專利名稱：：Dc-dc轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及DC—DC轉(zhuǎn)換器(converter)，尤其涉及由高電壓降壓為低電壓、并且傳送大電力的絕緣型DC—DC轉(zhuǎn)換器。
背景技術(shù)：
：正在普及具備引擎和電動機(jī)兩者作為動力源的混合動力車?；旌蟿恿嚲邆湟嬗眉半娊M件用的低電壓(例如12V)電池和電動機(jī)用的高電壓(例如300V)電池。由于在混合動力車中普遍不具備用于低電壓電池充電等的交流發(fā)電機(jī)(alternator)，因此需要將用于低電壓電池的充電以及對電組件的電力供給的高電壓電池作為輸入電源的降壓、絕緣型的DC—DC轉(zhuǎn)換器。近年來，由于因電組件的增加而使其耗電也增大，因此在該DC—DC轉(zhuǎn)換器中，需要對千瓦量級的電力進(jìn)行轉(zhuǎn)換。在該情況下，因DC—DC轉(zhuǎn)換器內(nèi)的損耗也導(dǎo)致發(fā)熱增大，為了散熱措施而附加的冷卻裝置變得大型化、重量化，導(dǎo)致車載重量增加。因此，為了不僅提高轉(zhuǎn)換效率、而且還減少發(fā)熱量以及使冷卻裝置輕量化，也需要DC—DC轉(zhuǎn)換器的低損耗化。DC—DC轉(zhuǎn)換器有很多種類，作為以絕緣型的開關(guān)(switching)方式適合于大電力轉(zhuǎn)換的方式，公知有非專利文獻(xiàn)1中公開的全橋(follbridge)方式。圖1表示現(xiàn)有的相移全橋方式的DC—DC轉(zhuǎn)換器的電路圖。這是非專利文獻(xiàn)l的圖3所示的電路圖。在圖1所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器1中，由開關(guān)元件QA、QB構(gòu)成的串聯(lián)電路和由開關(guān)元件QC、QD構(gòu)成的串聯(lián)電路分別與輸入電源Vin(輸入電壓vin)的兩端連接。在變壓器T設(shè)置有初級繞組Np和次級繞組Ns。初級繞組Np與諧振線圈Lr串聯(lián)連接，該串聯(lián)電路的一端(在該情況下，為諧振線圈Lr側(cè))與開關(guān)元件QA、QB的連接點(diǎn)連接，另一端與開關(guān)元件QC、QD的連接點(diǎn)連接。開關(guān)元件QA、QB、QC、QD是電力用功率MOSFET，盡管其說明省略，但是在漏極與源極之間包括內(nèi)部電容和從源極朝向漏極的方向作為正向的體二極管(bodydiode)。而且，控制端子即柵極與省略圖示的控制電路連接。設(shè)置在變壓器T的次級繞組Ns的一端與整流二極管Dl的陽極連接，另一端與整流二極管D2的陽極連接。整流二極管D1、D2的陰極彼此連接并且經(jīng)由扼流圈(chokecoil)La而與輸出端子Vout的一端(+側(cè))連接。而且，次級繞組Ns經(jīng)由中間抽頭而分為次級繞組Nsl和Ns2，中間抽頭與輸出端子Vout的另一端(一側(cè))連接。在輸出端子Vout的一端與另一端之間連接有平滑電容器Ca。再有，由電阻Rl和電容器Cl構(gòu)成的串聯(lián)電路與整流二極管Dl并聯(lián)連接，同樣地，由電阻R2和電容器C2構(gòu)成的串聯(lián)電路與整流二極管D2并聯(lián)連接。由該電阻和電容器構(gòu)成的串聯(lián)電路分別構(gòu)成RC緩沖電路(snubbercircuit)2禾口3。在這樣構(gòu)成的DC—DC轉(zhuǎn)換器1中，開關(guān)元件QA和QB，具有同時(shí)成為截止(off)的短停滯期(deadtime)，交替地以大致50%的占空比重復(fù)導(dǎo)通(on)、截止。開關(guān)元件QC和QD也同樣地以50。/。的占空比重復(fù)導(dǎo)通、截止。開關(guān)頻率均恒定。當(dāng)開關(guān)元件QA和QD導(dǎo)通時(shí)，開關(guān)元件QB和QC截止，向諧振線圈Lr和初級繞組Np的串聯(lián)電路以諧振線圈Lr側(cè)為正來施加輸入電壓vin，相反，當(dāng)開關(guān)元件QB和QC導(dǎo)通時(shí)，開關(guān)元件QA和QD截止，且以諧振線圈Lr側(cè)為負(fù)來施加輸入電壓vin。當(dāng)開關(guān)元件QA和QC導(dǎo)通且開關(guān)元件QB和QD截止時(shí)、以及開關(guān)元件QB和QD導(dǎo)通且開關(guān)元件QA和QC截止時(shí)，該串聯(lián)電路的兩端的電位相等，因此該串聯(lián)電路未被施加電壓。開關(guān)元件QA、QB的導(dǎo)通、截止的時(shí)刻和開關(guān)元件QC、QD的導(dǎo)通、截止的時(shí)刻的關(guān)系不固定，經(jīng)由省略圖示的輸出電壓檢測及反饋部件來控制上述關(guān)系，從而改變電力傳送量來謀求輸出電壓的穩(wěn)定化。