專利名稱：調節(jié)二極管導通占空比的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明通常涉及調節(jié)開關模式功率轉換器的輸出參數的控制電路，尤其是 涉及一種控制電路，其調節(jié)作為二極管導通時間與開關周期的比率的占空比。
背景技術：
功率轉換器控制電路可被用于多種的目的以及應用。這里要求控制電路的 功能能減少控制電路外圍部件數量。外圍部件數量的減少能最小化功率轉換器 以改進其便攜性，減少最終確定功率轉換器設計所需要的設計周期數，同時改 進了終端產品的可靠性。另外，減少的部件數量可提供功率轉換器的操作中的 能量效率 ，并且能減少功率轉換器的成本。該功率轉換器部件數目的減少 提供的潛力一方面在于簡化或移除先前在功率轉換器中實現輸出電流調節(jié)所需 要的外圍電路。在用于AC/DC功率轉換的隔離回掃轉換器中，輸出電流典型i&M^3^接一 傳感元件來測量，該傳感元件典型地為電阻器，該傳感元件被連接以感測在電 源輸出端子中流過的電流。該感測應電流被用于產生反饋信號，該反饋信號連 接至在電源的初級側的控制電路，其典型地采用光電耦合器，與電源的輸出相 隔離。在如降壓-升壓轉換器，升壓轉換器，SEPIC轉換器或Cuk轉換器的非隔離 電源中，典型地采用如傳感電阻器的傳感元件產生代表在電源輸出端子中流動 的輸出電流的信號，來產生代表功率轉換器輸出電流的反饋信號。在隔離以及非隔離轉換器配置中，功率開關被耦合至電源輸入以及能量傳 輸元件，如在功率開關處于導通狀態(tài)時電流從電源輸入流過功率開關和能量傳輸元件?？刂齐娐讽憫诜答佇盘栆钥刂乒β书_關的切換，以調節(jié)從功率轉換 器的輸入至嚇出的功率傳輸。


本發(fā)明的非限制性和非窮舉性的實施例和示例參考下述附圖被描述，除非 特別指出，在不同的視圖中，相同的附圖標記代表了相同的部件。圖1 一般性示出了根據本發(fā)明的教示的采用響應反饋信號的控制電路的示 例性回掃功率轉換器，該反饋信號可調節(jié)作為二極管導通時間與開關周期的比 率的占空比。圖2 —般性示出了根據本發(fā)明的教示的采用示例性控制電路的功率轉換器的波形圖，該功率轉換器響應反饋信號以調節(jié)作為二極管導通時間與開關周期 的比率的占空比。圖3A更詳細的示出了根據本發(fā)明教示的示柳性控制電路的一部分。圖3B示出了根據本發(fā)明教示的振蕩電路的一部分。圖4 一般性示出了根據本發(fā)明的教示，響應反饋信號以調節(jié)作為二極管導 通時間與開關周期的比率的占空比的示例性控制電路的波形圖。圖5是根據本發(fā)明教示的采用示例性控制電路的示例性功率轉換器的輸出 電壓相對于輸出電流的特性曲線的圖。圖6示出了根據本發(fā)明教示的采用示例性控制電路的示例性非隔離功率轉 換器。圖7是示出了根據本發(fā)明教示的用于調節(jié)從功,換器輸入傳輸到功率轉 換器輸出的功率的示例性方法的流程圖。
具體實施方式
在此公開了用于實施調節(jié)功率轉換器輸出參數的控制電路的方法和裝置。 在以下描述中，多種特定細節(jié)被提供以用于幫助對本發(fā)明的徹底理解。但，很 明顯的，本領域普通技術人員并不需要采用該特定細節(jié)來實現本發(fā)明。在其他 樣例中，公知的材料或方法沒有被詳細描述以避免使本發(fā)明不明確。在齡說明中提及的"一個實施例"，"一實施例"，"一個示例"或'一示例"意 味著與該實施例或示例相聯系的描述的特定特征、結構或特性被包括在本發(fā)明至少一個實施例中。因此，在齡說明的不同處出現的"在一個實施例中"，"在 一實施例中"，"一個示例"或'一示例"的短語，并不必須是指的同一個實施例或 示例。而且，該特定特征，結構或特性可以在一個或多個實施例或示例中以任 何合適的組合和/或子組合相結合。另外，應該理解，在此提供的附圖是用于對 本領域普通技術人員的解釋目的，并且附圖并不必要按比例描繪。以下將描述根據本發(fā)明教示的用于調節(jié)功率轉換器輸出參數的控制電路。 本發(fā)明的示例包括調節(jié)功率轉換器的一個或多，出參數的方法和裝置。圖1 一般性示出了根據本發(fā)明教示的采用調節(jié)功率轉換器輸出參數的控制電路的功,換器ioo，有時也稱為電源。在一個示例中，功率轉換器100是隔 離回掃轉換器，其中初級側地端107和次級側返回端126彼此電隔離。應該注 意，在其它示例中，根據本發(fā)明的教示，功 換器100可具有多于一個的輸 出。如所示，控制電路115耦合至功率開關105，在一個示例中，該功率開關 105是金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)或者雙極晶體管等等。功率 開關105被連接至能量傳輸元件109的輸入繞組103，其耦合至DC輸入電壓 101和輸出功率二極管117。在一個示例中，DC輸入電壓101是耦合至未示出 的交流電壓源的整流電路的輸出。電容106耦合至功率轉換器輸A^ 190和191 ， 以在功率開關105處于導通狀態(tài)時，為流經第一和第二輸入端190和191，能量 傳輸元件109繞組103和功率開關105的合閘電流(switching current)提供低阻 抗源。在一個示例中，控制電路115和開關105可構成作為混合或單片集成電 路律隨的集成電路的一部分?？刂齐娐?15耦合成接收反饋信號114，而仍獲益 于本發(fā)明的教示，在一個示例中，該反饋信號114是電壓信號，但在其它示例 中也可為電流信號或其它代表功率轉換器輸出的信號。在圖1所示的示例中，控制電路115耦合成調節(jié)從功率轉換器100的第一 和第二輸A^ 190和191傳送到連接至負載121的功率轉換器輸出端192和193 的功率。在一個示例中，被調節(jié)的特定功率轉換器輸出參數是DC輸出電流Io 120。能量傳輸元件109包括輸入繞組103和輸出繞組110和輔助繞組108。反 饋信號114從輔助繞組108通過由電阻器111和112構成的電阻分壓器耦合至 控制電路115。