電路操作示意圖4為本實(shí)用新型的操作波形示意圖5為本實(shí)用新型第二實(shí)施例的裝置電路示意圖；及
圖6為本實(shí)用新型第三實(shí)施例的裝置電路示意圖。
其中， 現(xiàn)有技術(shù)
返馳式轉(zhuǎn)換裝置100
EMI濾波電^各110
豐命入電壓Vin
車命入電流Ii
二極管D1 D7
儲(chǔ)能電容器C1
輸出電容C2
儲(chǔ)能電感器LPFC
變壓器Tr
繞組N1、 N2、 N3
接地端G
切換開(kāi)關(guān)Q1 本實(shí)用新型
返馳式轉(zhuǎn)換裝置200、 300、 400
第一整流器201
儲(chǔ)能電容器C1
第二整流器202
儲(chǔ)能電感器LPFC
切換開(kāi)關(guān)Ql 變壓器Tr EMI濾波電路210 整流二極管D1 D7 輸入電壓Vin 輸出電容C2 初級(jí)繞組Nl 耦合繞組N2 次級(jí)繞組N3 接地端G 切換開(kāi)關(guān)Q1 控制器204 第一全波直流電壓VI 第二全波直流電壓V2 控制信號(hào)SW
順向二極管D8、 D9、 D10 電阻R1、 R2 電容C3 輸出電壓VO
具體實(shí)施方式
請(qǐng)參考圖2，為本實(shí)用新型第一實(shí)施例的裝置電路示意圖。本實(shí)用新型的 具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置200,包括有一第一整流器201、 一儲(chǔ)能電容器C1、 一第二整流器202、 一儲(chǔ)能電感器LPFC、 一切換開(kāi)關(guān)Q1 及一變壓器Tr。其中第一整流器201通過(guò)一EMI濾波電路210對(duì)一輸入交流 電壓Vin進(jìn)行整流，以產(chǎn)生一第一全波直流電壓VI。儲(chǔ)能電容器C1則耦接于 第一整流器201與一接地端G之間，對(duì)第一全波直流電壓VI進(jìn)行濾波。其中 該第一整流器201在輸入交流電壓Vin大于儲(chǔ)能電容器Cl上的電壓時(shí)，整流 輸入交流電壓Vin，用以產(chǎn)生第一全波直流電壓VI以對(duì)儲(chǔ)能電容器Cl進(jìn)行充 電。
另夕卜，第二整流器202同樣也通過(guò)EMI濾波電路210對(duì)輸入交流電壓Vin 進(jìn)行整流，以產(chǎn)生一第二全波直流電壓V2。而儲(chǔ)能電感器LPFC耦接于第二 整流器202，用以對(duì)第二全波直流電壓V2進(jìn)行儲(chǔ)能。切換開(kāi)關(guān)Ql則耦接于 接地端G與變壓器Tr的一初級(jí)繞組Nl與一耦合繞組N2。其中，變壓器Tr 的初級(jí)繞組N1與切換開(kāi)關(guān)Q1串聯(lián)耦接后，再并聯(lián)耦接于儲(chǔ)能電容器Cl,且 變壓器Tr的耦合繞組N2與切換開(kāi)關(guān)Ql串聯(lián)耦接于儲(chǔ)能電感器LPFC。
再參考圖2，第一整流器201包括有整流二極管D1、 D2、 D5及D6，而 第二整流器202包括有整流二極管D3、 D4、 D5及D6，其中整流二極管D5、 D6為第一整流器201與第二整流器202之間公用的二極管。同時(shí)，變壓器Tr 還包括有一次級(jí)繞組N3,該次級(jí)繞組N3透過(guò)一整流二極管D7耦接于一輸出 電容C2。另外，返馳式轉(zhuǎn)換裝置200進(jìn)一步包括一控制器204，該控制器204 耦接于輸出儲(chǔ)能電容C2，根據(jù)該輸出電容C2上的輸出電壓，以輸出一控制信 號(hào)SW以控制該切換開(kāi)關(guān)Ql的切換周期。
再參考圖2,返馳式轉(zhuǎn)換裝置200保留了圖1中電路的優(yōu)點(diǎn)和成果，但是， 在本實(shí)用新型的返馳式轉(zhuǎn)換裝置200中，變壓器Tr的耦合繞組N2串聯(lián)在儲(chǔ) 能電感器LPFC的回路，而不是像圖1中，變壓器初級(jí)側(cè)的中間抽頭串聯(lián)在儲(chǔ) 能電感器LPFC的回路?？刂破?04通過(guò)對(duì)輸出電壓VO的檢測(cè)來(lái)控制切換開(kāi) 關(guān)Ql的導(dǎo)通與截止，而其控制方式可以采取定頻率控制，此時(shí)變壓器Tr工 作在連續(xù)導(dǎo)通(CCM)或不連續(xù)導(dǎo)通(DCM)模式。前述中，控制方式也可 以采取變頻控制，此時(shí)變壓器Tr工作在臨界模式(DCM/CCM),在這種臨界 ^^莫式(DCM/CCM)下，必須對(duì)切換開(kāi)關(guān)Q1的頻率進(jìn)行限制，以減少輕載下 的切換開(kāi)關(guān)Q1的損耗。比如，可以通過(guò)限制切換開(kāi)關(guān)Ql截止時(shí)間的方式。 而變壓器Tr次級(jí)側(cè)的整流二極管D7可以采用蕭特基二極管(Schottky Diode ) 或同步二極管。