對于例如開關(guān)元件QA變?yōu)閷?dǎo)通之后開關(guān)元件QD立即變?yōu)閷?dǎo)通這樣的關(guān)系，由于接著在開關(guān)元件QA變?yōu)榻刂怪跋虺跫壚@組Np施加輸入電壓，所以電力傳送量增大。相反，對于在開關(guān)元件QA即將截止之前開關(guān)元件QD不導(dǎo)通的關(guān)系，則向初級繞組Np施加輸入電壓的時(shí)間也變短，并且電力傳送量變小。這樣的驅(qū)動方式不是直接控制各開關(guān)元件的占空比，而是僅僅控制開關(guān)元件QA、QB的通斷和開關(guān)元件QC、QD的通斷的時(shí)刻，因此被稱為相移(phaseshift)控制方式。再有，在DC—DC轉(zhuǎn)換器1中具備與初級繞組Np串聯(lián)連接的諧振線圈Lr，但該諧振線圈Lr設(shè)置為用于各開關(guān)元件QA、QB、QC、QD的零電壓開關(guān)(ZVS)。即構(gòu)成為利用各開關(guān)元件的內(nèi)部電容與諧振線圈Lr的諧振，當(dāng)開關(guān)元件的兩端(漏極與柵極間)的電壓幾乎變?yōu)榱銜r(shí)接通(turn-on)。諧振線圈Lr的電感值基于與開關(guān)元件的內(nèi)容電容的大小的關(guān)系等而被確定。這樣，在相移全橋方式的DC—DC轉(zhuǎn)換器中，可通過設(shè)置諧振線圈Lr較為簡單地實(shí)現(xiàn)開關(guān)元件的零電壓開關(guān)。而且，在實(shí)現(xiàn)這樣的零電壓開關(guān)的同時(shí)進(jìn)行相移控制的全橋方式的DC—DC轉(zhuǎn)換器中，需要適當(dāng)?shù)乜刂扑膫€(gè)開關(guān)元件，但是該控制方式己經(jīng)成為一般的方式，在市場上還銷售用于該控制方式的控制用IC(例如，德克薩斯儀器設(shè)備公司制造的UC3875等)。然而，DC—DC轉(zhuǎn)換器1的次級側(cè)是使用了一般的兩個(gè)整流二極管的中心抽頭方式的整流電路。如果向初級側(cè)施加以諧振線圈Lr側(cè)為正的電壓，則在次級繞組Ns上產(chǎn)生對整流二極管Dl成為正向的電壓，以次級繞組Nsl—整流二極管D1—扼流圈La—負(fù)載(未圖示)一次級繞組Nsl這樣的路徑流動電流。該電流隨著時(shí)間增加。接著，如果初級側(cè)的電壓為無，則雖然以相同的路徑電流流動，但是電流值隨著時(shí)間減少。接著，如果向初級側(cè)施加以諧振線圈Lr側(cè)為負(fù)的電壓，則相反地在次級繞組Ns上產(chǎn)生對整流二極管D2成為正向的電壓，由此流過整流二極管Dl的電流快速地變?yōu)榱?，相反地，以次級繞組Ns2—整流二極管D2—扼流圈La—負(fù)載(未圖示)一次級繞組Ns2這樣的路徑流動電流。然后，上述動作重復(fù)進(jìn)行。在上述的動作中，流過整流二極管D1的電流不是在正向電流變?yōu)榱愕臅r(shí)刻停止流動，但是電流(reverserecoverycurrent,反向恢復(fù)電流)僅僅在二極管的反向恢復(fù)時(shí)間上反向流動。該反向恢復(fù)電流成為整流二極管5D1—次級繞組Nsl—次級繞組Ns2—整流二極管D2—整流二極管D1這樣的短路路徑。由于該反向恢復(fù)電流急劇地停止流動，由此，在次級繞組Nsl上產(chǎn)生浪涌電壓(surgevoltage)，并且該浪涌電壓以反向施加到整流二極管Dl。耐壓該浪涌電壓的耐壓高的整流二極管一般具有正向壓降Vf也增大的傾向。如果正向壓降Vf增大，則電流流向?yàn)檎驎r(shí)的損耗增大，變換效率以及發(fā)熱方面不好。因此，將用于吸收浪涌電壓的電阻Rl與電容器Cl串聯(lián)連接的RC緩沖電路2設(shè)置在整流二極管Dl上。同樣，將用于吸收因整流二極管D2的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的浪涌電壓的電阻R2與電容器C2串聯(lián)連接的RC緩沖電路3設(shè)置在整流二極管D2上。在該情況下，因浪涌電壓而產(chǎn)生的電流流過電阻R1(或者R2)，并且轉(zhuǎn)換為熱。通過這樣，雖然DC—DC轉(zhuǎn)換器在整體上有損耗，但是由于作為整流二極管Dl和D2能夠利用正向壓降較小的整流二極管，因此，能夠減少電流流向?yàn)檎驎r(shí)的損耗，與沒有RC緩沖電路的情況相比，能夠綜合性謀求低損耗化。但是，當(dāng)作為大電力用的DC—DC轉(zhuǎn)換器采用時(shí)，即使這樣，低損耗化也不是充分的，作為其改善方案，提出了圖2所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器。