在操作中，控制電路115 Ml響應反饋信號114以開關功率開關105來調節(jié)電源100的輸出。當開關105導通，能量從電容器106傳輸至能量傳輸元件 109的輸入繞組103中。當該開關斷開，儲存在輸入繞組103中的能量被傳輸至 輸出繞組110。來自輸出繞組110的肯糧被傳輸至電源100的輸出，電流流經一 正向偏置輸出功率二極管117至電容器118和耦合至輸出端192和193的負載 121。當在開關105斷開期間電流流經輸出功率二極管117時，負載121兩端的 輸出電壓Vo 119加上輸出功率二極管117的正向電壓降基本上與輸出繞組110 兩端的電壓相等。如將要被描述的，當電流流經輸出二極管時輸出繞組110兩端的電壓代表 輸出電壓Vo119時，功率開關的斷開時間的這部分稱為功率開關105的斷開時 間的反饋部分TpB。在某些情況，在功率開關105的斷開期間，電流可能基本上 停止從輸出繞組110流過輸出功率二極管117。在這種情況下，輸出功率二極管 117被反向偏置并且輸出繞組110兩端的電壓降不再^^輸出電壓V0119。當基 本上沒有電流流經輸出功率二極管117時，該功率開關105的斷開時間的這部 分稱為功率開關105的斷開時間的非反饋部分。輸出繞組110兩端的電壓基于匝數比率被反映至能量傳輸元件的輔助繞組 108。輔助繞組108兩端的電壓因此在功率開關105斷開時間的反饋部分TfB期 間可被采用，以獲得關于電源100的輸出的反饋信號114，該反饋信號114耦合 成被控制電路115接收，以控制功率開關105的開關來調節(jié)電源100的輸出。在一個示例中，電路區(qū)塊194包括如圖1所示的耦合至輔助繞組108的二 極管113。在功率開關105的導通時間期間，輔助繞組二極管113被反向偏置并且因此而阻止電流流經電阻器m和m。同樣獲益于本發(fā)明的教示，在其它示例中，電路區(qū)塊194包括所示的基本短路連接195。在電路區(qū)塊194包括該基本短路連接195的一個實施例中，在功率開關105 導通時間期間， 一信號被施于控制電路115的端子123。但是，該信號是前饋信 號，其不4樣功率轉換器的輸出而是^(餓出現于電容器106兩端的電源輸入電 壓。在一個示例中，控制電路115耦合成在功率開關105的導通時間期間響應 于前饋信號114。在另一示例中，控制電路115耦合成響M過耦合至電容器 106直接獲得的前饋信號188。因此，在電路區(qū)塊194包括基本短路連接195的 該示例中，信號114因此仍僅是代表在功率開關105斷開時間的反饋部分TpB 期間的功率轉換器100的輸出電壓119的反饋信號。在一個示例中，該功率開關105斷開時間的反饋部分Tra是電流198流經輸出功率二極管117的時間段， 期各要參考圖2所示的示例進行描述。圖2示出了有助于一般性說明圖1的示例性電路操作的示例性波形圖。例 如，波形200是圖1中Vfb116的電壓波形圖。波形214是圖1中流經功率開關 105的漏極電流104的電流波形。波形230是圖1中流經功率二極管117的二極 管電流198的電流波形。波形240是代表了電流是否流經圖1中輸出功率二極 管117的反饋控制信號波形。換句話說，在所標例中波形240表示了當功率 開關105斷開時輸出功率二極管117是否傳導電流。在圖示的示例中，由于輸 出功率二極管電流232在功率開關105于時間250導M2it基本上為零，波形 214和230示出了斷續(xù)電流波形。因此每當功率開關105導通時，漏極電流波形 209從基本上為零的電流215開始。在W"開關周期，功率開關在導通時間Ton204導通，在關斷時間Toff206 斷開。在功率開關斷開時間Toff 206的反饋部分Tra205期間，電流232流經功 *$封奐器100的輸出功率二極管117，并且在輸出繞組110兩端出現的電壓基本 上等于輸出電壓119加上功率二極管117的正向電壓降。反饋部分Tre205通常 稱為反映的(reflected)電壓時段。4i^示的示例中，流經輸出功率二極管117的電流198基本上等于流經輸 出電容器118的電流與流經負載121的輸出電流lQl20的總和。由于二極管117 的正向電壓基本上可以M51制造商的數據獲得，因此繞組110兩端出現的電壓 代表了輸出電壓119。而且繞組108兩端出現的電壓ffl31繞組110與108的匝數 比率與繞組110兩端的電壓相關。例如，如果繞組110和108具有相同匝數， 在開關斷開時間的反饋部分TpB205期間，繞組110和繞組108兩端出現的電壓 將基本上一階相同。為了避免混淆本發(fā)明的教示，如泄漏電感和繞組間電容的二階影響在此沒有詳述。在開關斷開時間的反饋部分T^205期間，繞組108兩端出現的電壓因此也 《該了輸出電壓119。在一個示例中，M31將反饋電壓信號208與閾值電壓電平 236比較，以在反饋電壓信號208比閾值電壓電平236大時產生信號242的邏輯 高值，來產生波形240以生成反饋控審賠號Dcond241。因此，當電流流經圖1 中的功率輸出二極管117時，邏輯信號242為高的持續(xù)時間與時間段Tfb205基 本上相等。在另一個示例中，比閾值電平236的值低的閾值電壓電平280可被采用， 以產生Dcond反饋控制信號241。該較低的閾值電壓電平對電源輸出電壓幅值 并因llW反饋電壓信號208的幅值較不敏感。例如，在圖1的功報換器中， 當輸出電壓119在高輸出電流瞎況下降低時，與地電位202相關的反饋電壓信 號208的幅值也下降。在閾值電壓電平236被用于產生Dcond反饋控制信號241 的示例中，反饋電壓信號208的幅值斷氏至綱值電壓電平236總是比反饋電壓 信號208高的程度(這將導致Dcond反饋控制信號241在全部時間內保持邏輯 低電平)，期每不再標電流流經輸出二極管117的時間段。較低的閾值電平280 排除了這種情況。應該注意，在一個示例中，較低的閾值電壓電平280引入另外兩個考慮。 在一個示例中，第一個考慮是Dcond信號時段增加了時間段Ten 282 。該Ten 282 在Dcond241波形中引入誤差，這是因為它不再精確地代表電流流經輸出二極管 117的時間段。