圖3A至圖3D為本實(shí)用新型的電路操作示意圖。而圖4為本實(shí)用新型的 操作波形示意圖。配合圖4，參考圖3A及圖3B。在本實(shí)用新型中，切換開(kāi)關(guān) Ql的開(kāi)關(guān)周期可以被分為四個(gè)階段a d。
參考圖3A與圖3B，在a階段中，切換開(kāi)關(guān)Q1導(dǎo)通，儲(chǔ)能電容器Cl即
通過(guò)變壓器Tr的初級(jí)繞組N1和切換開(kāi)關(guān)Ql向變壓器Tr中的激磁電感儲(chǔ)能。 同時(shí)，輸入交流電壓Vin通過(guò)第二整流器202、變壓器Tr的耦合繞組N2和切 換開(kāi)關(guān)Q1向儲(chǔ)能電感器LPFC儲(chǔ)能。并且，也通過(guò)變壓器Tr的耦合繞組N2 向變壓器Tr內(nèi)部的激》茲電感儲(chǔ)能。 假設(shè)交流電源的輸入為式子(1 )
當(dāng)切換開(kāi)關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)，儲(chǔ)能電感器LPFC的電流方程式(2)為
<formula>formula see original document page 10</formula>(2)
激磁電感的電流方程式為(3)<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，""為儲(chǔ)能電容器Cl的電壓，；為變壓器Tr的激磁電感，馬乳為 儲(chǔ)能電感器LPFC的電感量，^為變壓器Tr的激磁電流，"'為儲(chǔ)能電感器LPFC 的電流。
假設(shè)從儲(chǔ)能電容器C1流出的電流為"，^可由式子(4)取得 = 、 …(4 )
其中，」為變壓器丁r中初級(jí)繞組N1的理想電流。此時(shí)，耦合繞組N2只 流過(guò)儲(chǔ)能電感器LPFC的電流"r , W:的值可由式子(5 )取得
<formula>formula see original document page 10</formula> (5 )
根據(jù)安匝平衡的原理，得出式子(6)<formula>formula see original document page 10</formula>(6)
根據(jù)以上兩個(gè)式子(5)、 (6)，即得出式子(7) 所以，根據(jù)兩個(gè)式子(4)、 (7),即得出式子(8)
...(8)
從中可以看出，當(dāng)切換開(kāi)關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)，變壓器Tr的激^f茲能量來(lái)自于儲(chǔ)
能電容器Cl以及輸入交流電壓Vin。
參考圖3C及圖3D，在b階段中，切換開(kāi)關(guān)Q1截止，變壓器Tr次級(jí)側(cè) 的整流二極管D7導(dǎo)通，此時(shí)，儲(chǔ)存在變壓器Tr中的激磁能量，通過(guò)整流二 極管D7向輸出電容C2釋放。同時(shí)，輸入交流電壓Vin通過(guò)第二整流器202、 變壓器Tr的初級(jí)繞組Nl、變壓器Tr的耦合繞組N2及儲(chǔ)能電容器Cl構(gòu)成儲(chǔ) 能電感器LPFC的能量釋放通路。
此時(shí)，儲(chǔ)能電感器LPFC和耦合繞組N2的能量，其一部分直接傳遞到變 壓器Tr的次級(jí)側(cè)，另一部分能量則給儲(chǔ)能電容器Cl充電，直到儲(chǔ)能電感器 LPFC電流下降到零。這樣，耦合繞組N2中的能量就可以得到回送，以減小 偶合繞組N2的能量在切換開(kāi)關(guān)Ql的泄極端與源極端之間引起的尖峰電壓， 進(jìn)而降低耦合繞組N2的漏感所引起的損耗，以及切換開(kāi)關(guān)Ql的開(kāi)關(guān)損耗。
當(dāng)切換開(kāi)關(guān)Q1截止時(shí)，儲(chǔ)能電感器LPFC的電流方程式(9)為
~= lsin— --1-1 x ""
& '"1 1Cfl M
(9)
激磁電感的電流方程式(10)為:
, 成， iV, TT 丄,,,2 = -~Lx[/n
& W3 …(io)
又,W - zwi…(11 ) 根據(jù)安匝平衡的原理，得出式子(12)
則，在儲(chǔ)能電感器LPFC和激磁電感電流都未斷續(xù)之前，流過(guò)變壓器Tr次級(jí) 側(cè)的整流二極管D7的電流iD可由式子(13 )表示