這是記載在非專利文獻(xiàn)1中的技術(shù)。在圖2所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器10中，取代DC—DC轉(zhuǎn)換器1中的兩個(gè)RC緩沖電路，設(shè)置無損耗緩沖電路ll。除了緩沖電路以外，與圖l相同，因此對這一點(diǎn)省略說明。在圖2的DC—DC轉(zhuǎn)換器10中，二極管D3的陽極與整流二極管Dl的陰極連接，二極管D3的陰極經(jīng)由電容器C3而與整流二極管D1的陽極連接。另外，二極管D3與電容器C3的連接點(diǎn)與二極管D5的陽極連接。另夕卜，二極管D4的陽極與整流二極管D2的陰極連接。二極管D4的陰極經(jīng)由電容器C4而與整流二極管D2的陽極連接。另外，二極管D4與電容器C4的連接點(diǎn)與二極管D6的陽極連接。而且，二極管D5、D6的陰極彼此連接并且經(jīng)由線圈Lb而與整流二極管Dl(整流二極管D2)的陰極連接。這里，由二極管D3、D4、D5、D6、電容器C3、C4以及線圈Lb構(gòu)成了無損耗緩沖電路ll。在無損耗緩沖電路11中，針對整流二極管D1以反向產(chǎn)生的浪涌電壓引起的電流經(jīng)由二極管D3而作為電荷暫時(shí)被蓄積到電容器C3，在下一周期時(shí)，將電容器C3蓄積的電荷經(jīng)由二極管D5和線圈Lb而放出到輸出。針對整流二極管D2以反向產(chǎn)生的浪涌電壓也同樣地在被暫時(shí)蓄積的基礎(chǔ)上放出到輸出側(cè)。無損耗緩沖電路11不具備電阻。因此，在非專利文獻(xiàn)1中，與使用RC緩沖電路的情況相比，能夠進(jìn)一步減少在緩沖電路中的損耗。另外，整流二極管的耐壓也與采用RC緩沖電路的情況(300V)相比能夠采用更小的耐壓(200V)，以減少因正向電流而產(chǎn)生的損耗。在非專利文獻(xiàn)1中，對兩者的損耗進(jìn)行比較，DC—DC轉(zhuǎn)換器的變換效率相對于具備RC緩沖電路時(shí)的88.1%，在具備無損耗緩沖電路時(shí)可改善到89.5%。非專利文獻(xiàn)l:電気學(xué)會論文誌産業(yè)応用部門誌vol.125No.42005P366371「大容量DC—DC〕乂/《一夕O出力整流夕'一才一K、二招^3無損失7于AO提案」在圖2所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器10中，例如使基于整流二極管Dl的反向恢復(fù)電流的浪涌電流暫時(shí)經(jīng)由二極管D3流動并作為電荷蓄積到電容器C3，在下一周期，經(jīng)由二極管D5和線圈Lb流動而在輸出側(cè)放出。因此，因二極管D3、D4、D5、D6的正向壓降而產(chǎn)生損耗。尤其，在二極管D3、D4中，由于流過大浪涌電流，因此損耗也大。因這些二極管的正向壓降而產(chǎn)生的損耗或因損耗而產(chǎn)生的發(fā)熱，與用RC緩沖電路的電阻所消耗的情況相比，其變小了，但是，在用于大電力中時(shí)，其是不能忽略的，因此要求進(jìn)一步的改善。另外，對整流二極管也能利用耐壓小的整流二極管，其結(jié)果能夠減少因正向電流而產(chǎn)生的損耗、發(fā)熱，但是即使這樣，也會存在整體損耗的大約一半的損耗、發(fā)熱，在這一點(diǎn)上也要求進(jìn)一步改善。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于解決上述的問題點(diǎn)，提供一種進(jìn)一步減少損耗以及因損耗產(chǎn)生的發(fā)熱的絕緣型的DC—DC轉(zhuǎn)換器。為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器，具有輸入電源；絕緣變壓器，其具備初級繞組和次級繞組；零電壓開關(guān)用的諧振線圈，其與所述初級繞組串聯(lián)連接；以相移控制而驅(qū)動的全橋方式的開關(guān)電路，其與由所述初級繞組和諧振線圈構(gòu)成的串聯(lián)電路連接；和整流電路，其設(shè)置在所述次級繞組，特征在于，將第一及第二再生二極管，在所述初級繞組和所述諧振線圈的連接點(diǎn)與所述輸入電源的一端之間、以及在所述初級繞組和所述諧振線圈的連接點(diǎn)與所述輸入電源的另一端之間分別設(shè)置。發(fā)明效果在本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器中，將因整流二極管的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的浪涌能量，從初級側(cè)的初級繞組和諧振線圈的連接點(diǎn)經(jīng)由第一或第二再生二極管再生到輸入電源。