因此，在一個示例中，控制電路115內部的電路需要補償該誤差。在一個示例中，第二個考慮是反饋電壓信號208的寄生弛豫振鈴波形 (parasitic relaxation ringing wavefoim)在時間段Trg 281趣i了較低閾值電壓電 平280，這能在Dcond反饋控制信號241中產生錯誤的邏輯高283，除非控制電 路115包括消除第二邏輯高283的電路。這樣的電路在一個示例中可包括鎖存 器，其設置成從時間段Tra205的結束點直到在時間點284開始下一個功率開關 開關周期，保持Dcond241信號為低。在另一個示例中，上述考慮的一個或兩個都可以如下避免設計控制電路 115，使用與反饋電壓信號208相比較的可變的電壓閾值電平以產生Dcond反饋 控制信號241。在一個示例中，該可變的電壓閾值電平可根據反饋電壓信號208 的幅值在電壓閾值電平236和280之間變化。在一個示例中，如下獲得該可變 電壓閾值電平在功率開關在時間275關斷之后的Tra 205期間的一些固定時間 采樣反饋信號208的幅值，并將所采樣的幅值減去固定值。在一個示例中，該 固定值是基本上等于0.5伏特的電壓。由于反饋信號114 (在這個示例中為Vfb 116) ffiil已知的電路區(qū)塊194和 由電阻器111和112構成的電阻分壓器與繞組108兩端出現的電壓相關，因此 反饋信號114代表了在功率開關斷開時間Toff206的反饋部分TfB205期間電源 的輸出電壓。應該注意，在功率開關105導通時間期間Ton204，如果電路區(qū)塊194包括 二極管113或如果有內部鉗位電路(clamp)(未示出)耦合至端子123，出現在 圖1的反饋端子123的電壓相對于地端子124基本上為^^特。在圖2中，此 種瞎況已通過電壓電平213示出，其基本上等于地電壓202。在圖1中的控制電路115不具有耦合至端子123的內部鉗位電路，且電路 區(qū)塊194包括基本短路連接195時的電路配置的示例中，反饋端子123上出現 的電壓可遵循圖2中fflil點劃線203示出的，特性。在任一個瞎況，在所示 示例中的反饋電壓信號208代表了在功率開關斷開時間的反饋部分Tra205期間 的功,換器100的輸出電壓119，所述反饋部分基本上與電流IDIODE198和233 流經輸出功率二極管117的時間段相等。從圖2的波形可以理解，流經圖1中的輸出端子192和193的平均輸出電 流7K平Iouiave235，例如，可根據下述關系從IraoDE233的波形計算得到<formula>formula see original document page 13</formula> (1)其中，Tkb/T代表了功率開關斷開時間的反饋部分Tra與，功率開關開關 周期T的比率的占空比。由于IoDiDE沐fflii已知的能量傳輸元件109中的Np 170 和Nsl71的輸入繞組與輸出繞組匝數比率Np/Ns與Iopk相關，所以Iquiave可以 從b210和lDpk201的峰值計算得到<formula>formula see original document page 13</formula> (2)由于比率Np/Ns是固定的，可以看出如果在方程(2)中l(wèi)Dpk基本上固定， 電源平均輸出電流Ioutave 235可M31調節(jié)作為Tre 205與功率開關開關周期T 212的比率的占空比調節(jié)。換句話說，1ouiAVE235可M:調節(jié)作為輸出功率二極 管導通時間與功率開關開關周期212的比率的占空比調節(jié)。Tra時間段205 3!31下述等式控制T :一LX/D,,t 〖3、其中在一個示例中，L是圖1中能量傳輸元件輸出繞組110的電感，其在 能量傳輸元件所有其它繞組與外部電路去耦合的時候測量，Vo是圖l的輸出電壓119，VDK)DE是當電流lDK)DEl98流動時的圖1中的輸出二極管117的正向電壓 降。由于在方程G)中的V^DE和L在給定的功率轉換器中是基本上固定的， 因此，對于固定值lD^，應該注意，如果輸出電壓Vo陶氐，Tfb將増加。這種情況涉及隨著負載121阻抗下降輸出電壓119降低的功率轉換器的電流調節(jié)操作 區(qū)域。該操作區(qū)柳各參考圖5在后面詳細討論。圖3A示出了根據本發(fā)明的教示的電路300的一個示例性結構，此電路300 在一個示例中可構成控制電路315的內部電路的一部分，控制電路315在一個 示例中可為圖l中的控制電路115。根據本發(fā)明的教示，圖3A所示的電路是電 路的一個示例，當耦合成接收代表功率開關斷開時間的反饋部分Tkb期間功率轉 換器輸出電壓的反饋信號時，所述電路可通過調節(jié)作為功率開關斷開時間的反 饋部分Tfb與整個功率開關開關周期的比率的占空比，從而調節(jié)從功率轉換器的 輸入到功斜封奐器的輸出的功率傳輸，所述反饋部分Tra在一個示例中基本上等 于電流流經輸出功率二極管117的時間段。如所描述的示例所示，控制電路315耦合成在反饋端子323接收反饋信號 Vfb316。在一個示例中，控制電路315包括反饋電路，其至少包括Dcond信號 發(fā)生器模塊399，開關313、 314，反饋電容器360和電流源307和308。反饋信 號VFB316被應用到Dcond信號發(fā)生器電路模塊399。在其^1^例中，Dcond信 號發(fā)生器模±央399可被配置以接收反饋電流信號，可消除對外部電阻器312的 需求，并且反饋信號可包括流經電阻器311至反饋端子323的電流。在一個示 例中，電路模塊399的Dcond反饋控制信號302輸出與圖2中的Dcond反饋控 帝賠號241相同。為了產生Dcond反饋控制信號302， Dcond發(fā)生器電路模士央 399可采用一個或多個上面參考圖2討論的技術。在一個示例中，Dcond反饋控制信號302 M反相器303反相，然后耦合 至開關313的柵極和與門305的一，入。與門305的輸出耦合至開關314的 柵極。