式子(13)整理后，即得到式子(14)
同樣可以看出，傳輸?shù)阶儔浩鱐r次級(jí)側(cè)的能量除了變壓器中的激爿磁部分， 還有從儲(chǔ)能電感器LPFC直接傳遞到輸出端的部分。通常情況下，儲(chǔ)能電感器
LPFC的電流會(huì)首先斷續(xù)，從波形上來(lái)看，整流二極管D7的電流波形會(huì)呈現(xiàn) 折線的形狀。
再參考圖4,在c階段中，變壓器Tr的激磁能量繼續(xù)通過(guò)整流二極管D7 向輸出電容C2充電，直到激^磁電流下降到零。并且，在d階段中，為了防止 電源在輕載時(shí)頻率過(guò)高，通常采用定頻率控制或變頻率控制，以同時(shí)限制切換 開(kāi)關(guān)Q1的截止時(shí)間，所以，在變壓器Tr的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)都無(wú)電流存在。
參考圖5，為本實(shí)用新型第二實(shí)施例的裝置電路示意圖。在本實(shí)用新型第 二實(shí)施例中的組件與第一實(shí)施例相同者，以相同符號(hào)標(biāo)示。第二實(shí)施例與第一 實(shí)施例的電路動(dòng)作原理與達(dá)成的功效相同，其主要的差異處在于第二實(shí)施例 的返馳式轉(zhuǎn)換裝置300增加了兩組箝位器，其中第一順向二極管D8耦接于一 并聯(lián)的電容C3與電阻Rl構(gòu)成第一箝位器，第二順向二極管D9耦接于并聯(lián)的 電容C3與電阻R1，以構(gòu)成第二箝位器。第一箝位器耦接于切換開(kāi)關(guān)Q1，用 來(lái)限制切換開(kāi)關(guān)Q1截止以后，變壓器Tr漏感在切換開(kāi)關(guān)Ql兩端所引起的振 蕩電壓。其中，第一順向二極管D8將切換開(kāi)關(guān)Q1二端所產(chǎn)生的振蕩電壓， 引導(dǎo)到并聯(lián)的電容C3與電阻R1予以釋放。另外，二極管D5、 D6兩端的電 壓，可以通過(guò)二極管D1、 D2箝位在儲(chǔ)能電容器C1的端電壓。
再參考圖5,第二箝位器耦接于笫二整流器202，用以抑制切換開(kāi)關(guān)Ql 截止后，該第二整流器202所產(chǎn)生的振蕩電壓。其中第二順向二極管D9將第 二整流器202所產(chǎn)生的振蕩電壓，引導(dǎo)到并聯(lián)的電容C3與電阻R1予以釋放， 以限制切換開(kāi)關(guān)Ql截止后，儲(chǔ)能電感LPFC與二極管D3、 D4的極間電容振 蕩，所引起的二極管D3、 D4兩端的振蕩電壓。
參考圖6，為本實(shí)用新型第三實(shí)施例的裝置電路示意圖。在本實(shí)用新型第 三實(shí)施例中的組件與第二實(shí)施例相同者，以相同符號(hào)標(biāo)示。第三實(shí)施例與第二 實(shí)施例的電路動(dòng)作原理與達(dá)成的功效相同，其主要的差異處在于第三實(shí)施例 的返馳式轉(zhuǎn)換裝置400的箝位器包括順向二極管D8、 D9、 DIO、電阻Rl、 R2和電容C3。 二極管D8、 DIO、電阻Rl和電容C3所構(gòu)成的箝位器，用來(lái) 限制在切換開(kāi)關(guān)Q1截止以后，變壓器Tr漏感在切換開(kāi)關(guān)Ql兩端所引起的振 蕩電壓的峰值。
綜上所述，本實(shí)用新型的返馳式轉(zhuǎn)換裝置通過(guò)在PFC電感電流的回路中
串聯(lián)一個(gè)變壓器的耦合繞組，來(lái)抑制儲(chǔ)能電容器的電壓。同時(shí)，儲(chǔ)能電感器和 耦合繞組中的能量， 一部分將通過(guò)變壓器的初級(jí)繞組向次級(jí)繞組傳輸，另一部 分將對(duì)儲(chǔ)能電容器充電，以減少耦合繞組所引起的漏感損耗，及降低切換開(kāi)關(guān) 截止后，所產(chǎn)生的尖峰電壓和開(kāi)關(guān)損耗，進(jìn)而提升變換器整體的效率。
以上所述僅是本實(shí)用新型的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的 普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本實(shí)用新型原理的前提下，還可以作出若千改進(jìn) 和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng)視為本實(shí)用新型的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求1.