在降壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器的情況下，由于在初級側(cè)因變壓器的匝數(shù)比的關(guān)系而電壓變高但電流變小，因此，再生電流流過的第一及第二再生二極管中的正向壓降所產(chǎn)生的損耗變小。另外，由于次級側(cè)所產(chǎn)生的浪涌電壓也變小，因此可將耐壓低且正向壓降小的二極管作為整流二極管來采用，能夠減少電流正向流動時(shí)的損耗。其結(jié)果，損耗更低且轉(zhuǎn)換效率良好，并且簡化冷卻裝置等散熱部件，能夠?qū)崿F(xiàn)輕量化進(jìn)步的絕緣型的DC—DC轉(zhuǎn)換器。圖1是現(xiàn)有的DC—DC轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖2是現(xiàn)有的另一DC—DC轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖3是本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器的一實(shí)施例的電路圖。圖4是圖3的DC—DC轉(zhuǎn)換器中。圖5是表示耐壓為120V和200V兩個(gè)二極管的電壓、電流特性的圖。圖6是本發(fā)明DC—DC轉(zhuǎn)換器的其他實(shí)施例的電路圖。圖7是本發(fā)明DC—DC轉(zhuǎn)換器的其他另一實(shí)施例的電路圖。圖8是本發(fā)明DC—DC轉(zhuǎn)換器的其他另一實(shí)施例的電路圖。符號說明20、30、40、50...DC—DC轉(zhuǎn)換器;QA、QB、QC、QD...開關(guān)元件;Vin...輸入電源;Vout…輸出端子；T…變壓器；Np…初級繞組；Ns、Nsl、Ns2、Ns3…次級繞組；Dl、D2、D9、D10…整流二極管；QE、QF、QG、QH...同步整流用開關(guān)元件；D7、D8…再生二極管；Lr…諧振線圈；La、Ll、L2.,.扼流圈；Ca...平滑電容器。具體實(shí)施方式(實(shí)施例1)圖3表示本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器的一實(shí)施例的電路圖。圖3所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器20中，基本結(jié)構(gòu)是從圖1或圖2所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器1或10中除去緩沖電路的結(jié)構(gòu)，因此對其省略說明。在DC—DC轉(zhuǎn)換器20中，在上述的基本結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，再生二極管D7(第一再生二極管)在諧振線圈Lr和初級線圈Np的連接點(diǎn)與輸入電源Vin的一端(+頂iJ)之間，以陰極為輸入電源Vin的一端側(cè)(+側(cè))而被連接。另外，再生二極管D8(第二再生二極管)在諧振線圈Lr和初級線圈Np的連接點(diǎn)與輸入電源Vin的另一端(一側(cè))之間，以陽極為輸入電源Vin的另一端側(cè)(一側(cè))而被連接。這樣，在本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器20中，僅僅是對基本結(jié)構(gòu)追加的兩個(gè)再生二極管D7、D8這2件，不僅相對于追加部件為7件的DC—DC轉(zhuǎn)換器10，而且相對于追加部件為4件的DC—DC轉(zhuǎn)換器1，也能實(shí)現(xiàn)部件件數(shù)的減少和電路部分的小型化。換言之，在這樣構(gòu)成的DC—DC轉(zhuǎn)換器20中，例如假設(shè)因整流二極管D1的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的浪涌電壓在次級繞組Nsl中產(chǎn)生時(shí)，在初級繞組Np中也產(chǎn)生與初級繞組和次級繞組的匝數(shù)比對應(yīng)的電壓。該電壓對再生二極管D7成為正向電壓，再生二極管D7導(dǎo)通而流過再生電流，并且再生到輸入電源Vin。同樣，在因整流二極管D2的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的浪涌電壓在次級繞組Ns2中產(chǎn)生時(shí)，再生二極管D8中流過再生電流，且再生到輸入電源Vin。根據(jù)圖4所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器20的各部分的電壓、電流、信號狀態(tài)等仿真結(jié)果的時(shí)序圖來詳細(xì)地說明上述的再生動作。