與門305的目的將在后參考圖4進一步描述，但是，為了當前說明的目 的，信號328被假定為高，因此應用至岍關314的柵極的信號331與應用至岍關313的柵極的信號327相等，這是由于為了當前的說明，信號328被假定為 高。當信號327為低而開關313由此處于導通狀態(tài)時，反饋電容器360以由電 流源308所決定的速度充電。當信號327為高而開關314由此處于導通狀態(tài)時， 反饋電容器360以由電流源307所決定的速度方夂電。因此，反饋電容器360兩端的電壓Va360的平均值通過Dcond反饋控制信 號302的占空比確定。當電壓Va360達到閾值Vrefl 317時，比較器325的輸出 信號324變?yōu)楦摺Ｔ谝粋€示例中，當輸出信號324為高，振蕩電路333耦合成 將下一個時鐘信號334的高脈沖延遲比較器輸出信號保持高的那段時間。在一 個示例中，振蕩時鐘信號334高脈沖啟動功率開關105開關周期導通時間段的 開始。如將討論的，在一個示例中，根據本發(fā)明的教示，比較器325和振蕩器 333作為控制電路315的時鐘信號發(fā)生電路的一部分被包括，以控制功率開關的 開關，從而調節(jié)功率轉換器的輸出。在圖3A中的電路的詳細操作將參考圖4的波形和圖5的示例性電源輸出電 壓與輸出電流的特性曲線在下面描述。圖4示出了代表功率轉換器三^ll出負 載情況的三組波形400、 430和460，該功率轉換器在一個示例中可為圖1中的 功率轉換器IOO。波形組400針對低負載情況，例如圖5中的負載點512。波形 組430針對電源靠近從電壓調節(jié)區(qū)域503到電流調節(jié)區(qū)域507的轉變點(例如 圖5中的負載點513)的輸出負載瞎況。波形組460針對電源工作在電流調節(jié)區(qū) 域(例如圖5中的負載點514)的輸出負載瞎況。應該注意圖5的曲線是理想化 的，并且，雖然操作區(qū)域503和507是電壓和電流被調節(jié)的區(qū)域，但并不意味 著它們是恒定的，它們也可以根據輸出電壓和電流情況變化。每組波形400、430、 460包括3個波形，示出了在一個示例中與圖3A中信號334相同的時鐘信號波 形401 ，在一個示例中與圖3A中信號302相同的Dcond反饋控制信號波形402， 以及在一個示例中與圖3A中Va320相同的Va波形403。波形400示出的輕負載瞎況包括具有開關周期T1412的振蕩時鐘信號波形 407。在一個示例中，時鐘信號407M31振蕩器產生并且被用于如圖1中的控制 電路115的控制電路中，以起始如圖1中的功率開關105的功率開關的導通時 段。波形400也示出了功率開關導通時間Tonl 405是時鐘信號407脈沖的起始 點和Dcond波形408 ,，輯低轉變到邏輯高之間的時間段。在該示例中，Dcond 信號408在持續(xù)時間Trai406是邏輯高電平。在時間段Tpm期間，圖3A中的反饋電容器360以固定速率充電，并且Va403在Trei時間段結束時增加至最大值。 當Dcond反饋控制信號408變?yōu)榈?，反饋電容?60放電至一較低電壓電平411 。 參考圖3A，該較低電壓電平是參考電壓Vref2 304。當電壓Va 320斷氐至低于 參考電壓電平Vref2 304時，信號328變?yōu)榈?，并且因此設置與門輸出信號331 為低，防止反饋電容器360進一步的放電。在一個示例中，在Va電壓中的該鉗 位下限(lower damp limit)設置在1.25V，以通過限制將比較器325的輸出設置 為高所需的Va320的最大變化，來改進控制電路315的瞬時響應，這將在下面 描述。在示例性波形430中，當Ton2 432比Tonl405大時，時鐘信號431開關周 期T2 434基本上與Tl 412相同。由于對于基本上相同的開關周期時間功率開關 導通時間較長，功率開關占空比與波形400相比增加，因此波形430示出了與 波形400相比增加的輸出電流負載瞎況。應該注意，被用于調節(jié)功率開關占空 比這種隨著負載增加而增加的控制電路，可采用如電壓模式或電流模式控制的 普通的電源控制技術。在其它的示例中，可變頻率控制策略可用以隨著增加的 負載增加功率開關占空比，雖然在這些情況中，功率開關開關周期時間T2可能 與波形400的周期412不同。不管所采用的控制策略如何，功率開關導通時間 與開關周期的比率，通常被稱為功率開關占空比，相比于波形400在波形430 中更高。在波形430示出的特定負載情況是Dcond反饋控制信號402占空比TfWT2 比50%略高盼瞎況。在圖3A中的電流源308和307基本上相同的示例中，由 于#^開關周期反饋電容器360充電比放電時間長，因此波形430的負載條件 導致了平均電壓Va403增力B。在時間點438，電壓Va403達到上限閾值電壓電 平436，絲一個示例中與圖3A中的Vrefl317離。在點438，信號324將變 為高并且起始振蕩器保持斜牛持續(xù)一段時間，在該段時間Va信號波形435比閾 值電壓436大。波形460示出了 Dcond邏輯高時間段Tfb3 463比T啦大的負載條件。 一個 能導致功率開關斷開時間的反饋部分Tra的這種增加的示例性負載條件是當電 源操作在如圖5中的電流調節(jié)區(qū)域(如507)時。先前采用的方程(3)示出了 Tfb是輸出電壓的函數，因此Tre將隨著電源輸出電壓的降低而增加。在波形460示出的Tra的增加導致了圖3A中的反饋電容器充電更長的時間，使得電壓Va 320皿閾值電壓電平466，閾值電壓電平466在一個示例中 基本上等于1.75伏特。在波形460的時間點469， Dcond反饋控制信號402變 為低并且反饋電容器360開始放電。在時間點470，電壓Va 465降低至低于閾 值電壓電平466。 Va信號465高于閾值電壓電平466的時間段作為Th。ld 468示 出。在一個示例中，對于TMd468時間段，圖3A中的比較器325的輸出為高， 并且控制電路振蕩器333被保持，這延遲了下一個時鐘信號334高脈沖，因此 延遲了下一個功率開關105開關周期的開始。信號334因此被用于控制功率開 關的開關。