一種具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于，包括有:一對(duì)一輸入交流電壓進(jìn)行整流以產(chǎn)生一第一全波直流電壓的第一整流器；一對(duì)該第一全波直流電壓進(jìn)行濾波的儲(chǔ)能電容器，耦接于該第一整流器與一接地端之間；一對(duì)該輸入交流電壓進(jìn)行整流以產(chǎn)生一第二全波直流電壓的第二整流器；一對(duì)該第二全波直流電壓進(jìn)行儲(chǔ)能的儲(chǔ)能電感器，耦接于該第二整流器；一切換開(kāi)關(guān)，耦接于該接地端；及一具有一初級(jí)繞組與一耦合繞組的變壓器，其中該初級(jí)繞組與該切換開(kāi)關(guān)并聯(lián)耦接于該儲(chǔ)能電容器，且該耦合繞組與該切換開(kāi)關(guān)串聯(lián)耦接于該儲(chǔ)能電感器。
2. 如權(quán)利要求1所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，該變壓器還包括有一次級(jí)繞組，該次級(jí)繞組通過(guò)一整流二極管耦 接于一輸出電容。
3. 如權(quán)利要求2所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，該整流二;f及管為一蕭特基二極管或一同步二極管。
4. 如權(quán)利要求2所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，還包括一控制器，該控制器耦接于該輸出儲(chǔ)能電容，該控制器接 收該輸出儲(chǔ)能電容上的輸出電壓，以及控制該切換開(kāi)關(guān)。
5. 如權(quán)利要求2所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，該第一整流器在該輸入交流電壓大于該儲(chǔ)能電容器上的電壓時(shí)， 輸出該第一全波直流電壓以對(duì)該儲(chǔ)能電容器充電。
6. 如權(quán)利要求2所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，該第一整流器與該第二整流器之間連接有一公用的整流二極管。
7. 如權(quán)利要求2所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，還包括一第一箝位器，該第一箝位器耦接于該切換開(kāi)關(guān)。
8. 如權(quán)利要求7所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于，該第 一箝位器包括一第 一順向二極管耦接于 一 并聯(lián)的電容電阻器 組。
9. 如權(quán)利要求7所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，還包括一第二箝位器，該第二箝位器耦接于該第二整流器。
10. 如權(quán)利要求9所述的具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置， 其特征在于，該第二箝位器包括一第二順向二極管耦接于該并聯(lián)的電容電阻器 組。
專利摘要本實(shí)用新型提供了一種具有單級(jí)功率因子校正電路的返馳式轉(zhuǎn)換裝置，包括一對(duì)輸入交流電壓進(jìn)行整流以產(chǎn)生第一全波直流電壓的第一整流器；一對(duì)第一全波直流電壓進(jìn)行濾波的儲(chǔ)能電容器；一對(duì)輸入交流電壓進(jìn)行整流以產(chǎn)生第二全波直流電壓的第二整流器；一對(duì)第二全波直流電壓進(jìn)行儲(chǔ)能的儲(chǔ)能電感器；切換開(kāi)關(guān)；及具有一初級(jí)繞組與耦合繞組的變壓器。通過(guò)在PFC電感電流的回路中，串聯(lián)一個(gè)變壓器的耦合繞組能抑制儲(chǔ)能電容器的電壓。儲(chǔ)能電感器和耦合繞組中的能量，一部分通過(guò)變壓器的初級(jí)繞組向次級(jí)繞組傳輸，另一部分對(duì)儲(chǔ)能電容器充電，能減少耦合繞組所引起的漏感損耗，及降低切換開(kāi)關(guān)截止后產(chǎn)生的尖峰電壓和開(kāi)關(guān)損耗，進(jìn)而提升變換器整體的效率。
文檔編號(hào)H02M1/00GK201199672SQ200820111620
公開(kāi)日2009年2月25日 申請(qǐng)日期2008年5月16日 優(yōu)先權(quán)日2008年5月16日
發(fā)明者曄 徐, 皓 馬 申請(qǐng)人:力信興業(yè)股份有限公司;浙江大學(xué)