該仿真條件中，設(shè)電源電壓vii^300V、初級繞組Np的匝數(shù)nl-8、次級繞組Nsl、Ns2的匝數(shù)n2=l、輸出電壓vout=14V、開關(guān)頻率-100kHz。而且，在實(shí)際的電路中，按照開關(guān)元件QA及QB或者開關(guān)元件QC及CD不同時(shí)導(dǎo)通的方式，設(shè)定兩者同時(shí)截止的停滯期，但是這一點(diǎn)由于不是本發(fā)明的主要部分，因此在此仿真中不予考慮。在圖4中橫軸是經(jīng)過時(shí)間?？v軸的QA、QB、QC、QD分別表示各開關(guān)元件的狀態(tài)，開關(guān)元件在其為H電平時(shí)導(dǎo)通，為L電平時(shí)截止?？v軸的Np電壓是初級繞組Np的電壓。而且，Dl電流、D2電流是流過以正向?yàn)檎恼鞫O管D1、D2的電流，D7電流是流過再生二極管D7的電流。此外，流過再生二極管D8的電流與流過再生二極管D7的電流只是偏離了1/2周期，因此省略記載。首先，在時(shí)刻t0，如各開關(guān)元件的狀態(tài)所示，開關(guān)元件QA導(dǎo)通、QB截止，開關(guān)元件QC截止、QD導(dǎo)通，初級繞組Np被施加以諧振線圈Lr側(cè)為正的電壓。由此，通過次級繞組Nsl中所產(chǎn)生的電壓，而在整流二極管D1中流過電流，并隨著時(shí)間逐漸增加。次級繞組Ns2中所產(chǎn)生的電壓對整流二極管D2而言是反向電壓，因此整流二極管D2中沒有電流流動。在時(shí)刻tl若開關(guān)元件QC導(dǎo)通、QD截止，則施加給初級繞組Np的電壓成為零。在整流二極管D1中電流以之前一樣的路徑繼續(xù)流動，但是按照隨著時(shí)間而減少的傾向變化。由于在次級線圈Ns2中不會產(chǎn)生電壓，因此整流二極管D2的電流依然為零。在時(shí)刻t2若開關(guān)元件QA截止、QB導(dǎo)通，則次級線圈Nsl、Ns2中產(chǎn)生反向電壓，并且流過整流二極管D1的電流急劇減小。另一方面，為了補(bǔ)償從整流二極管Dl流到扼流圈La的電流的減少，續(xù)流電流在整流二極管D2中流動、增加。在時(shí)刻t3流過整流二極管Dl的電流為零，之后僅僅在短時(shí)間內(nèi)以反向流動反向恢復(fù)電流。如上所述，該反向恢復(fù)電流以整流二極管D1—次級繞組Nsl—次級繞組Ns2—整流二極管D2—整流二極管Dl這樣的路徑流動，成為短路電流。在時(shí)刻t4若反向恢復(fù)電流流動結(jié)束，則流過整流二極管D1的電流急劇成為零。在此時(shí)刻，初級繞組Np被施加以諧振線圈Lr側(cè)為負(fù)的電壓。由此，流過整流二極管D2的電流隨著時(shí)間增加。另外，因通過該反向恢復(fù)電流蓄積到變壓器T的能量所產(chǎn)生的浪涌電壓，使在再生二極管D7中短時(shí)間流過再生電流。再生電流成為整流二極管D7—輸入電源Vin—開關(guān)元件QD的體二極管一初級繞組Np—再生二極管D7這樣的路徑。若要將該電流如DC—DC轉(zhuǎn)換器10那樣在次級側(cè)再生，則因匝數(shù)比關(guān)系而流過再生二極管的電流的最大值在計(jì)算上竟成為四倍，與此成比例而使再生二極管中的損耗也增大。而且，在DC—DC轉(zhuǎn)換器10的無損耗緩沖電路的情況下，由于再生用電流在電容器的充電時(shí)及放電時(shí)分別流過二極管，因此損耗也增大。尤其，當(dāng)充電電容器時(shí)，由于峰值大的浪涌電流流過二極管，因此損耗也大。因此，從簡單地僅僅比較電流值可知，本發(fā)明能夠減少損耗。這樣，在本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器20中流過再生二極管的電流所產(chǎn)生的損耗，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于DC—DC轉(zhuǎn)換器10的無損耗緩沖電路中產(chǎn)生的損耗。這里，返回到時(shí)序圖的說明。在時(shí)刻t5開關(guān)元件QC截止、QD導(dǎo)通，從時(shí)刻tl起半個(gè)周期結(jié)束，與時(shí)刻tlt5相反的半個(gè)周期開始。在相反的半個(gè)周期中，由整流二極管D2的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的浪涌電壓要在次級繞組Ls2中產(chǎn)生，在再生二極管D8中流過再生電流，且再生到輸入電源。再生電流的路徑成為再生二極管D8—初級繞組Np—開關(guān)元件QC的體二極管一輸入電源Vin—再生二極管D8。接著，采用表1，對具備了無損耗緩沖電路的DC—DC轉(zhuǎn)換器10與本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器20進(jìn)行比較。