因此在圖4的示例中，當Tra2433達到為開關周期T2 434的50%的閾值， 如波形430所示，圖3A中的反饋電容器360上的平均電壓增加。當Va 403的 最大值達到閾值電壓電平466，振蕩器時鐘信號431被延遲。當TFB達到值TfB3， 振蕩器時鐘信號461延遲一個量Th。ld 468 。由于在時間段Th。ld 468 ， Dcond反饋 控制信號402在基本上50%的時間內為高，在基本上50%的時間內為低，所以 作為Tra3 463與旨開關周期T3 464的比率的占空比基本上保持恒定。在其他 示例中，圖3A中電流源307和308的電流值可以不相同，由此Tre時間段205 與開關周期206的比率可被調節(jié)至一個不是50%的值。因此不考慮電流源307 和308的相對值，當占空比達到一閾值時，控制電路315耦合成調節(jié)該占空比，該占空比是功率開關斷開時間的反饋部分TFB與旨功率開關開關周期的比率。應該注意在，的描述中，振蕩器333周期響應于電容器360兩端的電壓。 由于Tfb3463 | 了電流流經圖1中的功率二極管117的時間段，圖4的波形因lt際出了控制電路315控制功率開關的開關，以調節(jié)作為電流流經輸出功率二極管的時間段與整個開關周期的比率的占空比。參考方程(2)，可以看出，如果Iw基本上固定，電源的平均輸出電流可3I31調節(jié)作為電流流經功率二極管的時間段與旨開關周期的比率的占空比，而得以調節(jié)。在一個示例中，控制電路315進一步包括穩(wěn)壓電路309，其耦合成使得在第一開關314的斷開時間期間的第一電流源307兩端的第一電壓VI 393保持基本上與反饋電容器360兩端出現的電壓相等。穩(wěn)壓電路309進一步耦合成使得在第二開關313的斷開時間期間的第二電流源308兩端的第二電壓V2 392保持基本上與控制電路電源電壓354和反饋電容器360兩端出現的電壓之差相等。在該示例中，穩(wěn)壓電路模塊309被用于幫助提高電路315的精度。沒有穩(wěn) 壓電路309，電流源307和308兩端的電壓在開關313和314導通和關斷時會產 生很大變化。在下一個功率開關開關周期期間，當開關313和314再次導通時， 這將在實際電流源電路的充電和放電電流中引入初始誤差。這些初始電流誤差 降低了流到反饋電容器360的充電和放電電流的精度，降低了調節(jié)功率轉換器 輸出電流的精度。為了無論開關313和314導通還是關斷都保持電壓降的基本上叵定，當開 關313關斷時穩(wěn)壓電路309在節(jié)點319確立了一個電壓，其基本上與當開關313 導通時節(jié)點319處的電壓相等。同樣，當開關314關斷時電路309在節(jié)點326 確立了一個電壓，其基本上與當開關314導通時節(jié)點326處的電壓相等。這個 功^ffl51單位增M^文大器306提供，其輸出M^接321保持在反饋電容器360 兩端的電壓。單位增益放大器306的輸出，在信號327為低時被耦合到節(jié)點326， 在信號327為高時被耦合至節(jié)點319。通51i^種方式，當開關313和314為流入 電容器360的電流提供電^il^各時，電流源313和314基本上立即確立了流入 電容器360的它們被調節(jié)的電流值。圖3B示出了如圖3A中振蕩器333的振蕩器電路的一個示例的一部分。圖 3B中的振蕩器333被耦合以接收振蕩器保持信號362， M—個示例中可為圖 3A中的信號324。在下述的描述中所提及的電壓都是參照圖3B的地電位341 的。振蕩器電路333的基本操作見下文。當比較器355輸出信號348為高，開 關357閉合，Vlow 356電壓被施加至比較器355的非反相端。假定信號362為 低的時刻，允許振蕩器運行，反相器342的輸出為高，與門359的輸出也為高， 晶體管開關350因此導通。電容器352因此以由電流源345的值確定的速^M 電。由于信號348為高，或門344的輸出為高，因此晶體管開關349關斷。當 電容器352兩端的電壓Vosc351被放電至閾值Vlow356時，比較器355的輸出 變?yōu)榈停_關357關斷，由于反相器363輸出變?yōu)楦?，開關354導通，并且Vhi 電壓353被施加至比較器355的非反相端。由于比較器輸出348為低，因此與 門359的輸出為低，晶體管開關350關斷。如果振蕩器保持信號362仍然為低， 那么或門344的輸出變?yōu)榈?，導通晶體管開關349。電容器352以電流源346 所確定的速度充電。在一個示例中，電流源346具有比電流源345低的電流值。 當電壓Vosc351超UVhi閾值353時，比較器355的輸出再一次變?yōu)楦?，重復?zhàn)周期。但是，門342， 359和344被耦合以當振蕩器保掛言號362變?yōu)楦邥r 電容器352電壓Vosc351在信號362為高的時間段期間保持基本上恒定。不管 電容器352在該時間是充電還是放電，上述皆為事實。這個功能的一個示例由 波形364示出，波形364示出了在Osc保持信號362為高的時間段期間Vosc電 壓351保持恒定。在一個示例中，振蕩器輸出時鐘信號334可ffi31采用反相器347反相門344 的輸出信號343并將之施加至單觸發(fā)電路358的輸入而產生，由此得到時鐘信 號334。應該理角待在多種實IJLh述振蕩器功能的方式，僅以示例的方式使用圖 3B示出的示例。圖5 g出了電源輸出電壓501和輸出電流502在輸出電壓501為低時如 何偏離理想電流調節(jié)特性。在一個示例中，在輸出電壓電平509之下的操作被 認為是由區(qū)域508指示的故障情況。在功$$封奐器被用于電池充電器應用中的 示例中，在低于509的輸出電壓下的操作代表了用完的電池等等。 一個示例中， 需要邈盾由特性504示出的返送(foldback)特性。在另一個示例中，需要直線 特性505，在別的一個示例中，可接受輸出電流502在低于電壓509的電壓增加 的特性506。圖6示出了根據本發(fā)明的教示的示例性非隔離功率轉換器的示意圖600。在 所示的示例中，示例性非隔離功率轉換器被示為降壓-升壓轉換器。