表1<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>※a〈1首先，對基本電路結(jié)構(gòu)中所追加的部件的數(shù)目而言，由于在本發(fā)明中只追加了兩個(gè)二極管，因此數(shù)量少。因而，能夠抑制由追加部件而造成的大型化、成本上升。尤其，當(dāng)DC—DC轉(zhuǎn)換器10的無損耗緩沖電路的情況下，為了處理大電流，需要大型的電容器C3、C4和線圈Lb，而且部件占用面積被限制。接著，當(dāng)對施加到整流二極管的浪涌電壓進(jìn)行比較時(shí)，本發(fā)明的浪涌電壓更小。作為具體例，當(dāng)假設(shè)輸入電源Vin的電壓vin=300V、距數(shù)比n=8時(shí)，在DC—DC轉(zhuǎn)換器10中150V左右的浪涌電壓被施加到整流二極管。在市場銷售的可實(shí)際利用的二極管中，僅僅是分立固定耐壓的二極管，例如使用耐壓180V的二極管這樣的選項(xiàng)是不現(xiàn)實(shí)的。具體而言，一般耐壓是120V、150V、200V、300V。因此，在DC—DC轉(zhuǎn)換器10中利用耐壓200V的二極管。另一方面，在DC—DC轉(zhuǎn)換器20的情況下，浪涌電壓大致小于3/4倍，成為IIOV左右。在該情況下，可利用耐壓150V的市場銷售的二極管。此外，表l的oc是小于l的常數(shù)，該值因變壓器耦合度而受到影響。在此，圖5表示耐壓150V和200V兩個(gè)二極管的電壓電流特性。由此可知，耐壓低的二極管其正向壓降小，而且因正向電流而產(chǎn)生的損耗小。例如，當(dāng)以兩種方式進(jìn)行了輸出電流為120A的設(shè)計(jì)時(shí)，若使用耐壓200V的整流二極管，則整流二極管中的損耗成為102W，與此相對，在使用了耐壓150V的整流二極管的情況下，整流二極管中的損耗成為80W，能夠謀求大約20%的損耗降低。這樣，在本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器中，與現(xiàn)有的DC—DC轉(zhuǎn)換器相比，能夠減小因浪涌電流產(chǎn)生的損耗。另外，由于可減小施加到整流二極管的浪涌電壓，因此能夠采用耐壓低的整流二極管，還能夠減小因正向電流而產(chǎn)生的損耗。其結(jié)果，根據(jù)本申請發(fā)明人的實(shí)驗(yàn)，能夠?qū)C—DC轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換效率大幅提高至95%。由此，發(fā)熱量減少，散熱措施變得容易，而且能夠防止因散熱措施而導(dǎo)致的DC—DC轉(zhuǎn)換器的大型化、重量化。(實(shí)施例2)圖6表示本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器的其他實(shí)施例的電路圖。在圖6所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器30中，對于圖3所示的本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器20，使次級側(cè)的電路結(jié)構(gòu)不同。由于發(fā)明的關(guān)鍵部分即包括再生二極管D7、D8的初級側(cè)的電路相同，因此，只對次級側(cè)進(jìn)行說明。首先，在變壓器T中設(shè)置有無中心抽頭的次級繞組Ns3。次級繞組Ns3的匝數(shù)與DC—DC轉(zhuǎn)換器20中從次級繞組Ns2的中心抽頭到一側(cè)的匝數(shù)相同。次級繞組Ns3的一端及另一端在分別經(jīng)由扼流圈L1、L2連接的基礎(chǔ)上，與輸出端子Vout的一端連接。另外，次級繞組Ns3的一端及另一端在分別與整流二極管D9、D10的陰極連接，整流二極管D9、D10的陽極在彼此連接的基礎(chǔ)上，與輸出端子Vout的另一端連接。輸出端子Vout的一端與另一端之間連接有平滑電容器Ca。DC—DC轉(zhuǎn)換器30的次級側(cè)是使用了兩個(gè)一般的整流二極管的電流倍增器(current—doubler)方式的整流、平滑電路。如果向初級側(cè)施加以諧振線圈Lr側(cè)為正的電壓，則在次級繞組Ns3上產(chǎn)生使整流二極管D10成為正向的電壓，電流以次級繞組Ns3—扼流圈L1—負(fù)載(未圖示)一整流二極管D10—次級繞組Ns3這樣的路徑流動。該電流隨著時(shí)間增加。接著，如果初級側(cè)的電壓為無，則雖然以相同的路徑電流流動，但是電流值隨著時(shí)間而減少。接著，如果向初級側(cè)施加以諧振線圈Lr側(cè)為負(fù)的電壓，則相反地在次級繞組Ns3上產(chǎn)生對整流二極管D9成為正向的電壓，電流以次級繞組Ns3—扼流圈L2—負(fù)載(未圖示)一整流二極管D9—次級繞組Ns3這樣的路徑流動。