應該理解其 它形式的非隔離電源也可以獲益于本發(fā)明的教示，所述非隔離電源可包括例如， 但不限于，升壓轉換器，SEPIC轉換器，Cuk轉換器等等。在所示的示例中， 控制電路615與戰(zhàn)的控制電路115和315在許多方面共享其操作。在一個示 例中，育糧傳輸元件不需要輔助繞組，替換的，具有電壓值VpB616的反饋信號 從主肖糧傳輸元件609繞組694耦合至控制電路615。在操作中，當功率開關605處于導通狀態(tài)，電流604fflil能量傳輸元件609 和功率開關605在電源600的第一 691和第二 692輸入端之間流動。當功率開 關605斷開時，在功率開關斷開時間的反饋部分TpB期間，節(jié)點693的電壓降低 至基本上等于輸出地干線電壓607減去輸出功率二極管630兩端的正向電壓降 的值，其中功率二極管630耦合至能量傳輸元件609，以維持電流在能量傳輸元 件609中的流動。在功率開關605斷開時間的反饋部分TpB期間，當輸出功率二 極管630傳導電流時，能量傳輸元件609兩端的電壓等于輸出電壓619加上二極管630兩端的正向二極管電壓降，因此代表了在功率開關605斷開時間的反 饋部分TpB期間的輸出電壓619。在輸出功率二極管630中流動的電流，基本上 等于流入輸出電容器618的電流和在負載621中流動的輸出電流620之和。如 示例中所示，能量傳輸元件繞組694兩端的電JBI31電路模塊613和由電阻器 611和612構成的電阻分壓器耦合至控制電路615的反饋端623，作為具有電壓 但Vfb616的反饋信號。在所示的示例中，反饋信號電壓值Vn3616僅在功率開關605的斷開時間期 間從能量傳輸元件609繞組694耦合至控制電路615。在一個示例中，電路?！姥?613包括耦合至主能量傳輸元件繞組694的二極管695。在功率開關605的導通 時間期間，二極管695反向偏置，因此阻止了電流在電阻器611和612中的流 動。獲益于根據本發(fā)明的教示，在另一個示例中，電路模塊695包括基本短路 連接696。在所述電路模塊695包括基本短路連接696的示例中，信號在功率開 關605導通時間期間被施加至控制電路615的端子623。但是，在功率開關605 導通時間期間，該信號并不代表功率轉換器的輸出電壓。根據本發(fā)明的教示， 在電路模塊613包括基本短路連接696的示例中，具有電壓值Vra616的反饋信 號因此也仍然僅僅是在功率開關605斷開時間的反饋部分TpB期間代表了功率 轉換器600的輸出電壓619的反饋信號，反饋部分Tra是有電流流入二極管630 的期間。在圖6的非隔離升壓-降壓轉換器電路的一個示例中，由于二極管695 兩端的正向電壓降傾向于抵消二極管630兩端的正向電壓降，因此電路模i央613 傾向于包括二極管695，以有利于確保反饋信號614精確地f^輸出電壓619。因此，在一個示例中，控制電路615的操作原理與上述控制電路115和315 的類似。當流入二極管630的電流基本上降低到零值時，功率開關605斷開的 反饋部分Tfb結束?？刂齐娐?15耦合成調節(jié)作為功率開關斷開時間的反饋部分 Tre與^h功率開關開關周期的比率的占空比。在一個示例中，參考圖3A討論 的電路可被用于^f共這種操作。圖7 —般性示出了根據本發(fā)明的流程圖700，其描述調節(jié)從功率轉換器的輸 入傳送到功率轉換器的輸出的功率的一示例性方法。如示例所示，在塊701中 接收反饋信號。在塊703中，確定是否在功率開關105斷開時間的反饋部分TpB 內。如果是，在塊705中，反饋電容器360由固定的電流源308充電。在塊730中，確定反饋電容器360兩端的電壓Va是否皿閾值Vrefl。如果是，在塊711 中，振蕩器333則被保持不振蕩，并且在塊701中再一次接收反饋信號。如果 反饋電容器360兩端的電壓Va低于閾值Vrefl ，則振蕩器333被允許繼續(xù)工作 并且在塊701中再一次接收反饋信號。在塊703中，如果確定時間不在功率開 關105斷開時間的反饋部分TpB內，則在塊707中，反饋電容器360由固定電流 源307放電。在塊709中，確定反饋電容器360兩端的電壓Va是否超過閾值 Vrefl。如果是，在塊711中，振蕩器333則被保持不振蕩，并且在塊701中再 一次接收反饋信號。如果反饋電容器360兩端的電壓Va低于閾值Vrefl，在塊 715中，振蕩器333被允許繼續(xù)工作，而電容器360繼續(xù)由固定電流源307放電。 應該理解，與圖3A中的電路的操作一致，電容器360僅將在電容器360兩端的 電壓高于下限閾值電平Vref2 304時被放電。在塊717中，確定現在是否是產生 下一個振蕩器時鐘高信號脈沖的時刻，當到iiitt時刻時，在塊720中，塊720 允許下一個時鐘脈沖高信號導通功率開關。在塊721中，確定功率開關導通時 間段是否完成，并且在±央722中，功率開關被關斷并且停止對電容器360放電， 但是應該注意如果電容器360電壓320已經達到Vref2 304閾值電壓，則電容器 360的放電已經終止。因此，根據本發(fā)明的教示，采用圖7的示例性流程方法，可以通過響應于 占空比控制功率開關的開關，以調節(jié)從功率轉換器的輸入傳送到輸出的功率， 所述占空比是功率開關斷開時間的反饋部分Tfb與旨功率開關開關周期的比 率。在J^t控制電路315的描述中，振蕩器333的周期是響應于圖3A中的電 容器360兩端的電壓。應該注意，同樣獲益于本發(fā)明的教示，在另一個示例， 振蕩器周期可響應于數字計數器電路的值。在一個示例中，對于功率開關斷開 時間的反饋部分，數字計數器電路可以以高于功率開關開關頻率的頻率遞增， 在功率開關開關周期的其他部分，以比功率開關開關頻率更高的頻率遞減。數字計數器計數的值接著可與閾值數值比較，并且當計數器計數低于閾值數值時 允許振蕩器工作，當計數器計數高于閾值數值時振蕩器被停止。應該注意，同 樣獲益于本發(fā)明更廣泛的教示，其它技術也可用于替代上述的說明以控制振蕩 器周期，從而調節(jié)功率開關斷開的反饋部分與功率開關開關周期的比率。本發(fā)明的圖示示例的上述說明，包括在摘要中描述的，并不是企圖進行窮舉或將之限制于其公開的具體形式。這里對本發(fā)明所描述的具體實施例和示例 目的是為了說明，不偏離本發(fā)明更寬的精神和范圍的各種的等價改動是可能的。 實際上，應該理解提供的特定的電壓，電流，頻率，功率范圍值，時間等的， 目的是用于說明，根據本發(fā)明的教示，在其它實施例和示例中也可采用其它值。 在上述詳細說明的啟示下，本發(fā)明的示例可做出這些修改。在下述的權利 要求中j頓的術語并不是用于將本發(fā)哪蹄lj于說明和權利要求中公開的特定示 例。而是根據權禾腰求解釋的確立聲哪艮制由下述權利要求齡確定的范圍。 特定的說明和附圖因此相應的應被認為是描述而非限制。