此時(shí)也流過上述的扼流圈L1的電流，使整流二極管D9作為續(xù)流二極管動作，并且以扼流圈L1—負(fù)載(未圖示)一整流二極管D9—扼流圈L1這樣的路徑，一邊隨著時(shí)間減少，一邊暫時(shí)繼續(xù)流動。接著，如果向初級側(cè)施加以諧振線圈Lr側(cè)為正的電壓，則返回到最初的動作，經(jīng)由扼流圈L1向負(fù)載提供電流。此時(shí)也經(jīng)由扼流圈L2提供給負(fù)載的電流以整流二極管D10作為續(xù)流二極管而流動，因而不暫時(shí)消失。而且，上述動作重復(fù)進(jìn)行。這樣，當(dāng)流過一個(gè)扼流圈的電流被提供給負(fù)載時(shí)，流過另一個(gè)扼流圈的電流也被同時(shí)提供給負(fù)載，所以稱作電流倍增器方式。在電流倍增器方式的電路中，在整流二極管中續(xù)流電流變?yōu)榱阒蟊皇┘臃聪虻碾妷簳r(shí)，只有很短的時(shí)間內(nèi)流過反向恢復(fù)電流。例如流過整流二極管D10的反向恢復(fù)電流以二極管D10—二極管D9—次級繞組Ns3—二極管D10這樣的路徑流動。然后，若該反向恢復(fù)電流急劇停止，就會產(chǎn)生浪涌電壓，并且該浪涌電壓以反向施加到整流二極管DIO。在整流二極管D9中也同樣。而且，在本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器30中，由于在初級側(cè)具備兩個(gè)再生二極管D7、D8，因此，與DC—DC轉(zhuǎn)換器20的情況同樣，能夠以低損耗吸收并再生因整流二極管D9、D10的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的浪涌。(實(shí)施例3)圖7表示本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器的其他另一實(shí)施例的電路圖。對圖7所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器40而言，在圖3所示的本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器20中對次級側(cè)的整流電路采用了開關(guān)元件即電力用功率MOSFET的同步整流方式。此外，在初級側(cè)的電路結(jié)構(gòu)無差別。對同步整流方式而言，由于電路結(jié)構(gòu)上產(chǎn)生了一些變更，因此對這一點(diǎn)進(jìn)行說明。首先，次級繞組Ns的一端與同步整流用開關(guān)元件QE的漏極連接，另一端與同步整流用開關(guān)元件QF的漏極連接。同步整流用開關(guān)元件QD、QE的源極彼此連接的同時(shí)，還與輸出端子Vout的另一端連接。而且，次級繞組Ns的中間抽頭經(jīng)由扼流圈La而與輸出端子Vout的一端連接。開關(guān)元件QE、QF具備內(nèi)部電容和體二極管。另外，控制端子即柵極與省略的控制電路連接。各開關(guān)元件QD、QE由于將其體二極管的正向也就是從源極朝向漏極的方向作為整流方向來使用，因此如果開關(guān)元件QD、QE總是截止，則僅僅作為二極管整流電路動作，但是，通過在向體二極管施加正向電壓的期間同步地使開關(guān)元件QD、QE導(dǎo)通，以使在低電阻的漏極與源極之間也流動電流，能夠?qū)崿F(xiàn)低損耗化。此外，變更為將次級繞組Ns的中間抽頭側(cè)與輸出端子Vout的一端連接的方式，是為了使開關(guān)元件QD、QE的源極成為低電位側(cè)，并且容易控制。使用了FET的開關(guān)元件QE、QD中具有內(nèi)部電容，即使FET成為截止，僅僅充電該內(nèi)部電容的電流也能夠從漏極朝向源極的方向流動。該電流由于在DC—DC轉(zhuǎn)換器中實(shí)質(zhì)上進(jìn)行與整流二極管的反向恢復(fù)電流相同的動作，所以因同樣的作用而產(chǎn)生浪涌。而且，在本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器40中，由于在初級側(cè)設(shè)置有再生用二極管D7、D8，因此，與DC—DC轉(zhuǎn)換器20的情況相同，能夠以低損耗吸收并再生因開關(guān)元件QE、QF的反向電流而產(chǎn)生的浪涌。另外，在整流用二極管的情況下，正向壓降成為損耗的主要原因，但是，在同步整流用開關(guān)元件的情況下，導(dǎo)通電阻成為損耗的主要原因。一般地，耐壓低的開關(guān)元件能夠使導(dǎo)通電阻小。因此，在本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器40中，由于施加的浪涌電壓變低，因此可將導(dǎo)通電阻小的開關(guān)元件采用為同步整流用，能夠進(jìn)一步減少開關(guān)元件中的損耗。(實(shí)施例4)圖8表示本發(fā)明的DC—DC轉(zhuǎn)換器的其他另一實(shí)施例的電路圖。對圖8所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器50而言，在圖6所示的DC—DC轉(zhuǎn)換器30中，將次級側(cè)的整流電路變更為使用了開關(guān)元件即FET的同步整流方式。此外，在初級側(cè)的電路結(jié)構(gòu)無差別。進(jìn)行同步整流時(shí)，取代二極管D9、DIO，按照使體二極管成為相同方向的方式設(shè)置開關(guān)元件QG、QH。開關(guān)元件QG、QH的控制端子即柵極與省略圖示的控制電路連接。此外，在DC—DC轉(zhuǎn)換器50中，開關(guān)元件QG、QH的源極僅通過置換已經(jīng)成為低電位側(cè)，所以，不進(jìn)行DC—DC轉(zhuǎn)換器40這樣的次級側(cè)的布線的變更。在DC—DC轉(zhuǎn)換器50中，由于也在初級側(cè)設(shè)置再生用二極管D7、D8，因此，與DC—DC轉(zhuǎn)換器30的情況同樣，能夠以低損耗吸收并再生開關(guān)元件QG、QH的反向電流而產(chǎn)生的浪涌。此外，在上述的各實(shí)施例中，針對初級繞組Np，將諧振線圈Lr與輸入電源Vin的一端側(cè)(+側(cè))串聯(lián)連接，但是顯然，也可與另一端側(cè)(一側(cè))串聯(lián)連接。在該情況下，也在諧振線圈及初級繞組的連接點(diǎn)與輸入電源Vin的一端側(cè)及另一端側(cè)之間連接有再生二極管。權(quán)利要求1、一種DC-DC轉(zhuǎn)換器，具有輸入電源；絕緣變壓器，其具備初級繞組和次級繞組；零電壓開關(guān)用的諧振線圈，其與所述初級繞組串聯(lián)連接；以相移控制而驅(qū)動的全橋方式的開關(guān)電路，其與由所述初級繞組和諧振線圈構(gòu)成的串聯(lián)電路連接；和整流電路，其設(shè)置在所述次級繞組，所述DC-DC轉(zhuǎn)換器的特征在于將第一及第二再生二極管，在所述初級繞組和所述諧振線圈的連接點(diǎn)與所述輸入電源的一端之間、以及與所述輸入電源的另一端之間分別設(shè)置。2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC—DC轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述整流電路是二極管整流電路。3、根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC—DC轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述整流電路是利用了FET的同步整流電路。4、根據(jù)權(quán)利要求13中任一項(xiàng)所述的DC—DC轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述整流電路是中心抽頭方式整流電路。5、根據(jù)權(quán)利要求13中任一項(xiàng)所述的DC—DC轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述整流電路是電流倍增器方式整流電路。全文摘要一種DC-DC轉(zhuǎn)換器，具有與初級繞組(Np)串聯(lián)連接的零電壓開關(guān)用的諧振線圈(Lr)，并且具有以相移控制而驅(qū)動的全橋方式的開關(guān)電路，該DC-DC轉(zhuǎn)換器將第一及第二再生二極管(D7)、(D8)，在初級繞組(Np)和諧振線圈(Lr)的連接點(diǎn)與輸入電源(Vin)的一端之間、以及與另一端之間分別設(shè)置。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，將因次級側(cè)的整流二極管(D1)、(D2)的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的浪涌經(jīng)由再生二極管(D7)、(D8)再生到輸入電源，來降低施加到整流二極管(D1)、(D2)的浪涌電壓，能夠使用耐壓小且正向壓降少的整流二極管。另外，減少因整流二極管的正向電流而產(chǎn)生的損耗。再有，與在次級側(cè)設(shè)置緩沖電路的情況相比，還減少再生二極管(D7)、(D8)中的損耗。文檔編號H02M3/28GK101248575SQ200580051400公開日2008年8月20日申請日期2005年9月6日優(yōu)先權(quán)日2005年6月29日發(fā)明者植木浩一,竹村博,西山隆芳申請人:株式會社村田制作所