權利要求
1、一種用于功率轉換器的控制電路，包括時鐘信號發(fā)生器，其耦合成產生控制耦合至該控制電路的功率開關的開關的時鐘信號；以及反饋電路，其被耦合成接收反饋信號，所述反饋信號代表在功率開關斷開時間的反饋部分期間功率轉換器的輸出，所述反饋電路被耦合成響應所述反饋信號來控制所述時鐘信號發(fā)生器，從而調節(jié)作為功率開關斷開時間的反饋部分與整個功率開關開關周期的比率的占空比。
2、 權利要求1所述的控制電路，其中，反饋電S飽括反饋電容器，所述反 饋電容器耦合成在功率開關斷開時間的反饋部分期間充電，并且，其中所述反 饋電容器耦合成在旨功率開關開關周期的其余部分放電。
3、 權利要求2所述的控制電路，其中所述反饋電路進一步包括第一電流源 和第二電流源，所述第一電流源和第二電流源被耦合成響應于所述反饋信號對 反饋電容器充電和方文電。
4、 權利要求1所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電壓。
5、 權利要求1所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電流。
6、 權利要求1所述的控制電路，其中時鐘信號發(fā)生器包括耦合成響應于反 饋電路而振蕩的振蕩器。
7、 權利要求1所述的控制電路，其中時州言號發(fā)生器包括耦合成響應所述 反饋電路保持振蕩器不振蕩的比較器。
8、 權利要求3所述的控制電路，進一步包括穩(wěn)壓電路，所述穩(wěn)壓電路耦合 至第一電流源和第二電流源，以分別穩(wěn)定第一電流源和第二電流源兩端的第一 電壓和第二電壓。
9、 權利要求8所述的控制電路，其中穩(wěn)壓電路包括具有耦合至反饋電容器 的輸入的放大器，其中所述放大器的輸出響應于反饋電容器耦合成被充電還是 放電，而分別耦合至第一電流源或是第二電流源。
10、 權利要求1所述的控制電路，其中所述反饋電路包括確定功率開關斷開 時間的反饋部分的檢測電路。
11、 權利要求10所述的控制電路，其中所述檢測電路ffi31檢測功率轉換器的輸出何時傳導電流，來確定功率開關斷開時間的反饋部分。
12、 權利要求10所述的控制電路，其中檢測電路包括二極管導通檢測電路， 用于檢測功率轉換器的輸出功率二極管何時傳導電流，從而確定功率開關的斷 開時間的反饋部分。
13、 權利要求12所述的控制電路，其中二極管導通檢測電路包括耦合成比較反饋信號與閾值的比較器，從而檢測功率轉換器的輸出功率二極管何時傳導 電流。
14、 權利要求1所述的控制電路，其中時鐘信號發(fā)生驗占空比達到閾值時， 調節(jié)所述占空比，所述占空比為功率開關斷開時間的反饋部分與整個功率開關 開關周期的比率。
15、 權利要求1所述的控制電路，其中時鐘信號發(fā)生器將作為功率開關斷開 時間的反饋部分與功率開關開關周期的比率的所述占空比調節(jié)為基本上恒定。
16、 一種用于功率轉換器的控制電路，包括時鐘信號發(fā)生器，其被耦合成產生控制耦合至控制電路的功率開關的開關的 時鐘信號；反饋電路，其被耦合成接收反饋信號，所述反饋信號代表在功率開關斷幵時 間的反饋部分期間功率轉換器的輸出，所述反饋電路被耦合成響應所述反饋信 號來控制所述時鐘信號發(fā)生器，從而調節(jié)作為功率開關斷開時間的反饋部分與 旨功率開關開關周期的比率的占空比，其中所述反饋電路進一步包括反饋電容器，所述反饋電容器皮耦合成在功率 開關斷開時間的反饋部分期間充電，并且，所述反饋電容器被耦合成在整個功 率開關開關周期的其余部分放電，該反饋電路還包括第一電流源和第二電流源， 所述第一電流源和第二電流源被耦合成對所述反饋電容器充電和放電；以及穩(wěn)壓電路，該穩(wěn)壓電路被耦合至反饋電路，以分別穩(wěn)定第一電流源和第二電 流源兩端的第一電壓和第二電壓。
17、 權利要求16所述的控制電路，其中所述時鐘信號發(fā)生器包括耦合成響 應所述反饋電路而保持振蕩器不振蕩的比較器。
18、 權利要求16所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電壓。
19、 權利要求16所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電流。
20、 權利要求16所述的控制電路，其中時鐘信號發(fā)生器在占空比達到閾值占空比為功率開關斷開時間的反饋部分與整個功率 開關開關周期的比率。
21、 權利要求16所述的控制電路，其中時鐘信號發(fā)生器將作為功率開關斷 開時間的反饋部分與功率開關幵關周期的比率的所述占空比調節(jié)為基本上恒 定。
22、 一種用于功率轉換器的控制電路，包括時^f言號發(fā)生器，其被耦合成產生控制耦合至控制電路的功率開關的開關的 時鐘信號；反饋電路，其被耦合成接收反饋信號，所述反饋信號代表在功率開關斷開時 間的反饋部分期間功率轉換器的輸出，所述反饋電路被耦合成響應所述反饋信 號來控制所述時鐘信號發(fā)生器，從而調節(jié)作為功率開關斷開時間的反饋部分與 M^功率開關開關周期的比率的占空比；以及其中所述反饋電路進一步包括反饋電容器，所述反饋電容激皮耦合成在功率 開關斷開時間的反饋部分期間充電，并且，所述反饋電容器被耦合成在整個功 率開關開關周期的其余部分方文電.
23、 權利要求22所述的控制電路，其中所述反饋電路進一步包括第一電流 源和第二電流源，所述第一電流源和第二電流源被耦合成響應于反饋信號對所 述反饋電^tl充電和方文電。
24、 權利要求23所述的控制電路，進一步包括穩(wěn)壓電路，所述穩(wěn)壓電路被耦合至所述第一電流源和第二電流源，以分別穩(wěn)定所述第一電流源和第二電流 源兩端的第一電壓和第二電壓。
25、 權利要求24所述的控制電路，其中穩(wěn)壓電路包括放大器，i劾文大器的 輸入耦合至反饋電容器，且該放大器的輸出響應于反饋電容器被耦合成充電還 是放電而分別耦合至第一電流源或是第二電流源。
26、 權利要求22所述的控制電路，其中所述時鐘信號發(fā)生器包括耦合成響應所述反饋電路而保持振蕩器不振蕩的比較器。
27、 權利要求22所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電壓。
28、 權利要求22所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電流。
29、 權利要求22所述的控制電路，其中時鐘信號發(fā)生翻占空比達到閾值 時調節(jié)所述占空比，所述占空比為功率開關斷開時間的反饋部分與旨功率開關開關周期的比率。
30、 權利要求22所述的控制電路，其中時鐘信號發(fā)生器將作為功率開關斷 開時間的反饋部分與功率開關開關周期的比率的所述占空比調節(jié)為基本上恒 定。
31、 一種用于功率轉換器的控制電路，包括時鐘信號發(fā)生器，其被耦合成產生控制耦合至控制電路的功率開關的開關的 時鐘信號；反饋電路，其被耦合成接收反饋信號，所述反饋信號代表在功率開關斷開時 間的反饋部分期間功率轉換器的輸出，所述反饋電路被耦合成響應所述反饋信 號來控制所述時鐘信號發(fā)生器，從而調節(jié)作為功率開關斷開時間的反饋部分與 ，功率開關開關周期的比率的占空比；以及其中所述時鐘信號發(fā)生器進一步包括耦合成響應所述反饋電路而保持振蕩 fl不振蕩的比較器。
32、 權利要求31所述的控制電路，其中所述反饋電路包括反饋電容器，所 述反饋電容器被耦合i^功率開關斷開時間的反饋部分期間充電，并且，所述 反饋電容親皮耦合鵬齡功率開關開關周期的其余部分放電。
33、 權利要求32所述的控制電路，其中反饋電路進一步包括第一電流源和 第二電流源，所述第一電流源和第二電流源被耦合成響應于反饋信號而對所述 反饋電容器充電和放電。
34、 權利要求33所述的控制電路，進一步包括穩(wěn)壓電路，所述穩(wěn)壓電路被 耦合至所述第一電流源和第二電流源，以分別穩(wěn)定所述第一電流源和第二電流 源兩端的第一電壓和第二電壓。
35、 權利要求34所述的控制電路，其中穩(wěn)壓電路包括放大器，i劾文大器的 輸Af禹合至反饋電容器，其中所述放大器的輸出響應于反饋電容器被耦合成充 電還是放電而分別耦合至第一電流源或是第二電流源。
36、 權利要求31所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電壓。
37、 權利要求31所述的控制電路，其中反饋信號是反饋電流。
38、 一種功率轉換器，包括能量傳輸元件，所述能量傳輸元件耦合在功率轉換器輸入和功率轉換器輸出 之間，該功率轉換器輸入包括第一輸入端子和第二輸入端子；耦合至能量傳輸元件的功率開關，以使得S^f述功率開關導通期間電流M: 所述肖遣傳輸元件和所述功率開關在第一輸入端子和第二輸入端子之間流動； 以及耦合至所述功率開關的控制電路，所述控制電路被耦合成接收反饋信號，所 述反饋信號代表在所述功率開關斷開時間的反饋部分期間功率轉換器的輸出， 其中所述控制電路被耦合成調節(jié)作為所述功率開關斷開時間的反饋部分與整個 功率開關開關周期的比率的占空比。
39、 權利要求38所述的功率轉換器，其中控制電路在所述占空比達到閾值 時調節(jié)所述占空比，所述占空比為功率開關斷開時間的反饋部分與整個功率開 關開關周期的比率。
40、 權利要求38所述的功率轉換器，其中所述控制電路將作為功率開關斷 開時間的反饋部分與功率開關開關周期的比率的所述占空比調節(jié)為基本上恒 定。
41、 權利要求38所述的功率轉換器，其中所述反饋信號包括電壓信號。
42、 權利要求38所述的功率轉換器，其中所述反饋信號包括電流信號。
43、 一種用于控制功率轉換器的方法，包括 將功率開關切換為導通和斷開；產生反饋信號，所述反饋信號代表在所述功率開關斷開時間的反饋部分期間 內的功率轉換器輸出；以及控制所述功率開關的切換以調節(jié)作為所述功率開關斷開時間的反饋部分與 旨功率開關開關周期的比率的占空比。
44、 權利要求43所述的方法，其中控制所述功率開關的切換包括，當所述 占空比達到閾值時調節(jié)所述占空比，所述占空比為所述功率開關斷開時間的反 饋部分與M功率開關開關周期的比率。
45、 權利要求43所述的方法，其中控制所述功率開關的切換包括，將作為功率開關斷開時間的反饋部分與旨功率開關開關周期的比率的占空比調節(jié)為 基本上恒定。
全文摘要
本發(fā)明涉及調節(jié)二極管導通占空比的方法和裝置。公開了功率轉換器控制方法和裝置。根據本發(fā)明在功率轉換器中采用的控制電路包括時鐘信號發(fā)生器，其耦合成產生控制耦合至該控制電路的功率開關的開關的時鐘信號。反饋電路耦合成接收反饋信號，該反饋信號代表在功率開關斷開時間的反饋部分期間的功率轉換器的輸出。該反饋電路耦合成響應反饋信號來控制時鐘信號發(fā)生器，以調節(jié)作為功率開關斷開時間的反饋部分與整個功率開關開關周期的比率的占空比。
文檔編號H02M3/28GK101330256SQ20081010038
公開日2008年12月24日 申請日期2008年3月21日 優(yōu)先權日2007年3月23日
發(fā)明者C·W·樸, L·O·倫德 申請人:電力集成公司